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KR102266860B1 - 역률개선 컨버터 - Google Patents

역률개선 컨버터 Download PDF

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Publication number
KR102266860B1
KR102266860B1 KR1020200086708A KR20200086708A KR102266860B1 KR 102266860 B1 KR102266860 B1 KR 102266860B1 KR 1020200086708 A KR1020200086708 A KR 1020200086708A KR 20200086708 A KR20200086708 A KR 20200086708A KR 102266860 B1 KR102266860 B1 KR 102266860B1
Authority
KR
South Korea
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diode
node
switch
inductor
current
Prior art date
Application number
KR1020200086708A
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English (en)
Inventor
한상규
Original Assignee
국민대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to KR1020210053260A priority patent/KR102386748B1/ko
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Abstract

역률개선 컨버터가 제공된다. 역률개선 컨버터는 전원과 연결된 입력 인덕터와, 상기 입력 인덕터의 일단에 연결되어 상기 전원으로부터 생성된 전류의 흐름을 스위칭하는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는 입력부, 상기 입력부의 제1 노드와 제2 노드에 연결되며 공진 커패시터, 공진 인덕터, 제3 다이오드 및 출력단을 포함하는 출력부, 및 상기 입력부로부터 발생된 전류의 흐름을 조절하며, 상기 입력부의 제3 노드에 연결된 제1 다이오드와 상기 제2 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 전류 조절부를 포함한다.

Description

역률개선 컨버터{POWER FACTOR CORRECTION CONVERTER}
이하의 설명은 역률개선 컨버터에 관한 것이다. 보다 구체적으로 브리지 다이오드를 생략하여 전력변환 효율이 우수하고, 동작모드의 구동이 용이하여 오동작 가능성이 적은 역률개선 컨버터에 관한 것이다.
EC, IEEE 등의 국제기구에서는 고조파 전류의 규격을 제정하여 고조파 전류를 규제하고 있다. 이러한 고조파 규제를 만족하기 위해서 역률개선(Power factor correction, PFC)용 부스트 컨버터(Boost Converter)가 이용되고 있다. 역률개선 컨버터를 이용한 역률개선 방식은 신뢰성과 효율이 높기 때문에 현재까지도 상용화하고 있다.
역률개선 컨버터에서 발생하는 EMC(ElectroMagnetic Compatibility) 노이즈를 감소시키기 위해 Y 캐패시터가 연결된다. 일반적인 역률개선 컨버터는 전원이 발생시키는 교류 전압을 직류 전압으로 변경하기 위해 브리지 다이오드(bridge diode)를 포함한다. 하지만, 브리지 다이오드는 회로 내에서 손실이 많아서 역률개선 컨버터의 효율을 떨어뜨리는 주요 요인이 된다.
따라서 브리지 다이오드를 생략한 브리지리스(bridgeless) 역률개선 컨버터가 연구되고 있다. 하지만, 현존하는 브리지리스 역률개선 컨버터는 Y-커패시터에 고주파 펄스의 높은 스위칭 전압이 인가되어 노이즈가 많이 발생하거나 입력 전압의 극성에 따라 스위칭 소자들의 구동 방식을 변경해야 하기 때문에 AC 입력 전압의 극성이 변하는 제로 크로스(zero cross) 시점에서 오동작 가능성이 있고, 제어의 복잡함 때문에 범용 PFC IC에 적용이 어려운 문제가 있다.
미국 등록특허 제8,363,434호(2013.01.29)
브리지 다이오드를 생략하여 전력변환 효율이 우수하고, 동작모드의 구동이 용이하여 오동작 가능성이 적은 역률개선 컨버가 제공된다.
일 측면에 따르면 전원과 연결된 입력 인덕터와, 상기 입력 인덕터의 일단에 연결되어 상기 전원으로부터 생성된 전류의 흐름을 스위칭하는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는 입력부; 상기 입력부의 제1 노드와 제2 노드에 연결되며 공진 커패시터, 공진 인덕터, 제3 다이오드 및 출력단을 포함하는 출력부; 및 상기 입력부로부터 발생된 전류의 흐름을 조절하며, 상기 입력부의 제3 노드에 연결된 제1 다이오드와 상기 제2 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 전류 조절부를 포함하는 역률개선 컨버터가 개시된다.
상기 제1 노드는 상기 전원과 상기 제2 스위치 사이에 위치하고, 상기 제2 노드는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 사이에 위치하고, 상기 제3 노드는 상기 입력 인덕터와 상기 제1 스위치 사이에 위치할 수 있다.
상기 제1 다이오드의 일단은 상기 제3 노드에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 타단은 상기 공진 커패시터 및 상기 공진 인덕터 사이에 위치한 제4 노드에 연결되며, 상기 제2 다이오드의 일단은 상기 제4 노드에 연결되고 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 제1 노드에 연결될 수 있다.
상기 제1 다이오드의 일단은 상기 제3 노드에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 타단은 상기 출력단에 연결되며, 상기 제2 다이오드의 일단은 상기 공진 커패시터 및 상기 공진 인덕터 사이에 위치한 제4 노드에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 제1 노드에 연결될 수 있다.
상기 제1 다이오드는 상기 제3 노드로부터 상기 제4 노드 및 상기 출력단 중 어느 하나로 향하는 방향으로 전류의 흐름을 허용하며, 상기 제2 다이오드는 상기 제1 노드로부터 상기 제4 노드 방향으로 전류의 흐름을 허용할 수 있다.
상기 전원은 교류 전압을 생성하고, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 함께 주기적으로 온/오프 동작을 반복할 수 있다.
상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 온 상태인 경우, 입력부에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드를 통해 흐르지 않으며, 상기 공진 커패시터에 충전된 전하가 상기 공진 인덕터와의 공진에 의해 출력단으로 전달될 수 있다.
상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태인 경우, 상기 입력부에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드 중 어느 하나를 통과하며 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드 중 어느 하나를 통과한 전류에 의해 상기 공진 커패시터가 충전될 수 있다.
상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태이고 상기 전원의 교류 전압의 극성이 양의 극성인 경우, 상기 전원에서 발생된 전류는 상기 입력 인덕턴스와 상기 제1 다이오드와, 상기 공진 커패시터 및 상기 제2 스위치의 바디 다이오드를 통과하고, 상기 입력 인덕터에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드, 상기 공진 인덕터 및 상기 제3 다이오드를 통과하여 상기 출력단에 전달될 수 있다.
상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태이고 상기 전원의 교류 전압의 극성이 음의 극성인 경우, 상기 전원에서 발생된 전류는 상기 제2 다이오드와 상기 제1 스위치의 바디 다이오드를 통과하고, 상기 입력 인덕터에서 발생된 전류는 상기 공진 커패시터를 충전할 수 있다.
일단은 제5 노드와 연결되고 타단은 상기 제1 노드와 연결되며, 상기 제1 노드로부터 상기 제5 노드 방향으로의 전류를 허용하는 제4 다이오드를 더 포함하며, 상기 제5 노드는 상기 공진 인덕터와 상기 제3 다이오드 사이에 위치할 수 있다.
상기 출력단은 출력 커패시터를 포함할 수 있다.
상기 출력 커패시터의 충전 용량은 상기 공진 커패시터의 충전 용량보다 클 수 있다.
상기 출력단은 상기 출력 커패시터와 병렬로 연결된 출력 저항을 더 포함할 수 있다.
적어도 하나의 실시예에 따르면 역률개선 컨버터의 브리지 다이오드를 생략하여 발열 현상을 줄이고 효율을 개선할 수 있다. 적어도 하나의 실시예에 따르면 역률개선 컨버터에 연결된 Y-커패시터에 저주파 전압 또는 낮은 시간 변화율(dV/dt)을 가지는 전압이 인가되게 하여 노이즈 특성을 개선할 수 있다. 적어도 하나의 실시예에 따르면 AC 입력 전압의 극성에 관계없이 스위치들의 구동이 간단해짐으로써 오작동 가능성을 줄이고 마이크로 프로세서 대신 저가의 범용 PFC IC의 사용을 가능하게 하여 역률개선 컨버터의 제조 단가를 절감할 수 있다.
본 발명의 실시 예의 설명에 이용되기 위하여 첨부된 아래 도면들은 본 발명의 실시 예들 중 단지 일부일 뿐이며, 본 발명의 기술분야에서 통상의 지식을 가진 사람(이하 "통상의 기술자"라 함)에게 있어서는 발명에 이르는 추가 노력 없이 이 도면들에 기초하여 다른 도면들이 얻어질 수 있다.
도 1은 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2는 다른 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 3은 또 다른 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 4는 예시적인 실시예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 5는 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터의 변형예를 나타낸 회로도이다.
도 6은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치가 온 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다.
도 7은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치가 오프 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다.
도 8은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치의 동작에 따른 각부 주요 동작파형을 나타낸 그래프이다.
도 9는 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치가 온 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다.
도 10은 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치가 오프 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다.
도 11은 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치 및 제2 스위치의 동작에 따른 각부 주요 동작파형을 나타낸 그래프이다.
도 12는 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터에 공통모드 노이즈 제거를 위한 Y-커패시터가 연결된 것을 예시적으로 나타낸 회로도이다.
도 13은 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터의 다른 변형예를 나타낸 회로도이다.
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명의 목적들, 기술적 해법들 및 장점들을 분명하게 하기 위하여 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시 예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시 예는 통상의 기술자가 본 발명을 실시할 수 있도록 상세히 설명된다.
본 발명의 상세한 설명 및 청구항들에 걸쳐, '포함하다'라는 단어 및 그 변형은 다른 기술적 특징들, 부가물들, 구성요소들 또는 단계들을 제외하는 것으로 의도된 것이 아니다. 또한, '하나' 또는 '한'은 하나 이상의 의미로 쓰인 것이며, '또 다른'은 적어도 두 번째 이상으로 한정된다.
또한, 본 발명의 '제1', '제2' 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로서, 순서를 나타내는 것으로 이해되지 않는 한 이들 용어들에 의하여 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 이와 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다고 언급된 때에는 그 다른 구성요소에 직접 연결될 수도 있지만 중간에 다른 구성요소가 개재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 한편, 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉, "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
각 단계들에 있어서 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용된 것으로 식별부호는 논리상 필연적으로 귀결되지 않는 한 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며, 반대의 순서로 수행될 수도 있다.
통상의 기술자에게 본 발명의 다른 목적들, 장점들 및 특성들이 일부는 본 설명서로부터, 그리고 일부는 본 발명의 실시로부터 드러날 것이다. 아래의 예시 및 도면은 실례로서 제공되며, 본 발명을 한정하는 것으로 의도된 것이 아니다. 따라서, 특정 구조나 기능에 관하여 본 명세서에 개시된 상세 사항들은 한정하는 의미로 해석되어서는 아니되고, 단지 통상의 기술자가 실질적으로 적합한 임의의 상세 구조들로써 본 발명을 다양하게 실시하도록 지침을 제공하는 대표적인 기초 자료로 해석되어야 할 것이다.
더욱이 본 발명은 본 명세서에 표시된 실시 예들의 모든 가능한 조합들을 망라한다. 본 발명의 다양한 실시 예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시 예에 관련하여 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시 예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시 예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
본 명세서에서 달리 표시되거나 분명히 문맥에 모순되지 않는 한, 단수로 지칭된 항목은, 그 문맥에서 달리 요구되지 않는 한, 복수의 것을 아우른다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 통상의 기술자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위하여, 본 발명의 바람직한 실시 예들에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 1을 참조하면, 역률개선 컨버터(12)와 Y-커패시터(14)가 연결되어 있을 수 있다. 역률개선 컨버터(12)는 교류 전압을 직류 전압으로 변경하기 위한 브리지 다이오드를 포함할 수 있다. 도 1에서 나타낸 회로에서는 Y-커패시터에 인가되는 전압이 입력 전압인 저주파 전압(예를 들어, 대략 60Hz의 교류 전압)이 인가되므로 노이즈 특성이 우수할 수 있다. 하지만, 브리지 다이오드에서 발열 손실이 많이 일어날 수 있다. 또한, 브리지 다이오드로 인해서 역률개선 컨버터(12)의 효율이 저하될 수 있다. 이러한 역률개선 컨버터(12)의 효율 저하는 입력 전압의 크기가 작은 경우, 특히 더 심각해질 수 있다.
도 2는 다른 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 2를 참조하면, 역률개선 컨버터(22)는 브리지 다이오드를 포함하지 않을 수 있다. 역률개선 컨버터(22)는 입력 인덕터(Lin)와 스위치들(M1, M2)들 및 다이오드들(Do1,Do2)을 포함할 수 있다. 역률개선 컨버터(22)는 브리지 다이오드 없이도 교류 전압을 직류 전압으로 변환할 수 있다. 하지만, Y-커패시터(24)에 시간에 대한 전압변화율(dv/dt)이 큰 고주파 펄스의 높은 스위칭 전압이 인가되어 노이즈 문제가 심각하여 상용화가 어려운 단점이 있다.
도 3은 또 다른 비교예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 3을 참조하면, 역률개선 컨버터(32)는 입력 인덕터(Lin)와 스위치들(M1, M2) 및 다이오드들(Do1,Do2)을 포함할 수 있다. 역률개선 컨버터(32)는 브리지 다이오드 없이도 교류 전압을 직류 전압으로 변환할 수 있다. 도 3에서 나타낸 역률개선 컨버터(32)를 이용하면 Y-커패시터(34)에 입력 전압인 저주파 전압(예를 들어, 60Hz 정도의 교류 전압)이 인가되므로 낮은 공통모드 노이즈 특성을 가질 수 있다. 하지만, 정상적인 동작을 위해서 입력 전압의 극성에 따라 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)의 구동 방식이 상이해지기 때문에 입력 전압의 극성이 변경되는 시점과 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)의 스위칭 타이밍이 일치하지 않을 경우 오동작 가능성 및 역률 저하 가능성이 있다. 따라서, 상술한 스위칭 타이밍을 정밀하게 맞추는 동시에 AC 입력전압의 극성에 따라 적절한 동작을 보장하기 위해 마이크로프로세서 및 AC 입력전압의 극성을 검출하기 위한 전압센서가 요구될 수 있다. 이로 인해 복잡한 알고리즘의 적용이 요구되며 회로 단가가 높아질 수 있다.
도 4는 예시적인 실시예에 따른 역률개선 컨버터를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참조하면, 역률개선 컨버터는 입력부(110)와, 입력부(110)로부터 발생된 전류의 흐름을 조절하는 전류 흐름 조절부(130) 및 출력부(120)를 포함할 수 있다.
입력부(110)는 전원(VAC)과 입력 인덕터(Lin), 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)를 포함할 수 있다. 제1 스위치(M1)의 바디 다이오드(body diode)(Db1)는 제2 노드(n2)로부터 제3 노드(n3) 방향으로 향할 수 있고, 제2 스위치(M2)의 바디 다이오드(Db2)는 제2 노드(n2)로부터 제1 노드(n1) 방향으로 향할 수 있다. 즉, 제1 스위치(M1)의 바디 다이오드(Db1)와 제2 스위치(M2)의 바디 다이오드(Db2)는 서로 반대 방향으로 향할 수 있다. 입력 인덕터(Lin)는 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온(on) 상태가 되면 전원(VAC)으로부터 공급된 전기 에너지를 저장하고, 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프(off) 상태가 되면 저장된 전기 에너지는 전류 흐름 조절부(130)를 통해 출력부(120)로 전달된다.
출력부(120)는 제2 노드(n2) 및 제1 노드(n1)에 연결될 수 있다. 출력부(120)는 제2 노드(n2)에 연결된 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr), 제3 다이오드(DA) 및 출력단(Co, Ro)을 포함할 수 있다. 출력단은 출력 커패시터(Co) 및 출력 저항(Ro)를 포함할 수 있으며, 출력 저항(Ro)는 부하를 등가적으로 표현한 것일 수 있다. 출력 저항(Ro)과 출력 커패시터(Co)는 병렬로 연결될 수 있다. 공진 커패시터(Cp) 및 공진 인덕터(Lr)는 상호 공진하여 출력단에 에너지를 전달할 수 있다.
전류 흐름 조절부(130)는 제1 다이오드(Do1) 및 제2 다이오드(Do2)를 포함할 수 있다. 제1 다이오드(Do1)의 일단은 입력 인덕터(Lin)와 제1 스위치(M1) 사이에 위치한 제3 노드(n3)에 연결되고 제1 다이오드(Do1)의 타단은 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr) 사이의 제4 노드(n4)에 연결될 수 있다. 제2 다이오드(Do2)의 일단은 제2 스위치(M2)와 전원(VAC)사이에 위치한 제1 노드(n1)에 연결되고 제2 다이오드(Do2)의 타단은 제4 노드(n4)에 연결될 수 있다.
제1 다이오드(Do1)는 제3 노드(n3)로부터 제4 노드(n4) 방향으로 전류의 흐름을 허용할 수 있다. 제2 다이오드(Do2)는 제1 노드(n1)로부터 제4 노드(n4) 방향으로 전류의 흐름을 허용할 수 있다. 제1 다이오드(Do1) 및 제2 다이오드(Do2)에 의해서 후술하는 각 동작 모드 별로 입력부(110)에서 발생된 전류의 흐름이 소정 방향으로 제어될 수 있다.
도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터의 출력 커패시터(Co)는 정상 상태에서 일정한 출력 전압을 발생시킬 수 있다. 즉, 출력 커패시터(Co)의 양단 전압차와 출력 저항(Ro)의 양단 전압차는 일정하게 유지될 수 있다. 또한, 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터에 따르면 출력단의 위쪽 전위가 아래쪽 전위보다 더 높을 수 있다.. 이와 같이 출력단의 전위차 방향이 설정됨으로써 역률개선 컨버터와 연결되는 타 장치의 그라운드 처리가 용이해질 수 있다. 역률개선 컨버터는 승압 컨버터로 동작할 수 있다. 승압 비율은 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 한 주기 내에서 온 상태에 머무는 비율, 즉 듀티 사이클(duty cycle)에 의존할 수 있다.
공진 커패시터(Cp)는 입력 인덕터(Lin)으로부터 전달되는 에너지를 저장하는 목적 외에 공진 인덕터(Lr)와의 공진을 목적으로 함으로 출력 커패시터(Co)의 충전 용량이 상기 공진 커패시터(Cp)의 충전 용량보다 크게 설정될 수 있다. 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)는 동일한 시비율로 동작할 수 있다. 예를 들어, 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)는 동일한 주기로 온/오프 동작을 반복할 수 있다. 예시적으로 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)는 함께 온 상태가 되고 함께 오프 상태가 될 수 있다.
도 5는 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터의 변형예를 나타낸 회로도이다. 도 5의 실시예를 설명함에 있어서 도 4와 중복되는 내용은 생략한다.
도 5를 참조하면, 제1 다이오드(Do1)의 일단은 제3 노드(n3)와 연결되고 제1 다이오드(Do1)의 타단은 출력단(Co, Ro)에 연결될 수 있다. 도 4의 경우, 입력 전압이 양의 극성일 때 입력 인덕터(Lin)에 저장된 에너지가 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프 상태일 때 공진 커패시터(Cp)에 저장된 후, 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온 상태가 되면 공진 커패시터(Cp) 및 공진 인덕터(Lr)의 공진에 의해 출력단(Co, Ro)으로 전달될 수 있다. 이 경우, 전류가 공진 커패시터(Cp)를 거쳐야 하므로 도통 손실(Conduction losses)이 상대적으로 클 수 있다. 하지만, 도 5에서 나타낸 바와 같이 제1 다이오드(Do1)의 타단이 출력단(Co, Ro)에 연결되면 입력 전압이 양의 극성일 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프 상태인 경우, 입력 인덕터(Lin)에 저장된 에너지가 공진 커패시터(Cp)를 거치지 않고 곧바로 출력단(Co, Ro)으로 전달되기 때문에 도통손실이 상대적으로 줄어 들 수 있다.
이하에서는 실시예에 따른 역률개선 컨버터의 동작 모드에 관하여 설명한다. 이하의 설명에서는 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터를 중심으로 설명하지만 실시예가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 도 5에서 나타낸 역률개선 컨버터 또는 통상의 기술자가 쉽게 변경할 수 있는 다른 역률개선 컨버터에도 유사한 동작 모드가 적용될 수 있다.
도 6은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다. 도 7은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다. 도 8은 AC 입력전압이 양의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)의 동작에 따른 각부의 주요 동작파형을 나타내고 있다. 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)는 함께 온 상태와 오프 상태를 반복할 수 있다. 도 8에서는 한 주기 내에서 온 상태인 시간 구간과 오프 상태인 시간 구간의 크기를 같게 나타냈지만 이는 설명의 편의를 위한 것일 뿐 실시예가 이에 제한되는 것은 아니다. 한 주기 내에서 온 상태인 시간 구간과 오프 상태인 시간 구간의 크기는 서로 달라질 수 있다. 듀티 싸이클은 AC 입력전압의 크기와 목표 승압 비율에 따라 다르게 설정될 수 있다.
도 6 및 도 8을 참조하면, t0~t1 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 함께 온 상태를 유지할 수 있다. 입력부(110)에서 발생한 전류는 전원(VAC), 입력 인덕터(Lin), 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)를 통과할 수 있다. 입력 인덕터(Lin)를 통과하는 전류(iLin)은 t0~t1 구간 동안 증가할 수 있다. 제1 스위치(M1)가 온 상태이므로 제1 다이오드(Do1)를 통해 흐르는 전류(iDo1)은 0일 수 있다. 제1 스위치(M1)가 온 상태이므로 전압(Vds1)은 0V이다.
제2 다이오드(Do2)로 흐르는 전류(iDo2)는 0일 수 있다.
제2 스위치(M2)가 온 상태이므로 전압(Vds2)는 0V이다. 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)는 입력 인덕터(Lin)을 통과하는 전류(iLin)과 동일할 수 있다. 공진 커패시터(Cp)의 전압(VCp)은 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr)이 서로 공진하는 구간동안 감소하다가 상기 공진이 완료된 후 그 값이 일정해질 수 있다. 전 구간에서 전압(VCp)의 평균은 출력 전압(Vo)와 같을 수 있다. 출력 전압(Vo)는 정상 상태에서 그 값이 일정하게 유지될 수 있다. 따라서, 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)은 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr)이 서로 공진하는 구간동안 흐르다가 상기 공진이 완료된 후 그 값이 0이 될 수 있다. 제2 스위치(M2)를 통과하는 전류(ids2)는 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)에서 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)을 뺀 결과일 수 있다.
시간 t0~t1 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온 상태가 되어 입력 인덕터(Lin)에 에너지가 저장되고 공진 커패시터(Cp)에 충전된 전하는 공진 인덕터(Lr)과의 공진에 의해 출력단(Co, Vo)으로 에너지를 전달할 수 있다.
도 7 및 도 8을 참조하면, t1~t2 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 함께 오프 상태를 유지할 수 있다. 입력부(110)에서 발생한 전류는 전원(VAC), 입력 인덕터(Lin), 제1 다이오드(Do1) 및 제2 스위치(M2)의 바디 다이오드(Db2)를 통과할 수 있다. 입력 인덕터(Lin)를 통과하는 전류(iLin)은 t1~t2 구간 동안 감소할 수 있다. 제1 스위치(M1)가 오프 상태이므로 제1 스위치(M1)의 전류(ids1)는 0일 수 있다. 따라서, 제1 다이오드의 전류(iDo1)은 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)와 동일할 수 있다. 제1 스위치(M1)의 전압(Vds1)은
공진 커패시터(Cp)의 전압과 동일할 수 있다. 제2 스위치(M2)의 바디 다이오드 방향과 제2 스위치(M2)를 통과하는 전류(ids2)의 방향이 동일하기 때문에 제2 스위치(M2)의 전압(Vds2)는 0일 수 있다.
공진 커패시터(Cp)의 전압(VCp)은 t1 이후
공진 인덕터(Lr) 전류와 입력 인덕터(Lin)의 전류가 서로 동일해질 때까지 상승하다가 일정하게 안정될 수 있다. 공진 커패시터(Cp)와 공진하는 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)는 전압(VCp)가 변하는 시간 구간 동안 상승할 수 있다. 전압(VCp)가 변하는 시간 구간 이후 공진 인덕터(Lr)의 전류는 제1 다이오드(Do1)의 전류(iDo1)와 동일해질 수 있다. 제2 스위치(M2)를 통과하는 전류(ids2)는 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)에서 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)을 뺀 결과일 수 있다.
시간 t1 ~ t2 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프되어 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)는 제1 다이오드(Do1)와 제2 스위치의 바디 다이오드(Db2)를 통해 공진 커패시터(Cp)를 충전할 수 있다. 또한, 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)는 공진 인덕터(Lr) 및 공진 커패시터(Cp)의 공진을 통해 제1 다이오드(Do1), 공진 인덕터(Lr)및 제3 다이오드(DA)를 통해 출력단(Co, Ro)에 전달될 수 있다.
도 9는 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다. 도 10은 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프 상태인 경우, 역률개선 컨버터의 동작 방식을 나타낸 개념도이다. 도 11은 AC 입력전압이 음의 극성을 가질 때 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)의 동작에 따른 각부 주요 동작파형을 나타내고 있다.
도 9 및 도 11을 참조하면, t0~t1 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 함께 온 상태를 유지할 수 있다. 입력부(110)에서 발생한 전류는 전원(VAC), 입력 인덕터(Lin), 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)를 통과할 수 있다. 입력 인덕터(Lin)를 통과하는 전류(iLin)은 t0~t1 구간 동안 음의 값을 가지고 증가할 수 있다. 제1 스위치(M1)가 온 상태이므로 제1 다이오드(Do1)를 통해 흐르는 전류(iDo1)은 0일 수 있다. 제2 스위치(M2)가 온 상태이므로 제2 스위치(M2)의 전압(Vds2)는 0V일 수 있다.
제2 다이오드(Do2)로 흐르는 전류(iDo2)는 0일 수 있다.
제1 스위치(M1)가 온 상태이므로 제1 스위치(M1)의 전압(Vds1)은 0V일 수 있다. 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)는 입력 인덕터(Lin)을 통과하는 전류(iLin)과 동일할 수 있다. 공진 커패시터(Cp)의 전압(VCp)은 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr)이 서로 공진하는 구간동안 감소하다가 상기 공진이 완료된 후 그 값이 일정해 질 수 있다.전 구간에서 전압(VCp)의 평균은 출력 전압(Vo)와 같을 수 있다. 출력 전압(Vo)는 정상 상태에서 그 값이 일정하게 유지될 수 있다. 공진 인덕터(Lr)는 공진 커패시터(Cp)와 공진할 수 있다. 따라서, 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)은 공진 커패시터(Cp)와 공진 인덕터(Lr)이 서로 공진하는 구간동안 흐르다가 상기 공진이 완료된 후 그 값이 0이 될 수 있다. 제2 스위치(M2)를 통과하는 전류(ids2)는 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)에서 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)을 뺀 결과일 수 있다.
시간 t0~t1 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 온 상태가 되어 입력 인덕터(Lin)에 에너지가 저장되고 공진 커패시터(Cp)에 충전된 전하는 공진 인덕터(Lr)과의 공진에 의해 출력단(Co, Vo)으로 에너지를 전달할 수 있다.
도 7 및 도 8을 참조하면, t1~t2 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 함께 오프 상태를 유지할 수 있다. 입력부(110)에서 발생한 전류는 전원(VAC), 제2 다이오드(Do2), 공진 커패시터(Cp), 제1 스위치(M1)의 바디 다이오드(Db1)를 통과할 수 있다. 입력 인덕터(Lin)를 통과하는 전류(iLin)은 t1~t2 구간 동안 음의 값을 가지고 감소할 수 있다. 제2 스위치(M2)가 오프 상태이므로 제1 스위치(M2)의 전류(ids2)는 0일 수 있다. 따라서, 제2 다이오드의 전류(iDo2)은 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)와 크기가 동일하고 그 부호가 반대일 수 있다. 제1 스위치(M1)의 바디 다이오드 방향과 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)의 방향이 동일하기 때문에 제1 스위치(M1)의 전압(Vds1)은 0일 수 있다. 제2 스위치(M2)는 오프 되어 있으므로 제2 스위치(M2)의 전압(Vds2)은 공진 커패시터(Cp)의 전압(Vcp)으로 유지될 수 있다.
공진 커패시터(Cp)의 전압(VCp)은 t1 이후 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)에 의해 상승한다. 제2 다이오드(Do2)가 온 되어 있으므로 출력전압(Vo)에 의해 제3 다이오드(DA)가 오프 되며 이로 인해 공진 인덕터(Lr) 전류(iLr)는 0일 수 있다. 제2 스위치(M2)를 통과하는 전류(ids2)는 공진 인덕터(Lr)의 전류(iLr)에서 제1 스위치(M1)를 통과하는 전류(ids1)을 뺀 결과일 수 있다.
시간 t1 ~ t2 구간에서 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 오프되어 입력 인덕터(Lin)의 전류(iLin)는
제1 스위치(M1)의 바디 다이오드(Db1)와 제2 다이오드(Do2)를 통해 공진 커패시터(Cp)를 충전할 수 있다.
상술한 설명에 따르면, 입력부(110)에서 발생한 전기 에너지는 공진 커패시터(Cp) 공진 인덕터(Lr)의 공진을 통해 출력단(Co, Ro)에 전달될 수 있다. 이 과정에서 브리지 없이도 출력단(Co, Ro)의 전압(Vo)이 일정하게 유지될 수 있다. 또한, 입력 전압의 극성에 구분없이 제1 스위치(M1) 및 제2 스위치(M2)가 동시에 온/오프 동작을 반복하여 역률개선 컨버터가 동작하기 때문에 입력전압 극성에 따른 오동작 가능성이 줄어들 수 있다.
도 12는 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터에 공통모드 노이즈 제거를 위한 Y-커패시터(140)가 연결된 것을 예시적으로 나타낸 회로도이다.
도 12를 참조하면, Y-커패시터(140)에 인가되는 전압이 0V 또는 입력 전압에 해당하는 저주파 교류 전압(예를 들어, 대략 60Hz의 교류 전압)에 해당하므로 노이즈 특성이 개선되고 누설 전류가 작아질 수 있다.
도 13은 도 4에서 나타낸 역률개선 컨버터의 다른 변형예를 나타낸 회로도이다.
도 13을 참조하면, 역률개선 컨버터는 제4 다이오드(Dcl)를 더 포함할 수 있다. 제5 다이오드(Dcl)의 일단은 제5 노드(n5)와 연결되고 타단은 제1 노드(n1)와 연결될 수 있다. 제5 노드(n5)는 공진 인덕터(Lr)와 제3 다이오드(DA) 사이에 위치할 수 있다. 제4 다이오드(Dcl)는 제1 노드(n1)로부터 제5 노드(n5) 방향으로의 전류를 허용할 수 있다. 제4 다이오드(Dcl)는 제3 다이오드(DA)의 기생 커패시터와 공진 인덕터(Lr)의 공진에 의한 제3 다이오드(DA)의 전압 링잉(ringing)을 방지할 수 있다.
이상에서 도 1 내지 도 13을 참조하여 예시적인 실시예들에 따른 역률 개선 컨버터에 관하여 설명하였다. 적어도 하나의 실시예에 따르면 역률개선 컨버터의 브리지 다이오드를 생략하여 발열 현상을 줄이고 효율을 개선할 수 있다. 적어도 하나의 실시예에 따르면 역률개선 컨버터에 연결된 Y-커패시터에 저주파 전압 또는 낮은 시간 변화율(dV/dt)을 가지는 전압이 인가되게 하여 노이즈 특성을 개선할 수 있다. 적어도 하나의 실시예에 따르면 AC 입력 전압의 극성에 관계없이 스위치들의 구동이 간단해 짐으로써 오작동 가능성을 줄이고 마이크로 프로세서 대신 저가의 범용 PFC IC의 사용을 가능하게 하여 역률개선 컨버터의 제조 단가를 절감할 수 있다.
이상, 본 발명의 기술적 사상을 바람직한 실시예를 들어 상세하게 설명하였으나, 본 발명의 기술적 사상은 상기 실시 예들에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상은 상기 실시 예들에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의하여 여러 가지 변혼 및 변경이 가능하다.

Claims (14)

  1. 전원과 연결된 입력 인덕터와, 상기 입력 인덕터의 일단에 연결되어 상기 전원으로부터 생성된 전류의 흐름을 스위칭하는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는 입력부;
    상기 입력부의 제1 노드와 제2 노드에 연결되며 공진 커패시터, 공진 인덕터, 제3 다이오드 및 출력단을 포함하는 출력부;
    상기 입력부로부터 발생된 전류의 흐름을 조절하며, 상기 입력부의 제3 노드에 연결된 제1 다이오드 및 상기 제1 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 전류 조절부를 포함하며,
    상기 제1 다이오드의 일단은 상기 제3 노드에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 타단은 상기 공진 커패시터 및 상기 공진 인덕터 사이에 위치한 제4 노드에 연결되며, 상기 제2 다이오드의 일단은 상기 제4 노드에 연결되고 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 제1 노드에 연결되며,
    상기 제1 다이오드는 상기 제3 노드로부터 상기 제4 노드로 향하는 방향으로 전류의 흐름을 허용하며,
    상기 제2 다이오드는 상기 제1 노드로부터 상기 제4 노드 방향으로 전류의 흐름을 허용하고,
    상기 전원은 교류 전압을 생성하고,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치는 동일한 주기로 동시에 온 되고 동시에 오프되는 동작을 주기적으로 반복하는 역률개선 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 노드는 상기 전원과 상기 제2 스위치 사이에 위치하고,
    상기 제2 노드는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치 사이에 위치하고,
    상기 제3 노드는 상기 입력 인덕터와 상기 제1 스위치 사이에 위치하는 역률개선 컨버터.
  3. 삭제
  4. 전원과 연결된 입력 인덕터와, 상기 입력 인덕터의 일단에 연결되어 상기 전원으로부터 생성된 전류의 흐름을 스위칭하는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는 입력부;
    상기 입력부의 제1 노드와 제2 노드에 연결되며 공진 커패시터, 공진 인덕터, 제3 다이오드 및 출력단을 포함하는 출력부;
    상기 입력부로부터 발생된 전류의 흐름을 조절하며, 상기 입력부의 제3 노드에 연결된 제1 다이오드 및 상기 제1 노드에 연결된 제2 다이오드를 포함하는 전류 조절부를 포함하며
    상기 제1 다이오드의 일단은 상기 제3 노드에 연결되고, 상기 제1 다이오드의 타단은 상기 출력단에 연결되며, 상기 제2 다이오드의 일단은 상기 공진 커패시터 및 상기 공진 인덕터 사이에 위치한 제4 노드에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 타단은 상기 제1 노드에 연결되며,
    상기 제1 다이오드는 상기 제3 노드로부터 상기 상기 출력단으로 향하는 방향으로 전류의 흐름을 허용하며,
    상기 제2 다이오드는 상기 제1 노드로부터 상기 제4 노드 방향으로 전류의 흐름을 허용하는 역률개선 컨버터.
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 온 상태인 경우, 입력부에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드를 통해 흐르지 않으며,
    상기 공진 커패시터에 충전된 전하가 상기 공진 인덕터와의 공진에 의해 출력단으로 전달되는 역률개선 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태인 경우, 상기 입력부에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드 중 어느 하나를 통과하며 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드 중 어느 하나를 통과한 전류에 의해 상기 공진 커패시터가 충전되는 역률개선 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태이고 상기 전원의 교류 전압의 극성이 양의 극성인 경우,
    상기 전원에서 발생된 전류는 상기 입력 인덕터와 상기 제1 다이오드와, 상기 공진 커패시터 및 상기 제2 스위치의 바디 다이오드를 통과하고, 상기 입력 인덕터에서 발생된 전류는 상기 제1 다이오드, 상기 공진 인덕터 및 상기 제3 다이오드를 통과하여 상기 출력단에 전달되는 역률개선 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 오프 상태이고 상기 전원의 교류 전압의 극성이 음의 극성인 경우,
    상기 전원에서 발생된 전류는 상기 제2 다이오드와 상기 제1 스위치의 바디 다이오드를 통과하고, 상기 입력 인덕터에서 발생된 전류는 상기 공진 커패시터를 충전하는 역률개선 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    일단은 제5 노드와 연결되고 타단은 상기 제1 노드와 연결되며, 상기 제1 노드로부터 상기 제5 노드 방향으로의 전류를 허용하는 제4 다이오드를 더 포함하며,
    상기 제5 노드는 상기 공진 인덕터와 상기 제3 다이오드 사이에 위치하는 역률개선 컨버터.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력단은 출력 커패시터를 포함하는 역률개선 컨버터.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 출력 커패시터의 충전 용량은 상기 공진 커패시터의 충전 용량보다 큰 역률개선 컨버터.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력단은 상기 출력 커패시터와 병렬로 연결된 출력 저항을 더 포함하는 역률개선 컨버터.
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Title
Markus Scherbaum, A Bridgeless, Quasi-Resonant ZVS-Switching, Buck-Boost P PFC, PCIM Europe 2016; International Exhibition and Conference for Power Electronics, pp.120-127.(2016.5.12)* *

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