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KR102426372B1 - 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기 - Google Patents

전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기 Download PDF

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KR102426372B1
KR102426372B1 KR1020150104505A KR20150104505A KR102426372B1 KR 102426372 B1 KR102426372 B1 KR 102426372B1 KR 1020150104505 A KR1020150104505 A KR 1020150104505A KR 20150104505 A KR20150104505 A KR 20150104505A KR 102426372 B1 KR102426372 B1 KR 102426372B1
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Abstract

본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다. 이에 따라, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.

Description

전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기{Power converting apparatus and air conditioner including the same}
본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기에 관한 것이다.
공기조화기는 쾌적한 실내 환경을 조성하기 위해 실내로 냉온의 공기를 토출하여, 실내 온도를 조절하고, 실내 공기를 정화하도록 함으로서 인간에게 보다 쾌적한 실내 환경을 제공하기 위해 설치된다. 일반적으로 공기조화기는 열교환기로 구성되어 실내에 설치되는 실내기와, 압축기 및 열교환기 등으로 구성되어 실내기로 냉매를 공급하는 실외기를 포함한다.
한편, 현재의 대용량의 공기조화기는, 입력되는 3상 전압을, 수동 소자인, 다이오드를 이용하여, 정류하고, 정류된 전압을 이용하여, 인버터를 통해, 모터를 구동한다. 이러한 경우, 인버터에 접속되는 부하의 크기가 증대될수록, dc 단 전압이 감소하게 되며, 특히, 모터가 고속으로 회전하는 경우, dc 단 전압의 부족으로, 고속 운전의 제약이 발생하는 경향이 있다.
본 발명의 목적은, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 공기조화기는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어한다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기는, 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터와, 컨버터를 제어하는 제어부를 포함하고, 제어부는, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 컨버터 내의 스위칭 소자를 제어함으로써, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.
한편, 컨버터 제어부는, 컨버터의 출력단의 부하가 커질수록, 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어하거나, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어하거나, 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어함으로써, 컨버터에 흐르는 전류 리플의 크기가 작아지도록 제어할 수 있으며, 이에 따라, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
도 2는 도 1의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도 3은 도 1의 실외기 내의 압축기 구동을 위한 전력변환장치의 블록도이다.
도 4는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 일예이다.
도 5는 도 3의 컨버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도 6 내지 도 10b는 도 5의 컨버터 제어부의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 11는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 다른 예이다.
도 12은 도 3의 인버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
본 발명에 따른 공기조화기(100)는, 도 1에 도시된 바와 같이, 실내기(31), 실내기(31)에 연결되는 실외기(21)를 포함할 수 있다.
공기조화기의 실내기(31)는 스탠드형 공기조화기, 벽걸이형 공기조화기 및 천장형 공기조화기 중 어느 것이라도 적용 가능하나, 도면에서는, 스탠드형 실내기(31)를 예시한다.
한편, 공기조화기(100)는 환기장치, 공기청정장치, 가습장치 및 히터 중 적어도 하나를 더 포함할 수 있으며, 실내기 및 실외기의 동작에 연동하여 동작할 수 있다.
실외기(21)는 냉매를 공급받아 압축하는 압축기(미도시)와, 냉매와 실외공기를 열교환하는 실외 열교환기(미도시)와, 공급되는 냉매로부터 기체 냉매를 추출하여 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(미도시)와, 난방운전에 따른 냉매의 유로를 선택하는 사방밸브(미도시)를 포함한다. 또한, 다수의 센서, 밸브 및 오일회수기 등을 더 포함하나, 그 구성에 대한 설명은 하기에서 생략하기로 한다.
실외기(21)는 구비되는 압축기 및 실외 열교환기를 동작시켜 설정에 따라 냉매를 압축하거나 열교환하여 실내기(31)로 냉매를 공급한다. 실외기(21)는 원격제어기(미도시) 또는 실내기(31)의 요구(demand)에 의해 구동될 수 있다. 이때, 구동되는 실내기에 대응하여 냉/난방 용량이 가변 됨에 따라 실외기의 작동 개수 및 실외기에 설치된 압축기의 작동 개수가 가변되는 것도 가능하다.
이때, 실외기(21)는, 연결된 실내기(310)로 압축된 냉매를 공급한다.
실내기(31)는, 실외기(21)로부터 냉매를 공급받아 실내로 냉온의 공기를 토출한다. 실내기(31)는 실내 열교환기(미도시)와, 실내기팬(미도시), 공급되는 냉매가 팽창되는 팽창밸브(미도시), 다수의 센서(미도시)를 포함한다.
이때, 실외기(21) 및 실내기(31)는 통신선으로 연결되어 상호 데이터를 송수신하며, 실외기 및 실내기는 원격제어기(미도시)와 유선 또는 무선으로 연결되어 원격제어기(미도시)의 제어에 따라 동작할 수 있다.
리모컨(미도시)는 실내기(31)에 연결되어, 실내기로 사용자의 제어명령을 입력하고, 실내기의 상태정보를 수신하여 표시할 수 있다. 이때 리모컨은 실내기와의 연결 형태에 따라 유선 또는 무선으로 통신할 수 있다.
도 2는 도 1의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 공기조화기(100)는, 크게 실내기(31)와 실외기(21)로 구분된다.
실외기(21)는, 냉매를 압축시키는 역할을 하는 압축기(102)와, 압축기를 구동하는 압축기용 전동기(102b)와, 압축된 냉매를 방열시키는 역할을 하는 실외측 열교환기(104)와, 실외 열교환기(104)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실외팬(105a)과 실외팬(105a)을 회전시키는 전동기(105b)로 이루어진 실외 송풍기(105)와, 응축된 냉매를 팽창하는 팽창기구(106)와, 압축된 냉매의 유로를 바꾸는 냉/난방 절환밸브(110)와, 기체화된 냉매를 잠시 저장하여 수분과 이물질을 제거한 뒤 일정한 압력의 냉매를 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(103) 등을 포함한다.
실내기(31)는 실내에 배치되어 냉/난방 기능을 수행하는 실내측 열교환기(109)와, 실내측 열교환기(109)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실내팬(109a)과 실내팬(109a)을 회전시키는 전동기(109b)로 이루어진 실내 송풍기(109) 등을 포함한다.
실내측 열교환기(109)는 적어도 하나가 설치될 수 있다. 압축기(102)는 인버터 압축기, 정속 압축기 중 적어도 하나가 사용될 수 있다.
또한, 공기조화기(100)는 실내를 냉방시키는 냉방기로 구성되는 것도 가능하고, 실내를 냉방시키거나 난방시키는 히트 펌프로 구성되는 것도 가능하다.
도 1의 실외기(21) 내의 압축기(102)는, 압축기 모터(250)를 구동하는, 압축기 구동을 위한 전력변환장치(도 3의 200)에 의해 구동될 수 있다.
도 3은 도 1의 실외기 내의 압축기 구동을 위한 전력변환장치의 블록도이고, 도 4는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 일예이다.
도면을 참조하면, 압축기 구동을 위한 전력변환장치(도 3의 200)는, 압축기 모터(250)에 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(220)와, 인버터(220)를 제어하는 인버터 제어부(230)와, 인버터(220)에 직류 전원을 공급하는 컨버터(210), 컨버터(210)를 제어하는 컨버터 제어부(215), 컨버터(210)와 인버터(220) 사이의 dc단 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 한편, 압축기 모터 구동장치(200)는, dc단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다.
전력변환장치(200)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 압축기 모터(250)에 변환된 전력을 공급한다. 이에 따라, 전력변환장치(200)는, 압축기 구동장치라고도 할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(200)는, 입력 교류 전원의 레벨 또는 위상에 따라, 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변한다. 이에 의해, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.
컨버터(210)는, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환한다. 컨버터(210)는, 정류부(410)와 부스트 컨버터(420)를 포함하는 개념일 수 있다. 한편, 입력 교류 전원에 기초한 입력 전력은, Pgrid로 명명할 수 있다.
정류부(410)는, 단상 교류 전원(201)을 입력받아 정류하여 정류된 전원을 출력한다.
이를 위해, 정류부(410)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 다이오드 소자(Da,Db) 및 하암 다이오드 소자(D'a,D'b)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 다이오드 소자가 서로 병렬(Da&D'a,Db&D'b)로 연결되는 것을 예시한다. 즉, 브릿지 형태로 서로 접속될 수 있다.
부스트 컨버터(420)는, 정류부(410)와 인버터(220) 사이에, 서로 직렬 접속되는 인덕터(L1)와 다이오드(D1), 인덕터(L1)와 다이오드(D1) 사이에 접속되는 스위칭 소자(S1)를 구비한다. 이러한 스위칭 소자(S1)의 온에 의해, 인덕터(L1)에 에너지가 저장되다가, 스위칭 소자(S1)의 오프에 의해, 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 다이오드(D1)를 거쳐, 출력될 수 있다.
한편, 저용량의 dc 단 커패시터(C)를 사용하는 경우, 부스트 컨버터(420)는, 일정 전압이 승압된, 즉 오프셋된, 전압을 출력할 수도 있다.
컨버터 제어부(215)는, 부스트 컨버터(420) 내의 스위칭 소자(S1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(S1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다.
이를 위해, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(B), dc단 전압 검출부(B)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)와, dc단 전압(Vdc)을 수신할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는, 입력 교류 전원(201)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(410) 전단에, 위치할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는, 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(215)에 인가될 수 있다.
한편, 입력 전압 검출부(A)에 의해, 입력 전압의 제로 크로싱 지점도 검출할 수 있게 된다.
다음, 입력 전류 검출부(D)는, 입력 교류 전원(201)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(410) 전단에, 위치할 수 있다.
입력 전류 검출부(D)는, 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current trnasformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(215)에 인가될 수 있다.
dc 전압 검출부(B)는 dc 단 커패시터(C) 양단, 즉 dc 단 전압(Vdc)을 검출한다. 전원 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 dc 단 커패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어부(215), 인버터 제어부(230)에 인가될 수 있으며, dc 단 커패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc), 인버터 스위칭 제어신호(Sic)가 각각 생성될 수 있다.
인버터(220)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(250)에 출력할 수 있다.
이에 따라, 인버터(220)는, 부하인 모터(250)로, 인버터 전력(Pinv)을 공급할 수 있다. 이때의 인버터 전력(Pinv)은, 부하인 모터(250)에서 필요한 전력으로서, 필요한 목표 전력에 추종할 수 있다. 따라서, 본 명세서에서는, 인버터 전력(Pinv)을 부하에서 필요한 목표 전력과 동일한 개념으로 기술할 수도 있다.
구체적으로, 인버터(220)는, 복수의 스위칭 소자를 구비할 수 있다. 예를 들어, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결될 수 있다. 그리고, 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결될 수 있다.
인버터 제어부(230)는, 인버터(220)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(220)에 출력할 수 있다. 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(250)에 흐르는 출력 전류(io) 및 dc단 커패시터 양단인 dc 단 전압(Vdc)에 기초하여, 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, dc 단 전압(Vdc)은 dc 단 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(420)와 모터(250) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(250)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(220)와 모터(250) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
한편, 인버터 제어부(230)는, 전류 지령 생성부(도 12의 330), 전압 지령 생성부(도 12의 340), 및 스위칭 제어신호 출력부(도 12의 360)를 포함할 수 있다. 이에 대해서는, 도 12 이하를 참조하여 보다 상세히 기술한다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(220) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(220) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
도 5는 도 3의 컨버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도면을 참조하면, 컨버터 제어부(215)는, 전류 지령 생성부(720), 전류류 제어부(730), 및 전향 보상부(740)를 구비할 수 있다.
전류 지령 생성부(720)는, 입력 전압의 위상과 모양을 동기화시켜, 전류 지령치(I*)를 생성할 수 있다. 이를 위해, 전류 지령 생성부(720)는, 연산기(725), 전압 제어기(727), 및 입력 전압 보상부(729)를 구비할 수 있다.
연산기(725)는, dc단 전압 지령치(V*dc)와, dc단 전압 검출부(B)에서 검출되는 dc단 전압(Vdc)와의 차이를 연산하고, 그 차이를 전압 제어기(727)에 전달한다.
전압 제어기(727)는, dc단 전압 지령치(V*dc)와 검출되는 dc단 전압(Vdc)와의 차이에 기초하여, PI 제어 등을 통해, 전류 지령치를 생성할 수 있다.
한편, 입력 전압 보상부(729)는, 입력 교류 전원(Vs)의 위상고 모양을 고려하여, 입력 전압을 보상하기 위한 보상 전류 지령치를 생성할 수 있다. 예를 들어, |sinωt|의 보상 전류 지령치를 출력할 수 있다.
한편, 연산기(728)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치와, 입력 전압 보상부(729)로부터의 보상 전류 지령치에 기초하여, 최종 전류 지령치를 생성하여 출력할 수 있다.
예를 들어, 연산기(728)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치에, 보상 전류 지령치(|sinωt|)를 곱셈하여, 출력할 수 있다. 이에 따라, 위상 성분이, 반영될 수 있다.
결국, 전류 지령 생성부(720)는, 전압 제어기(727)로부터의 전류 지령치와, 입력 전압 보상부(729)로부터의 보상 전류 지령치에 기초하여, 최종적으로, 전류 지령치(I*)를 생성하여 출력할 수 있다.
다음, 전압 지령 생성부(730)는, 전류 지령 생성부(720)로부터의 전류 지령치(I*)와, 입력 교류 전원(Vs)에 대응하는 검출되는 입력 전류(Is)에 기초하여, 전압 지령치(V*)를 생성하여 출력할 수 있다.
이를 위해, 전압 지령 생성부(730)는, 연산기(735), 전류 제어기(737), 및 연산기(739)를 구비할 수 있다.
연산기(735)는, 전류 지령치(I*)와, 입력 전류 검출부(D)에서 검출되는 입력 전류(Is)와의 차이를 연산하고, 그 차이를 전류 제어기(737)에 전달한다.
전류 제어기(737)는, 전류 지령치(I*)와, 입력 전류 검출부(D)에서 검출되는 입력 전류(Is)와의 차이에 기초하여, PI 제어 등을 통해, 전압 지령치를 생성할 수 있다. 한편, 생성되는 전압 지령치는, 듀티에 대응하는 신호를 포함할 수 있다.
한편, 전향 보상부(740)는, 부스트 컨버터(420)의 입력전압(Vs) 및 dc 단 전압(Vdc)으로 이루어진 왜란을 제거하기 위해, 전향 보상(feed-forward compensation)을 수행할 수 있다. 이에 따라, 전향 보상부(740)는, 왜란 제거를 고려한, 제2 듀티에 대응하는 보상 전압 지령치를 생성할 수 있다.
연산기(739)는, 전류 제어기(737)로부터의 전압 지령치와, 전향 보상부(740)로부터의 보상 전압 지령치를 가산하고, 그에 따라, 최종 전압 지령치(V*)를 출력할 수 있다.
예를 들어, 연산기(739)는, 전류 제어기(737)로부터의 전압 지령치의 듀티와, 전향 보상부(740)로부터의 보상 전압 지령치의 제2 듀티를 가산하고, 그에 따라, 최종 전압 지령치(V*)를 출력할 수 있다.
다음, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상에 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다.
한편, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 직류 전원, 또는 직류 전원에 기초한 출력 전력에 더 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다.
구체적으로, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전압 검출부(A)에서 검출되는 입력 전압에 대한 위상 정보(θ)와, dc단 전압 검출부(B)에서 검출된 dc단 전압에 기초하여 연산된 전력(P)에 기초하여, 스위칭 소자의 스위칭 주파수(Fsw)를 설정할 수 있다.
예를 들어, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상 정보(θ)에 기초하여, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
다른 예로, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 부하, 즉, 연산된 전력(P)에 기초하여, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 주파수를 가변할 수 있다.
스위칭 주파수 가변부(770)의, 위상 정보(θ) 또는 연산된 전력(P)에 기초한, 다양한, 스위칭 주파수 가변 동작은 이하와 같이 수행될 수 있다.
예를 들어, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 교류 전원(Vs)의 레벨 또는 위상에 따라, 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 제3 구간 내의 제2 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 특히, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수 보다 높고 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제3 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제1 구간과 제2 구간의 구간 폭이 작아지거나, 제4 구간과 제5 구간의 구간 폭이 넓어지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간 중 제3 구간에서의 스위칭 주파수가 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1)에 흐르는 전류 레벨에 따라, 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 제1 구간과 제2 구간의 폭을 가변한다.
보다 구체적으로, 컨버터 제어부(215), 특히, 스위칭 주파수 가변부(770)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1,L2)에 흐르는 전류 레벨이 클수록, 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어할 수 있다. 특히, 제2 스위칭 주파수가, 제1 스위칭 주파수보다 낮아지도록 제어할 수 있다.
다음, 스위칭 제어 신호 출력부(760)는, 전압 지령치(V*), 및 설정된 스위칭 주파수(fsw)에 기초하여, 컨버터(210) 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다.
도 6 내지 도 10b는 도 5의 컨버터 제어부의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 6은, 컨버터의 스위칭 모드의 다양한 예를 예시하는 도면이다.
먼저, 도 6의 (a)는, 임계 도통 모드(Critical Boundary Conduction Mode)로 컨버터가 동작하는 경우를 예시하며, 도 6의 (b)는, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 컨버터가 동작하는 경우를 예시한다.
도 6의 (a)의 임계 도통 모드(Critical Boundary Conduction Mode) 또는 도 6의 (b)의 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode), 입력 전압의 반주기 동안 컨버터 내의 스위칭 소자를 구동하는 경우, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 발생하게 된다.
특히, 고속 스위칭시, 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 스위칭 손실이 커지게된다.
한편, 도 6의 (b)의 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode) 외에, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로 컨버터 내의 스위칭 소자를 동작시키는 경우, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 더 저감되게 된다.
그러나, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)는, 스위칭 손실은 저감되나, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)에 비해, 도통 손실이 증가하는 단점이 있다.
본 발명에서는, 이러한 점을 해결하기 위해, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)와, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)를 함께 사용하는 것으로 한다.
구체적으로, 컨버터 제어부(215)는, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안, 스위칭 손실이 더 작은, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자를 동작시키고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간 동안, 도통 손실이 더 작은, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 스위칭 소자를 동작시키도록 제어하는 것이 바람직하다.
또한, 컨버터 제어부(215)는, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)에서, 스위칭 주파수의 증가에도 불구하고, 스위칭 손실이 커지지 않으므로, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안의 스위칭 주파수가, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의 스위칭 주파수 보다 높도록 설정하는 것이 바람직하다.
도 7은, 본 발명의 실시예에 따라, 컨버터의 스위칭 모드가, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)와, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)가 혼합된 것을 예시한다.
특히, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(Pa) 및 제2 구간(Pc) 동안, 스위칭 손실이 더 작은, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자가 동작하고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간(Pb) 동안, 도통 손실이 더 작은, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 스위칭 소자가 동작하는 것을 예시한다.
이에 따라, 특히, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간 동안, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)에서, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)에 비해, 상대적으로 다이오드 턴 오프 손실 및 스위칭 소자의 턴 온 손실이 더 작아지게 되므로, 컨버터 동작 효율이 증가되게 된다.
한편, 도면에서의 파형(710)은, 도 4의 인덕터(L1)에 흐르는 전류를 나타낸다.
한편, 도면에서는, 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(Pa) 및 제2 구간(Pc) 동안의 스위칭 주파수가 f2이고, 입력 교류 전원의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간(Pb)에서의 스위칭 주파수가, f2 보다 낮은 f1인 것을 예시한다.
이와 같이, 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 나누어, 복수 구간 중 적어도 일부 구간에 대해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 컨버터 스위칭 소자의 스위칭 손실 및 전도 손실을 저감시킬 수 있으며, 결국, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.
또한, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간에서의, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의 스위칭 주파수 보다 높도록 설정함으로써, 스위칭 주파수 증가로 인해 주파수 가변 구간에서 전류 리플이 감소되며, 스위칭 소자의 전도 손실 감소 및 리액터 또는 인덕터의 코어 손실이 저감될 수 있다. 따라서, 컨버터 효율을 증가시킬 수 있게 된다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터의 출력단의 부하가 커질수록, 컨버터(210)의 출력단의 부하가 커질수록, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로 동작하는 제1 및 제2 구간 구간이 작아지도록 설정할 수 있다.
도 8은 입력 교류 전원의 반 주기 내에서 스위칭 주파수에 따른 전류 리플의 크기를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, Thf는 입력 전원(201)의 반 주기를 나타내며, f1, f2, f3 각각은, 30kHz, 60kHz, 120kHz의 스위칭 주파수에 따라, 컨버터(210) 내에, 특히 인덕터(L1)에 흐르는 전류를 나타낸다.
30kHz의 스위칭 주파수로, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자가 구동하는 경우에는, 도면과 같이, 상당한 전류 리플이 발생하나, 60kHz, 120kHz의 스위칭 주파수로 스위칭 소자(S1)를 구동하는 경우에는, 전류 리플이 상당히 감소하는 것을 알 수 있다.
한편, 도 8에 따르면, 스위칭 주파수 변동에 의해, 가운데 영역은 전류 리플 변화가 그다지 없으나, 양 옆의 영역은, 전류 리플 변화가 상당히 큰 것을 알 수 있다.
이에 따라, 본 발명에서는, 이러한 전류 리플 감소를 위해, 한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 제1 및 제2 구간 사이에, 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.
또는, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 제1 구간과 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 제3 구간과 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고, 제4 구간과 제5 구간에, 제2 스위칭 주파수에 의해, 컨버터 내의 스위칭 소자가 동작하도록 제어할 수 있다.
도 9a 내지 도 10b는, 부하에 따른, 스위칭 주파수 가변 또는, 구간의 길이 가변을 예시한다.
먼저, 도 9a는, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수(fsa1)를 가지는 제1 및 제2 구간(pa1,pa2), 제1 및 제2 구간(pa1,pa2) 사이에, 제1 스위칭 주파수(fsa1) 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수(fsa2)를 가지는 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)으로 구분되어 구동되는 것을 예시한다.
컨버터 제어부(215)는, 도 9a와 같이, 입력 전원(201)의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수(fsa1)를 가지는 제1 및 제2 구간(pa1,pa2), 제1 및 제2 구간(pa1,pa2) 사이에, 제1 스위칭 주파수(fsa1) 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수(fsa2)를 가지는 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)으로 구분되어 구동되도록, 제어할 수 있다.
즉, 컨버터 제어부(215)는, 도 9a의 (b)와 같이, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLix 파형과, iLia 파형 사이에서, 제1 및 제2 구간(pa1,pa2)에서 제1 스위칭 주파수(fsa1)로 스위칭하고, 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)에서 제2 스위칭 주파수(fsa2)로 스위칭하도록 제어할 수 있다.
다음, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 제3 구간 내의 제2 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 특히, 컨버터 제어부(215)는, 도 9b와 같이, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제2 스위칭 주파수(fsb2)가 높아지도록 제어할 수 있다.
즉, 컨버터 제어부(215)는, 도 9b의 (b)와 같이, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLix 파형과, iLib 파형 사이에서, 제1 및 제2 구간(pb1,pb2)에서 제1 스위칭 주파수(fsb1)로 스위칭하고, 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)에서 제2 스위칭 주파수(fsb2)로 스위칭하도록 제어할 수 있다.
도 9b를 참조하면, 도 9b의 제2 스위칭 주파수(fsb2)는, 도 9a의 제2 스위칭 주파수(fsa2) 보다 커진 것을 알 수 있다.
이와 같이, 컨버터 출력단의 부하(205)에 따라, 전류 리플이 상대적으로 큰, 제3 구간에서의 스위칭 주파수를 증가시키므로, 스위칭 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9b와 같이, 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다.
도 9b의 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간의 폭은, 각각 도 9a의 제1 구간(pa1)과 제2 구간(pa5)의 구간의 구간 폭 보다 작은 것을 알 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9b와 같이, 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)의 구간 폭이 커지도록 제어할 수 있다.
도 9b의 제3 구간(Pb3,Pb4,Pb5)의 구간의 폭은, 도 9a의 제3 구간(Pa3,Pa4,Pa5)의 구간 폭 보다 큰 것을 알 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반주기에 대해, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 제4 구간(pc2)과 제5 구간(pc4)에, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 높고 제1 스위칭 주파수(fsc1) 보다 낮은 제3 스위칭 주파수(fsc3)에 의해, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(s1)가 동작하도록 제어할 수 있다.
도 9c를 참조하면, 도 9c의 제3 스위칭 주파수(fsc3))는, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 큰 것을 알 수 있다.
이와 같이, 전류 리플이 상대적으로 큰, 제4 구간(pc2)과 제5 구간(pc4)에서의 스위칭 주파수를 증가시키므로, 스위칭 효율이 향상될 수 있게 된다.
한편, 도 9c를 참조하면, 도 9c의 제2 스위칭 주파수(fsc2)는, 도 9b의 제2 스위칭 주파수(fsb2) 보다 커진 것을 알 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제2 구간(pc5)의 구간 폭이 작아지도록 제어할 수 있다.
도 9c의 제1 구간(pc1)과 제2 구간(pc5)의 구간의 폭은, 각각 도 9b의 제1 구간(pb1)과 제2 구간(pb5)의 구간의 구간 폭 보다 작은 것을 알 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제4 구간(Pc2)과 제5 구간(pc4)의 구간 폭이 넓어지도록 제어할 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 입력 전원(201)의 반 주기를, 도 9c와 같이, 제1 구간(pc1)과 제3 구간(Pc3) 사이의, 제4 구간(Pc2), 및 제3 구간(Pc3)과 제2 구간(Pc5) 사이의 제5 구간(Pc4)으로 더 구분하고, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4)에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어할 수 있다.
즉, 도 9b에 비해, 도 9c의 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4)에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어함으로써, 부하 증가에도 불구하고, 스위칭 효율을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터 출력단의 부하(205)가 커질수록, 제3 구간 내지 제5 구간(pc2,pc3,pc4) 중 제3 구간(pc3)에서의 스위칭 주파수가 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어할 수 있다.
전류 리플이 상대적으로 작은 제3 구간(pc3)에서 스위칭 주파수를 증가시킴으로써, 스위칭 효율을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1,L2)에 흐르는 전류 레벨에 따라, 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 제1 구간과 제2 구간의 폭을 가변할 수 있다.
보다 구체적으로, 컨버터 제어부(215)는, 컨버터(210) 내의 인덕터(L1)에 흐르는 전류 레벨이 클수록, 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어할 수 있다. 특히, 제2 스위칭 주파수가, 제1 스위칭 주파수보다 낮아지도록 제어할 수 있다.
도 10a는, 입력 교류 전원(Vs)의 반 주기 중 양 단부인 제1 구간(T1) 및 제2 구간(T5) 동안, 불연속 도통 모드(Disontinuous Conduction Mode)로, 동작하고, 제1 구간(T1) 및 제2 구간(T5) 사이인 제3 구간(T3), 제4 구간(T2),제5 구간(T4) 동안, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로 동작하는 것을 예시한다.
한편 도면과 달리, 제1 구간(P1)과 제3 구간(P3) 사이인 제4 구간(P2)과, 제3 구간(P3)과 제2 구간(P2) 사이인 제5 구간(P5)에, 연속 도통 모드(Continuous Conduction Mode)로, 스위칭 소자가 동작하는 것도 가능하다.
한편, 도 10a에서는, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(S1)가, 스위칭할 때, iLiy 파형과, iLiz 파형 사이에서, 스위칭하도록 제어할 수 있다.
한편, 도 10b는, 입력 전원(201)의 반주기에 대해, 제1 구간(T1), 및 제2 구간(T5)에서는, 제1 스위칭 주파수(fsd1)로 동작하도록 제어하고, 제1 구간(T1)과 제2 구간(T5) 사이인 제3 구간(T3)에서는, 제1 스위칭 주파수(fsd1) 보다 낮은 제2 스위칭 주파수(fsd2)로 동작하도록 제어하고, 제1 구간과(T1)과 제3 구간(T3) 사이의, 제4 구간(T2), 및 제3 구간(T3)과 제2 구간(T5) 사이의 제5 구간(T4)에, 제2 스위칭 주파수(fsc2) 보다 높고 제1 스위칭 주파수(fsc1) 보다 낮은 제3 스위칭 주파수(fsc3)로, 컨버터(210) 내의 스위칭 소자(s1)가 동작하도록 제어하는 것을 예시한다.
컨버터 제어부(415)는, 제1 구간(T1), 및 제2 구간(T5)에서, 스위칭 주파수를 변경하여 도통 손실(conduction loss)과 스위칭 손실(switching loss)가 트레이드 오프(trade off)되는, 최대 주파수를 최적 주파수로 선택할 수 있다.
컨버터 제어부(415)는, 제4 구간(T2), 및 제5 구간(T4)에서, 인덕터(L1)에 흐르는 전류 리플이 가장 크므로, 입력 전류 하모닉 기준을 만족하기 위한 최소 주파수를 선택하는 것이 바람직하다.
컨버터 제어부(415)는, 제3 구간(T3)에서, 인덕터(L1)에 흐르는 전류 리플이 크며, 도 8에서 도시한 바와 같이, 주파수 감소에 따른 리플 증가량이 가장 작은 구간이므로, 주파수를 낮춰 선택하는 것이 바람직하다. 그러나, 제4 구간(T2), 및 제5 구간(T4) 보다는 높은 주파수를 선택할 수도 있다.
한편, 상술한, 컨버터(210)는, 벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅 부스트 컨버터, 인터리브 벅 컨버터, 인터리브 부스트 컨버터, 또는 인터리브 벅 부스트 컨버터를 포함할 수 있다. 그리고, 상술한, 스위칭 주파수 가변 등이 그대로 적용될 수 있다.
도 11는 도 3의 전력변환장치의 회로도의 다른 예이다.
도면을 참조하면, 도 11의 전력변환장치는, 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비할 수 있다. 특히, 부스트 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비할 수 있다.
즉, 컨버터(210)가, 정류부(410a)와 부스트 인터리브 컨버터(420a,420b)를 구비하는 것을 예시한다.
정류부(410a)는, 단상 교류 전원(201)을 입력받아 정류하여 정류된 전원을 출력한다.
이를 위해, 정류부(410a)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 다이오드 소자(Da,Db) 및 하암 다이오드 소자(D'a,D'b)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 다이오드 소자가 서로 병렬(Da&D'a,Db&D'b)로 연결되는 것을 예시한다. 즉, 브릿지 형태로 서로 접속될 수 있다.
한편, 제1 부스트 컨버터(420a)와 제2 부스트 컨버터(420b)는, 서로 병렬 접속되며, 정류부(410a)와, 커패시터(C) 사이에 배치된다.
제1 부스트 컨버터(420a)는, 커패시터(C)에 일단이 접속되는 제1 다이오드(D1), 제1 다이오드(D1)와 정류부(410) 사이에 접속되는 제1 인덕터(L1), 제1 인덕터(L1)와 제1 다이오드(D1)에 병렬 접속되는 제1 부스트 스위칭 소자(S1)를 포함할 수 있다.
한편, 제2 부스트 컨버터(420b)는, 커패시터(C)에 일단이 접속되는 제2 다이오드(D2), 제2 다이오드(D2)와 정류부(410) 사이에 접속되는 제2 인덕터(L2), 제2 인덕터(L2)와 제2 다이오드(D2)에 병렬 접속되는 제2 부스트 스위칭 소자(S2)를 포함할 수 있다.
제1 전류 검출부(F1)는, 제1 부스트 컨버터(420a) 내의 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류(iL1)를 검출하며, 제2 전류 검출부(F2)는, 제2 부스트 컨버터(420b) 내의 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류(iL2)를 검출할 수 있다. 이를 위해, 제1 및 제2 전류 검출부(F1,F2)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 인덕터 전류(iL1,iL2)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어부(415)에 입력될 수 있다.
한편, 컨버터 제어부(415)는, 검출되는 전류(iL1), dc 단 전압(Vdc), 입력 전압(Vs) 등에 기초하여, 제1 부스트 컨버터(420a)를 제어하기 위한 제1 컨버터 스위칭 제어신호(Scc1)를 생성하여 출력하며, 검출되는 전류(iL2), dc 단 전압(Vdc), 입력 전압(Vs) 등에 기초하여, 제2 부스트 컨버터(420b)를 제어하기 위한 제2 컨버터 스위칭 제어신호(Scc2)를, 생성하여 출력할 수 있다.
도 12은 도 3의 인버터 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도 12을 참조하면, 인버터 제어부(230)는, 축변환부(310), 속도 연산부(320), 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340), 축변환부(350), 및 스위칭 제어신호 출력부(360)를 포함할 수 있다.
축변환부(310)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.
한편, 축변환부(310)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다.
속도 연산부(320)는, 축변환부(310)에서 축변화된 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)에 기초하여, 연산된 위치(
Figure 112015071785211-pat00001
)와 연산된 속도(
Figure 112015071785211-pat00002
)를 출력할 수 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure 112015071785211-pat00003
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure 112015071785211-pat00004
)와 속도 지령치(ω* r)의 차이에 기초하여, PI 제어기(335)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 도면에서는, 전류 지령치로, q축 전류 지령치(i* q)를 예시하나, 도면과 달리, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성하는 것도 가능하다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
다음, 전압 지령 생성부(340)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(330) 등에서의 전류 지령치(i* d,i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 생성한다. 예를 들어, 전압 지령 생성부(340)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(344)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(340)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(348)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다. 한편, 전압 지령 생성부(340)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 축변환부(350)에 입력된다.
축변환부(350)는, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure 112015071785211-pat00005
)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 축변환부(350)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure 112015071785211-pat00006
)가 사용될 수 있다.
그리고, 축변환부(350)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(1050)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 출력하게 된다.
스위칭 제어 신호 출력부(360)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력한다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(도 8a 또는 도 8b의 820a,820b 등)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
본 발명에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기는 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
한편, 본 발명의 전력변환장치 또는 공기조화기의 동작방법은, 전력변환장치 또는 공기조화기에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한, 인터넷을 통한 전송 등과 같은 캐리어 웨이브의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 프로세서가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (19)

  1. 스위칭 소자를 구비하며, 입력 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 컨버터;
    상기 컨버터를 제어하는 제어부;를 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기를 복수 구간으로 구분하여, 제1 스위칭 주파수를 가지는 제1 및 제2 구간, 상기 제1 및 제2 구간 사이에, 상기 제1 스위칭 주파수 보다 낮은, 제2 스위칭 주파수를 가지는 제3 구간으로 구분되어 구동되도록, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터 출력단의 부하에 따라,
    상기 제3 구간 내의 상기 제2 스위칭 주파수를 가변하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록, 상기 제2 스위칭 주파수가 높아지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
    상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 구간 폭이 작아지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
    상기 제3 구간의 구간 폭이 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
    상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
    상기 제4 구간과 상기 제5 구간에, 상기 제2 스위칭 주파수에 의해, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자가 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
    상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
    상기 제4 구간과 상기 제5 구간에, 상기 제2 스위칭 주파수 보다 높고 상기 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제3 스위칭 주파수에 의해, 상기 컨버터 내의 상기 스위칭 소자가 동작하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
    상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
    상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 구간 폭이 작아지거나,
    상기 제4 구간과 상기 제5 구간의 구간 폭이 넓어지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기를,
    상기 제1 구간과 상기 제3 구간 사이의, 제4 구간, 및 상기 제3 구간과 상기 제2 구간 사이의 제5 구간으로 더 구분하고,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록,
    상기 제3 구간 내지 제5 구간에서의 스위칭 주파수가 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 컨버터 출력단의 부하가 커질수록, 상기 제3 구간 내지 제5 구간 중 상기 제3 구간에서의 스위칭 주파수가 상기 제4 구간 및 제5 구간에서의 스위칭 주파수보다 더 커지도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는,
    인덕터, 다이오드, 상기 인덕터와 다이오드 사이에 접속되는 스위칭 소자를 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 인덕터에 흐르는 전류 레벨에 따라, 상기 제2 스위칭 주파수를 가변하거나, 상기 제1 구간과 상기 제2 구간의 폭을 가변하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 직류 전원에 기초하여 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부; 및
    상기 전류 지령치와 상기 입력 교류 전원에 대응하는 입력 전류에 기초하여 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부; 및
    상기 입력 교류 전원의 위상에 기초하여, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 설정하는 스위칭 주파수 가변부;
    상기 전압 지령치, 및 상기 설정된 스위칭 주파수에 기초하여, 상기 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어 신호 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 스위칭 주파수 가변부는,
    상기 직류 전원, 또는 상기 직류 전원에 기초한 출력 전력에 더 기초하여, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 설정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 전류 지령 생성부는,
    상기 입력 전압의 위상과 모양을 동기화시켜, 상기 전류 지령치를 생성하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원에 대한 왜란을 보상하는 전향 보상부;를 더 포함하며,
    상기 스위칭 제어 신호 출력부는,
    상기 전향 보상부로부터의 보상 전압 지령치와, 상기 전압 지령치, 및 상기 설정된 스위칭 주파수에 기초하여, 상기 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는,
    상기 입력 교류 전원을 정류하는 정류부;
    상기 정류부와 상기 스위칭 소자 사이에 접속되는 인덕터;를 더 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 입력 교류 전원의 반 주기 중 양 단부인 제1 및 제2 구간에서의, 상기 인덕터에 흐르는 전류의 주파수가, 상기 입력 교류 전원의 반 주기 중 상기 제1 및 제2 구간 사이의 제3 구간에서의, 상기 인덕터에 흐르는 전류의 주파수 보다 높도록 설정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  17. 제1항에 있어서,
    벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅 부스트 컨버터, 또는 인터리브 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터로부터의 직류 전원을 저장하는 커패시터;
    상기 커패시터에 저장된 직류 전원을 교류 전원으로 변환하여, 모터에 출력하는 인버터;를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  19. 제1항 내지 제18항 중 어느 한 항의 전력변환장치를 구비하는 공기조화기.
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