KR102238494B1

KR102238494B1 - Sensorless control System of DFIG

Info

Publication number: KR102238494B1
Application number: KR1020200005324A
Authority: KR
Inventors: 이동춘; 누옌안탄; 염태일
Original assignee: 영남대학교 산학협력단
Priority date: 2020-01-15
Filing date: 2020-01-15
Publication date: 2021-04-09

Abstract

The present invention relates to a sensor-less control system for a double-fed induction generator (DFIG) wind turbine. More particularly, the present invention is to provide a sensor-less control system for a DFIG wind turbine, which comprises: a first converter connected to rotor windings of the DFIG; and a control unit for controlling the first converter. The control unit uses an angular velocity estimator for estimating the angular velocity of the DFIG rotor based on the current flowing in the DFIG rotor, so that the turbine of the wind generator can be accurately controlled without using a sensor.

Description

DFIG sensorless control system {Sensorless control System of DFIG}

본 발명은 DFIG(Doubly-Fed Induction Generator) 센서리스 제어 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 풍력 발전기의 터빈(Turbine)이 센서를 사용하지 않고, 강인하고, 정확하게 제어될 수 있는, DFIG 센서리스 제어 시스템을 제공함에 있다.The present invention relates to a DFIG (Doubly-Fed Induction Generator) sensorless control system, and more particularly, a DFIG sensorless control that can be controlled robustly and accurately without the use of a sensor for the turbine of a wind power generator. It is in providing the system.

신재생 에너지는 최근 화석 연료의 사용으로 인한 환경 오염 문제, 그리고 점차 화석 연료가 고갈되는 문제로 인해 대체 에너지원으로 주목을 받고 있다. 신재생 에너지원으로는 태양광 에너지, 풍력 에너지, 바이오 에너지, 조력 에너지 등 다양한 종류가 있지만, 가장 연구가 활발한 분야는 태양광 발전, 풍력 발전 분야가 대표적이다. 그 중에서도 풍력 발전 분야는 모터, 발전기와 같은 전기기기 분야 및 컨버터, 인버터와 같은 전력변환장치 분야에서 지속적인 연구 개발로 많은 발전이 이루어졌다.Renewable energy has recently attracted attention as an alternative energy source due to the problem of environmental pollution due to the use of fossil fuels and the problem of gradually depleting fossil fuels. There are various types of renewable energy sources such as solar energy, wind energy, bio energy, and tidal energy, but the most active fields of research are solar power generation and wind power generation. Among them, a lot of development has been made through continuous research and development in the field of electric devices such as motors and generators, and power conversion devices such as converters and inverters.

풍력 발전기의 AC 모터 구동 시스템에서, AC 모터의 회전자 위치를 파악하는 것은 풍력 발전기의 터빈을 제어하는 것에 있어서 아주 중요한 기술적 요소 중 하나이다. AC 모터의 회전자 위치를 파악하기 위해서 종래에는 엔코더와 같은 위치 및 속도 검출 센서를 많이 사용하였다. 그러나 센서의 가격이 비싸기 때문에, 전체 시스템을 구성하기 위한 원가가 증가한다는 단점이 있고, 위치 및 속도 검출 센서는 온도, 습도 등 주위 환경과 시스템 내부 파라미터 등의 영향을 받을 수 있기 때문에, 검출된 값에 대한 신뢰성이 떨어질 수 있다. 또한, 발전기의 작동 중에 위치 검출 센서가 파손될 우려가 있기 때문에, 유지 보수에 대한 부담이 있다는 단점이 있다.In the AC motor drive system of a wind generator, knowing the position of the rotor of the AC motor is one of the very important technical factors in controlling the turbine of the wind generator. In order to grasp the rotor position of an AC motor, a position and speed detection sensor such as an encoder has been used a lot in the past. However, since the price of the sensor is expensive, there is a disadvantage that the cost for configuring the entire system increases, and since the position and speed detection sensor can be affected by the surrounding environment such as temperature and humidity, and the system internal parameters, the detected value The reliability of this may be reduced. In addition, there is a disadvantage in that there is a burden on maintenance because there is a possibility that the position detection sensor may be damaged during the operation of the generator.

상기와 같은 단점으로 인해, AC 모터의 회전자 위치를 파악하고, 풍력 발전 시스템을 제어함에 있어서, 위치 및 속도 검출 센서를 사용하지 않고, 센서를 대체할 수 있는 알고리즘을 바탕으로 한 소프트웨어를 설계함으로써, 비용을 절감하고, 신뢰성을 높일 수 있는 방법에 대한 많은 연구 결과가 제시되고 있다. 일례로 폐루프 제어 방식 중에서도 위상동기루프(PLL, Phase Locked Loop)를 포함하여 설계하는 방법이 대표적이다.Due to the above drawbacks, by designing a software based on an algorithm that can replace the sensor, without using a position and speed detection sensor, in determining the position of the rotor of the AC motor and controlling the wind power generation system. In addition, many research results have been suggested on ways to reduce cost and increase reliability. For example, among the closed loop control methods, a design method including a phase locked loop (PLL) is a representative method.

상기 위상동기루프를 사용하여 AC 모터의 회전자의 위치 및 속도를 검출하는 방식은 한국등록특허 제 10-1091970호(“비선형 관측기를 이용한 표면부착형 영구자석 동기전동기의 센서리스 제어 방법 및 시스템”, 선행기술 1)에서 개시하고 있다.The method of detecting the position and speed of the rotor of an AC motor using the phase-locked loop is described in Korean Patent No. 10-1091970 (“Sensorless control method and system of a surface-attached permanent magnet synchronous motor using a nonlinear observer”. , Disclosed in prior art 1).

도 1은 상기 선행기술 1의 일실시예에 따른 전체 상세 제어 시스템의 구성도를 도시하고 있다.1 is a block diagram of an overall detailed control system according to an embodiment of the prior art 1.

도 1에 도시된 바와 같이, 회전자의 위치 검출기(100)은 비선형 관측기(110)를 기반으로 설계되고, 비선형 관측기(110)는 PWM 인버터에서 출력되는 3상 중 2 상의 전류값 및 단자 전압을 입력받아 상기 비선형 관측기(110)에서 설계된 수학적 모델을 거쳐 추정 회전자 위치에 대한 sin값과 cos값을 출력하고, 상기 cos값과 sin값을 기반으로 역 탄젠트 함수(120)를 통해 추정 회전자 위치가 검출된다.As shown in Figure 1, the rotor position detector 100 is designed based on the nonlinear observer 110, the nonlinear observer 110 is the current value and the terminal voltage of the two phases output from the PWM inverter. It receives the input and outputs the sin value and the cos value for the estimated rotor position through the mathematical model designed by the nonlinear observer 110, and the estimated rotor position through the inverse tangent function 120 based on the cos value and the sin value. Is detected.

상기 검출된 회전자 위치는 위상동기루프(PLL)를 기반으로 설계된 속도 검출기(200)로 입력되고, 상기 속도 검출기의 비례적분제어기(210)에서 설계된 모델을 통해 회전자의 각속도가 출력된다. 또한, 상기 비례적분제어기(210)에서 출력된 회전자의 각속도를 피드백 하여 조정하는 폐루프를 형성하기 위해, 적분기(220)가 구비되어 있다.The detected rotor position is input to the speed detector 200 designed based on a phase-locked loop (PLL), and the angular speed of the rotor is output through a model designed by the proportional integral controller 210 of the speed detector. In addition, an integrator 220 is provided in order to form a closed loop that adjusts by feeding back the angular velocity of the rotor output from the proportional integral controller 210.

선행기술 1에서 개시되어 있는 비선형 관측기(110)를 이용한 회전자 위치 검출기(100)와 위상동기루프를 이용한 속도 검출기(200)를 사용하여 AC 모터 제어 시스템을 설계했을 때, 엔코더나 리졸버와 같은 센서를 사용하지 않고, AC 모터의 회전자 위치와 속도를 검출할 수 있다는 장점이 있다. 보다 더 상세하게는, 센서를 사용하지 않기 때문에, 모터의 원가를 줄일 수 있고, 센서가 파손될 우려가 없기 때문에, 유지 및 보수에 대한 부담을 없앨 수 있으며, 외부 요인에 의해 신뢰성이 저하되는 점이 개선될 수 있는 장점이 있다.When designing an AC motor control system using the rotor position detector 100 using the nonlinear observer 110 and the speed detector 200 using a phase-locked loop disclosed in Prior Art 1, sensors such as encoders and resolvers It has the advantage of being able to detect the rotor position and speed of an AC motor without using a. More specifically, since the sensor is not used, the cost of the motor can be reduced, and there is no fear of damage to the sensor, so the burden of maintenance and repair can be eliminated, and the reliability deterioration due to external factors is improved. There is an advantage that can be.

그러나, 상기 비선형 관측기(110)를 이용한 회전자 위치 추정기(100)와 위상동기루프를 이용한 속도 검출기(200) 모두 내부 파라미터 변동에 민감할 수 있기 때문에, 정상 상태의 운전 조건에서는 문제없이 작동될 수 있지만, 다양한 운전 조건에서는 상태 변수에 대해서 예측 불가능한 값이 출력될 수 있다는 단점이 있다. 보다 더 자세하게는, 온도 변화와 같은 이상 조건에 의해서 고정자 저항을 비롯한 상태변수에 영향을 줄 수 있는 다른 파라미터들이 변동됨으로써, 회전자 위치 및 속도 값에 대한 신뢰성이 떨어질 수 있으며, 이는 전체 모터 제어 시스템의 성능을 저하시킬 수 있다.However, since both the rotor position estimator 100 using the nonlinear observer 110 and the speed detector 200 using the phase-locked loop can be sensitive to fluctuations in internal parameters, they can be operated without problems under normal operating conditions. However, there is a disadvantage in that unpredictable values may be output for state variables under various driving conditions. More specifically, other parameters that may affect state variables including stator resistance are changed due to abnormal conditions such as temperature change, which may reduce the reliability of the rotor position and speed values, which is the result of the overall motor control system. It can degrade the performance of.

1. 한국등록특허 제 10-1780265호(등록일 20107년 09월 14일)1. Korean Patent Registration No. 10-1780265 (Registration date September 14, 20107)

따라서 본 발명은 상기한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 본 발명의 목적은 이중 여자 유도 발전기(DFIG)를 속도 검출 센서를 사용하지 않고 제어하기 위해서, 복수 차수의 적분 필터(IF : Integral Filter)와 회전자 위치 보정기(RPC : Rotor Position Corrector)를 적용하여, 회전자의 위치 및 속도가 정확하게 추정될 수 있는, DFIG 센서리스 제어 시스템을 제공함에 있다.Accordingly, the present invention was conceived to solve the problems of the prior art as described above, and an object of the present invention is to control a double excitation induction generator (DFIG) without using a speed detection sensor, in order to control a multi-order integral filter ( By applying IF: Integral Filter) and Rotor Position Corrector (RPC), it is to provide a DFIG sensorless control system that can accurately estimate the position and speed of the rotor.

상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명에 의한 DFIG 센서리스 제어 시스템에 있어서, 전원(100)에 고정자 권선이 연결된 DFIG(200), 상기 DFIG(200)의 회전자 권선과 연결된 제 1 컨버터(300), 상기 제 1 컨버터(300)를 제어하는 제어부(400)를 포함하고, 상기 제어부(1000)는 상기 DFIG(200) 회전자에 흐르는 전류를 기초로 상기 DFIG(200) 회전자의 각속도를 추정하는 각속도 추정부(1100)를 포함하되, 상기 각속도 추정부(1100)는 왜곡된 전류에 의해서 추정 오차가 커지지 않도록 복수 차수의 적분 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다.In the DFIG sensorless control system according to the present invention for solving the above problems, the DFIG 200 having a stator winding connected to the power supply 100, a first converter connected to the rotor winding of the DFIG 200 ( 300), including a control unit 400 for controlling the first converter 300, the control unit 1000 based on the current flowing through the rotor of the DFIG 200, the angular velocity of the rotor of the DFIG 200 It includes an angular velocity estimating unit 1100 to estimate, and the angular velocity estimating unit 1100 is characterized in that it includes an integral filter of a plurality of orders so as not to increase an estimation error due to the distorted current.

더 나아가, 상기 각속도 추정부(1100)는 상기 DFIG(200)의 회전자 전류 (

,

)을 입력받아서 정지좌표계로 좌표 변환하여 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 (

,

)를 생성하는 제 1 좌표변환부(1110), 상기 제 1 좌표변환부(1110)로부터 상기 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 (

,

)를 입력받고, 상기 복수 차수의 적분 필터(1121, 1122)를 이용하여 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)와, 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)에 비해서 90도 위상차를 갖는 제2차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 산출하는 필터부(1120), 상기 필터부(1120)로부터 상기 제1, 2차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

) 및 상기 전원(100)의 각주파수

를 입력받고, 입력 각주파수

을 산출하는 입력 각주파수 추정부(1130) 및 상기 입력 각주파수

과 상기 전원(100)의 각 주파수

를 기초로 상기 DFIG(200) 회전자의 추정 각속도

을 산출하는 각속도 산출부(1140)를 포함하는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the angular velocity estimating unit 1100 is the rotor current of the DFIG 200 (

,

) Is received and the coordinates are converted to the stationary coordinate system, and the DFIG(200) rotor current (

,

) From the first coordinate converting unit 1110, the first coordinate converting unit 1110 to the DFIG 200 on the stationary coordinate system, the rotor current (

,

) Is input, and the first-order integral filtered rotor current (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

), the second-order integral filtered rotor current (

,

) To calculate the filter unit 1120, the first and second integral filtered rotor current from the filter unit 1120 (

,

) And each frequency of the power supply 100

Is input, input angular frequency

The input angular frequency estimating unit 1130 to calculate and the input angular frequency

And each frequency of the power supply 100

Based on the estimated angular velocity of the DFIG (200) rotor

It characterized in that it comprises an angular velocity calculation unit 1140 for calculating.

더 나아가, 상기 필터부(1120)는 상기 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 (

,

)와 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)의 차이에 기초한 값에서 상기 제2차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 뺀 값에 상기 전원(100)의 각 주파수

를 곱한 후, 적분하여 상기 제1차 적분 필터링 된 추정 회전자 전류 (

,

)를 산출하는 것을 특징으로 한다.Further, the filter unit 1120 is the DFIG 200 on the stationary coordinate system, the rotor current (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

) At the value based on the difference in the second-order integral filtered rotor current (

,

) Minus each frequency of the power supply 100

After multiplying and integrating, the first-order integral filtered estimated rotor current (

,

) Is characterized in that it calculates.

더 나아가, 상기 필터부(1120)는 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 적분하고, 상기 전원의 각주파수

를 곱하여 상기 제2차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 산출하는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the filter unit 1120 includes the first integrally filtered rotor current (

,

) And the angular frequency of the power supply

Multiply by the second-order integral filtered rotor current (

,

) Is characterized in that it calculates.

더 나아가, 상기 입력 각주파수 추정부(1130)는 하기 수학식 1에 기초하여 입력 각주파수

을 산출하는 것을 특징으로 한다.Further, the input angular frequency estimation unit 1130 is based on the following equation (1), the input angular frequency

It characterized in that it calculates.

[수학식 1][Equation 1]

(이 때,

: 전원의 각주파수,

,

: 제1차 적분 필터링 된 d축 및 q축 추정 회전자 전류,

,

: 제2차 적분 필터링 된 d축 및 q축 추정 회전자 전류)(At this time,

: Each frequency of power,

,

: First-order integral filtered d-axis and q-axis estimated rotor current,

,

: Second-order integral filtered d-axis and q-axis estimated rotor current)

더 나아가, 상기 각속도 산출부(1130)는 상기 입력 각주파수

과 상기 전원(100)의 각주파수

의 차이를 입력받아 상기 DFIG(200) 회전자의 추정 각속도

을 출력하는 비례 적분 제어기(1141)를 포함하는 것을 특징으로 한다.Further, the angular velocity calculation unit 1130 is the input angular frequency

And each frequency of the power supply 100

The estimated angular velocity of the rotor of the DFIG 200 by receiving the difference

It characterized in that it comprises a proportional integral controller 1141 for outputting.

더 나아가, 상기 제 1 좌표변환부(1110)는 상기 각속도 산출부(1130)로부터 입력받는 상기 DFIG 회전자의 추정 각속도

을 적분하여 얻어진 추정 회전자 위치

를 이용하여 정지좌표계로 좌표 변환하는 것을 특징으로 한다.Further, the first coordinate conversion unit 1110 is the estimated angular velocity of the DFIG rotor received from the angular velocity calculation unit 1130

The estimated rotor position obtained by integrating

It is characterized in that the coordinates are converted to a stationary coordinate system by using.

더 나아가, 상기 DFIG(200) 회전자의 추정 각속도

을 적분하여 산출되는 추정 회전자 위치

와 회전자 위치 보정부(1200)에서 산출되는 회전자 위치 보정값

을 기초로 상기 DFIG(200)의 회전자 추정 위치를 산출하는 제 2 회전자 위치 추정부(1310)를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the estimated angular velocity of the rotor of the DFIG 200

Estimated rotor position calculated by integrating

And the rotor position correction value calculated by the rotor position correction unit 1200

It characterized in that it further comprises a second rotor position estimating unit 1310 for calculating the estimated rotor position of the DFIG 200 on the basis of.

더 나아가, 상기 회전자 위치 보정부(1200)는 제 1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 입력받아 정규화 하여 제 1차 적분 필터링 및 정규화 된 회전자 전류 (

,

)를 출력하는 정규화부(1210), 상기 제 1차 적분 필터링 및 정규화 된 회전자 전류 (

,

)를 좌표 변환하여 d상의 정규화 된 회전자 전류

를 산출하는 제 2 좌표변환부(1220) 및 상기 좌표 변환되어 얻어진 d상의 정규화 된 회전자 전류

를 기초로 상기 회전자 위치 보정값

을 산출하는 보정량 산출부(1230)를 포함하는 것을 특징으로 한다.Further, the rotor position correction unit 1200 is the first integral filtered rotor current (

,

) Is received and normalized to filter the first-order integral and normalized rotor current (

,

A normalization unit 1210 outputting ), the first-order integral filtering and normalized rotor current (

,

) By converting the coordinates to the normalized rotor current in d phase

A second coordinate conversion unit 1220 that calculates and the normalized rotor current of the d-phase obtained by the coordinate conversion

Based on the rotor position correction value

It characterized in that it comprises a correction amount calculation unit 1230 for calculating.

더 나아가, 상기 보정량 산출부(1230)는 상기 d상의 정규화 된 회전자 전류

와 정지좌표계상의 DFIG(200)의 d축 회전자 전류

이 정규화 된

과의 차이에 정지좌표계상의 DFIG(200)의 q축 회전자 전류

이 정규화 된

을 곱한 값을 적분한 적분값을 기초로 상기 회전자 위치 보정값

을 산출하는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the correction amount calculation unit 1230 is the normalized rotor current of the d-phase

And d-axis rotor current of DFIG(200) in stationary coordinate system

Is normalized

Q-axis rotor current of DFIG (200) on the stationary coordinate system at the difference with

Is normalized

The rotor position correction value based on the integral value multiplied by

It characterized in that it calculates.

더 나아가, 상기 보정량 산출부(1220)는 비례적분제어기(1222)에 상기 적분값을 입력하여 상기 회전자 위치 보정값

을 산출하는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the correction amount calculation unit 1220 inputs the integral value to the proportional integral controller 1222 to determine the rotor position correction value.

It characterized in that it calculates.

더 나아가, 상기 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류

,

는 하기 수학식 2 내지 수학식 5로부터 산출되는 것을 특징으로 한다.Furthermore, the DFIG 200 rotor current on the stationary coordinate system

,

Is characterized in that it is calculated from the following Equation 2 to Equation 5.

[수학식 2][Equation 2]

[수학식 3][Equation 3]

[수학식 4][Equation 4]

[수학식 5][Equation 5]

(이 때,

: 정지좌표계상의 회전자 d축 전류,

: 정지좌표계상의 회전자 q축 전류,

: 정지좌표계상의 회전자 d축 쇄교 자속,

: 정지좌표계상의 회전자 q축 쇄교 자속,

: 자화 인덕턴스,

: 고정자 인덕턴스,

: 정지좌표계상의 고정자 d축 전류,

: 정지좌표계상의 고정자 q축 전류,

: 정지좌표계상의 고정자 d축 전압,

: 정지좌표계상의 고정자 q축 전압,

: 전원의 각주파수,

: 고정자 저항)(At this time,

: Rotor d-axis current in the stationary coordinate system,

: Rotor q-axis current in the stationary coordinate system,

: The d-axis linkage flux of the rotor in the stationary coordinate system,

: Rotor q-axis linkage flux in the stationary coordinate system,

: Magnetizing inductance,

: Stator inductance,

: Stator d-axis current on the stationary coordinate system,

: Stator q-axis current on the stationary coordinate system,

: Stator d-axis voltage on the stationary coordinate system,

: Stator q-axis voltage on the stationary coordinate system,

: Each frequency of power,

: Stator resistance)

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템에 의하면, 풍력 발전기에 구비된 모터의 회전자 위치 및 속도를 검출하기 위해서 엔코더 또는 레졸버와 같은 센서를 사용하지 않기 때문에, 모터의 부피를 줄일 수 있고, 더 나아가서는 전체 터빈 시스템의 부피와 중량을 감소시킬 수 있다는 장점이 있다.According to the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention, since a sensor such as an encoder or a resolver is not used to detect the rotor position and speed of a motor provided in a wind power generator, the volume of the motor is reduced. And, furthermore, it has the advantage of reducing the volume and weight of the entire turbine system.

보다 더 상세하게는, 종래에는 모터의 회전자 위치 및 속도를 검출하기 위해서 센서를 사용했기 때문에, 모터의 부피에 속도 검출 센서의 부피가 추가되어, 기어 박스 등 터빈 시스템 내부에서 각 부품을 배치하는 데 어려움이 있었고, 전체 부피와 중량 또한 증가한다는 단점이 있는 반면, 본 발명에서는 속도 검출 센서를 사용하지 않기 때문에 공간을 활용하여 많은 부품을 각각 배치하는 것이 더욱 수월하고, 이로 인해 부피와 중량을 감소시킬 수 있다는 장점이 있다.More specifically, since sensors were used to detect the rotor position and speed of a motor in the past, the volume of the speed detection sensor is added to the volume of the motor, so that each component is placed inside the turbine system such as a gearbox. While there is a disadvantage in that the overall volume and weight are also increased, in the present invention, since the speed detection sensor is not used, it is easier to place many parts separately using space, thereby reducing the volume and weight. There is an advantage of being able to do it.

더불어, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템에 의하면, 가격이 비싼 속도 검출 센서를 사용하지 않기 때문에, 종래 보다 전체 시스템을 구성하기 위한 원가를 절감할 수 있다는 장점이 있다.In addition, according to the DFIG sensorless control system according to the preferred embodiment of the present invention, since the expensive speed detection sensor is not used, there is an advantage in that the cost for configuring the entire system can be reduced compared to the prior art.

또한, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템에 의하면, 복수의 적분을 수행하는 필터부(1120)가 적용됨에 따라, 측정된 전류에서 리플(Ripple)이 존재하더라도 회전자의 속도가 정확하게 추정될 수 있다. 그리고 회전자 위치 보정부(RPC, 1200)를 적용함에 따라 추정된 회전자의 위치에 대한 오차를 크게 줄임으로써, 회전자의 위치가 보다 더 정확하게 확인될 수 있다는 장점이 있다. In addition, according to the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention, as the filter unit 1120 performing a plurality of integrations is applied, the speed of the rotor is increased even if there is a ripple in the measured current. Can be estimated accurately. In addition, by applying the rotor position correction unit (RPC, 1200), there is an advantage that the position of the rotor can be more accurately identified by greatly reducing an error in the estimated position of the rotor.

더불어, 상기 필터부(1120)와 회전자 위치 보정부(1200)를 통해 풍력 발전 시스템을 제어함으로써, 외부 조건의 변동 및 이상 조건에도 회전자의 위치 및 속도가 강인하고, 정확하게 검출될 수 있다는 장점이 있다.In addition, by controlling the wind power generation system through the filter unit 1120 and the rotor position correction unit 1200, the position and speed of the rotor are robust and can be accurately detected even under fluctuations in external conditions and abnormal conditions. There is this.

도 1은 선행기술 1의 일실시예에 따른 전체 제어 시스템의 블록도이다.
도 2는 DFIG 풍력 발전 시스템의 일반적인 전체 블록도이다.
도 3의 (A)는 표준 적분 필터의 블록도 이고, 도 3의 (B)는 수정된 적분 필터의 블록도 이다.
도 4은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 적분 필터 기반 속도 추정기의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 필터부의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 회전자 위치 보정부의 블록도이다.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 회전자 위치 보정값

과 입력 각주파수

의 조건에 따른 상기 신호

의 변화 그래프이다.
도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 슬립각 추정에 대한 블록도이다.
도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 동기화 과정에서의 슬립 추정 방법에 대한 블록도이다.
도 10 내지 도 12는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 실험 결과 그래프이다.1 is a block diagram of an overall control system according to an embodiment of Prior Art 1;
2 is a general block diagram of a DFIG wind power generation system.
3(A) is a block diagram of a standard integral filter, and FIG. 3(B) is a block diagram of a modified integral filter.
4 is a block diagram of an integral filter-based velocity estimator of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.
5 is a block diagram of a filter unit of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.
6 is a block diagram of a rotor position correction unit of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.
7 is a rotor position correction value of the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention

And input angular frequency

The signal according to the condition of

Is a graph of change.
8 is a block diagram for estimating a slip angle of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.
9 is a block diagram of a slip estimation method in a synchronization process of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.
10 to 12 are graphs of experimental results of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

이하, 상기한 바와 같은 구성을 가지는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 컨버터를 위한 센서 고장 진단 시스템의 도시된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 다음에 소개되는 도면들은 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 실시예로서 제공되는 것이다. 따라서, 본 발명은 이하 제시되는 도면들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 또한, 명세서 전반에 걸쳐서 동일한 참조번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.Hereinafter, a sensor failure diagnosis system for a converter according to a preferred embodiment of the present invention having the above-described configuration will be described in detail with reference to the drawings. The drawings introduced below are provided as examples in order to sufficiently convey the spirit of the present invention to those skilled in the art. Accordingly, the present invention is not limited to the drawings presented below and may be embodied in other forms. In addition, the same reference numbers throughout the specification indicate the same elements.

이 때, 사용되는 기술 용어 및 과학 용어에 있어서 다른 정의가 없다면, 이 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 통상적으로 이해하고 있는 의미를 가지며, 하기의 설명 및 첨부 도면에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 설명은 생략한다.In this case, unless there are other definitions in the technical terms and scientific terms used, they have the meanings commonly understood by those of ordinary skill in the art to which this invention belongs, and the gist of the present invention in the following description and accompanying drawings Descriptions of known functions and configurations that may unnecessarily obscure are omitted.

더불어, 시스템은 필요한 기능을 수행하기 위하여 조직화되고 규칙적으로 상호 작용하는 장치, 기구 및 수단 등을 포함하는 구성 요소들의 집합을 의미한다.In addition, a system refers to a set of components including devices, devices, and means that are organized and regularly interact to perform a required function.

DFIG 풍력 발전 시스템 모델DFIG wind power system model

도 2는 일반적인 DFIG 풍력 발전 시스템의 전체 블록도를 도시하고 있다. 도 2에서 도시된 바와 같이, DFIG(200) 풍력 발전 시스템에서 제 1 컨버터(GSC : Grid Side Converter, 400)와 제 2 컨버터(RSC : Rotor Side Converter, 300)는 각각의 회로에 대응하는 내부 전류, 즉 제 1 컨버터(400) 측의 3상 전류(

,

), 제 2 컨버터(300) 측의 3상 전류 (

,

)의 제어 루프와 외부 DC 링크 전압

및 고정자 유효 전력

, 무효 전력

에 대한 제어 루프에 있어서 하나의 출력이 다음단의 입력이 되도록 하는 캐스케이스(Cascade) 제어 구조를 가진다. Figure 2 shows the overall block diagram of a typical DFIG wind power generation system. As shown in FIG. 2, in the DFIG 200 wind power generation system, the first converter (GSC: Grid Side Converter, 400) and the second converter (RSC: Rotor Side Converter, 300) have internal currents corresponding to respective circuits. That is, the three-phase current on the side of the first converter 400 (

,

), the three-phase current of the second converter 300 side (

,

) Of the control loop and external DC link voltage

And stator active power

, Reactive power

It has a cascade control structure in which one output becomes the input of the next stage in the control loop for.

상기 DFIG(200) 풍력 발전 시스템의 모델링에 따른 전압 방정식은 하기 수학식 6 내지 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.The voltage equation according to the modeling of the wind power generation system of the DFIG 200 may be expressed as Equations 6 to 9 below.

[수학식 6][Equation 6]

[수학식 7][Equation 7]

[수학식 8][Equation 8]

[수학식 9][Equation 9]

(이 때,

: d축 고정자 전압,

: q축 고정자 전압,

: d축 회전자 전압,

: q축 회전자 전압,

: d축 고정자 전류,

: q축 고정자 전류,

: d축 회전자 전류,

: q축 회전자 전류,

: 고정자 저항,

: 회전자 저항,

: 고정자 각주파수,

: 회전자 각속도,

: d축 고정자 쇄교 자속,

: q축 고정자 쇄교자속,

: d축 회전자 쇄교 자속,

: q축 회전자 쇄교 자속,

: d축 고정자 쇄교 자속의 시간 t에 대한 미분,

: q축 고정자 쇄교 자속의 시간 t에 대한 미분,

: d축 회전자 쇄교 자속의 시간 t에 대한 미분,

: q축 회전자 쇄교 자속의 시간 t에 대한 미분)(At this time,

: d-axis stator voltage,

: q-axis stator voltage,

: d-axis rotor voltage,

: q-axis rotor voltage,

: d-axis stator current,

: q-axis stator current,

: d-axis rotor current,

: q-axis rotor current,

: Stator resistance,

: Rotor resistance,

: Stator angular frequency,

: Rotor angular velocity,

: d-axis stator flux linkage,

: q-axis stator flux linkage,

: d-axis rotor linkage flux,

: q-axis rotor linkage flux,

: Differentiation of the d-axis stator flux linkage with respect to time t,

: The derivative of the q-axis stator flux linkage with respect to time t,

: The derivative of the d-axis rotor linkage flux with respect to time t,

: The derivative of the q-axis rotor linkage flux with respect to time t)

상기 수학식 6 내지 수학식 9 에서 고정자와 회전자의 쇄교 자속은 하기 수학식 10 내지 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.In Equations 6 to 9, the flux linkage between the stator and the rotor may be expressed as Equations 10 to 13 below.

[수학식 10][Equation 10]

[수학식 11][Equation 11]

[수학식 12][Equation 12]

[수학식 13][Equation 13]

(이 때,

: 자화 인덕턴스,

: 고정자 인덕턴스,

: 회전자 자기 인덕턴스,

,

: 고정자 누설 인덕턴스,

: 회전자 누설 인덕턴스)(At this time,

: Magnetizing inductance,

: Stator inductance,

: Rotor magnetic inductance,

,

: Stator leakage inductance,

: Rotor leakage inductance)

상기 수학식 10 내지 수학식 13를 이용하여 고정자 유효 전력

및 무효 전력

는 하기 수학식 14 및 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.Stator active power using Equations 10 to 13

And reactive power

May be expressed as in Equation 14 and Equation 15 below.

[수학식 14][Equation 14]

[수학식 15][Equation 15]

(이 때,

: 고정자 자화 전류)(At this time,

: Stator magnetizing current)

상기 DFIG(200) 풍력 발전 시스템 모델을 기초로 한 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 각 요소에 대해 이하에서 상세히 설명한다.Each element of the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention based on the DFIG 200 wind power generation system model will be described in detail below.

복수 차수의 적분 필터(Integral Filter)Multiple order integral filter

도 3의 (A)는 표준 복수 차수의 적분 필터의 블록도에 대해서 도시하고 있고, 도 3의 (B)는 수정된 복수 차수의 적분 필터의 블록도에 대해서 도시하고 있다. 도 3의 (A)에 도시된 바와 같이, 상기 복수 차수의 적분 필터는 점선의 박스가 그려진 부분이고, 적분 필터의 전달 함수는 하기 수학식 16 및 수학식 17과 같다.Fig. 3A shows a block diagram of a standard multi-order integration filter, and Fig. 3B shows a block diagram of a modified multi-order integration filter. As shown in (A) of FIG. 3, the multi-order integral filter is a portion drawn with a dotted box, and the transfer function of the integral filter is shown in Equations 16 and 17 below.

[수학식 16][Equation 16]

[수학식 17][Equation 17]

(이 때,

: 입력 신호,

,

: 출력 신호,

과

는 직교 관계,

: 라플라스 변환 상수,

: 튜닝 주파수,

: 감쇠 계수)(At this time,

: Input signal,

,

: Output signal,

and

Is an orthogonal relationship,

: Laplace transform constant,

: Tuning frequency,

: Attenuation factor)

만약, 입력 신호가

라고 할 때, 두 출력 신호

,

은 하기 수학식 18 및 수학식 19와 같이 표현될 수 있다.If the input signal is

When said, the two output signals

,

May be expressed as in Equation 18 and Equation 19 below.

[수학식 18][Equation 18]

[수학식 19][Equation 19]

(이 때,

: 상수,

: 주파수,

: 시간,

: 위상각,

)(At this time,

: a constant,

: frequency,

: time,

: Phase angle,

)

상기 복수 차수의 적분 필터의 적용은 응답 시간이 비교적 길기 때문에, 도 3의 (B)에 도시되어 있는 수정된 복수 차수의 적분 필터가 사용될 수 있다. 상기 수정된 복수 차수의 적분 필터에서는 이득 계수

를 사용하고,

가 더해지는 이득 회로가 추가되는데, 이는 응답 시간을 줄이면서 출력 신호에 대한 추정 속도를 향상 시킬 수 있다. 그러나, 고조파가 발생 할 수 있는 단점이 생기게 되고, 이러한 단점으로 인해 복수 차수의 적분 필터의 응답 시간을 줄이면서, 고조파가 제거 될 수 있는 절충점이 고려되어야 한다.Since the application of the multiple-order integration filter has a relatively long response time, the modified multiple-order integration filter shown in Fig. 3B can be used. In the modified multi-order integral filter, the gain factor

And use

A gain circuit to which is added is added, which can improve the estimation speed for the output signal while reducing the response time. However, there is a disadvantage in that harmonics may occur, and due to this disadvantage, a trade-off in which harmonics can be eliminated while reducing the response time of the multi-order integral filter must be considered.

상기 복수 차수의 적분 필터에 대해서는 이하에서 개시되는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 각속도 추정부(1100)에서 자세하게 설명한다.The multi-order integral filter will be described in detail in the angular velocity estimation unit 1100 of the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention disclosed below.

복수 차수의 적분 필터 기반 각속도 추정부Angular velocity estimation unit based on multi-order integral filter

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 적분 필터 기반 각속도 추정부(1100)가 도시되어 있다. 4 shows an integral filter-based angular velocity estimation unit 1100 of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

도 4에 도시된 바와 같이, 상기 DFIG(200)의 회전자 전류 (

,

)와 기존에 추정된 회전자 속도

을 적분하여 얻어진 추정 회전자 위치

는 상기 속도 추정기의 제 1 좌표변환부(1110)로 입력되고, 상기 제 1 좌표변환부(1110)에서 정지좌표계상의 DFIG(200)의 회전자 전류 (

,

)가 출력된다. 4, the rotor current of the DFIG 200 (

,

) And the previously estimated rotor speed

The estimated rotor position obtained by integrating

Is input to the first coordinate conversion unit 1110 of the speed estimator, and the rotor current of the DFIG 200 on the stationary coordinate system in the first coordinate conversion unit 1110 (

,

) Is displayed.

상기 출력된 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 (

,

)와 전원(100) 주파수

은 상기 복수 차수의 적분 필터를 기반으로 설계된 필터부(1120)로 입력되어 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)와 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)가 출력된다.DFIG (200) rotor current on the output stationary coordinate system (

,

) And power (100) frequency

Is input to the filter unit 1120 designed based on the multi-order integral filter and the first-order integral filtered rotor current (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

), the second-order integral filtered rotor current (

,

) Is displayed.

상기 제 1, 2차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)는 입력 각주파수 추정부(Input frequency estimator, 1130)로 입력되고, 하기 수학식 1에 의해 입력 각주파수

이 연산된다.The first and second integral filtered rotor currents (

,

) Is input to an input angular frequency estimator (1130), and input angular frequency by Equation 1 below

Is calculated.

[수학식 1][Equation 1]

상기 연산된 입력 각주파수

은 각속도 산출부(1140)로 입력되고, 상기 전원(100) 주파수

에서 상기 입력 각주파수

을 뺀 값이 상기 각속도 산출부(1140)의 비례적분제어기(1141)로 입력된다. 상기 비례적분제어기(1141)에 의해 추정 회전자 각속도

이 출력되고, 폐루프의 피드백 회로로 구비되는 제 1 회전자 위치 추정부(1150)로 상기 추정 회전자 각속도

이 입력되어 추정 회전자 위치

가 출력된다.Input angular frequency calculated above

Is input to the angular velocity calculation unit 1140, and the frequency of the power supply 100

At the input angular frequency

The value minus is input to the proportional integral controller 1141 of the angular velocity calculator 1140. Estimated rotor angular velocity by the proportional integral controller 1141

Is output, and the estimated rotor angular velocity to the first rotor position estimating unit 1150 provided as a feedback circuit of the closed loop

Is inputted and estimated rotor position

Is displayed.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 복수 차수의 적분 필터 기반 각속도 추정부에서 필터부(1120)를 도시하고 있다. 5 illustrates a filter unit 1120 in an angular velocity estimation unit based on a multi-order integral filter of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

도 5에 도시된 바와 같이, 필터부(1120)는 d축 추정 회전자 전류에 대하여 필터링 하는 제 1 적분 필터부(1121), q축 추정 회전자 전류에 대하여 필터링 하는 제 2 적분 필터부(1122)를 포함하며, 상기 필터부(1120)에는 도 3의 (A)에 도시되어 있는 복수 차수의 적분 필터가 포함되어 있다.As shown in FIG. 5, the filter unit 1120 includes a first integral filter unit 1121 that filters the d-axis estimated rotor current, and a second integral filter unit 1122 that filters the q-axis estimated rotor current. ), and the filter unit 1120 includes an integral filter of a plurality of orders shown in (A) of FIG. 3.

제 1 적분 필터부(1121)와 제 2 적분 필터부(1122)는 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)와 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)을 출력하게 된다.The first integral filter unit 1121 and the second integral filter unit 1122 have a first-order integral filtered rotor current (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

), the second-order integral filtered rotor current (

,

) Is displayed.

또한, 상기 감쇠계수

의 값에 의해서 상기 제 1 적분 필터부(1121) 및 제 2 적분 필터부(1122)의 정착 시간(리플이 반복되면서 수렴되는 값의 ±1% 또는 ±2.5% 이내로 진입하는 시간)이 결정될 수 있다.In addition, the attenuation coefficient

The settling time of the first integral filter unit 1121 and the second integral filter unit 1122 (the time to enter within ±1% or ±2.5% of the value converged while the ripple is repeated) may be determined by the value of .

회전자 위치 보정부Rotor position correction unit

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 회전자 위치 보정부(1200)의 블록도가 도시되어 있다. 6 is a block diagram of a rotor position correction unit 1200 of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

상기 회전자의 위치

는 상기 각속도 추정부(1100)에서 개시한 바와 같이

이 적분되는 것에 의해 추정될 수 있지만, 속도 추정 오차와 초기 회전자 위치 정보 부족 등 여러 요인들에 의해 잘못된 추정값이 생성될 수 있다. 이러한 문제점을 보완하기 위해 회전자 위치 보정값

이 상기 추정 회전자 위치

에 보상됨으로써, 상기 회전자의 위치가 정확하게 추정될 수 있다.The position of the rotor

Is, as started in the angular velocity estimation unit 1100

Although this can be estimated by integration, an incorrect estimate may be generated due to various factors such as a speed estimation error and a lack of initial rotor position information. To compensate for this problem, the rotor position correction value

This said estimated rotor position

By being compensated for, the position of the rotor can be accurately estimated.

도 6에 도시된 바와 같이, 회전자 위치 보정부(1200)는 상기 각속도 추정부(1100)의 상기 필터부(1120)로부터 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)를 입력받아 정규화부(1210)에서 상기 제 1차 적분 필터링 된 회전자 전류를 정규화 하여 정규화 된 회전자 전류 (

,

)가 출력되고, 기존에 출력된 회전자 위치 보정값

을 피드백 받아 좌표가 변환된 d상의 정규화 된 회전자 전류

를 출력하는 제 2 좌표 변환부(1220) 및 상기 출력된 d상의 추정 회전자 전류

를 입력받아 상기 회전자 위치 보정값

을 출력하는 보정량 산출부(1230)가 포함된다.As shown in FIG. 6, the rotor position correction unit 1200 includes a first-order integrally filtered rotor current from the filter unit 1120 of the angular velocity estimating unit 1100 (

,

) Is received, and the first-order integral filtered rotor current is normalized in the normalization unit 1210, and the normalized rotor current (

,

) Is output, and the previously outputted rotor position correction value

The normalized rotor current of the d-phase whose coordinates are converted by receiving the feedback

The second coordinate converting unit 1220 outputting the output and the estimated rotor current of the d-phase

Receive the input and the rotor position correction value

A correction amount calculation unit 1230 for outputting is included.

정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 및 쇄교 자속은 하기 수학식 2 내지 수학식 5로 표현될 수 있고, 상기 정지좌표계상의 회전자 전류는 상기 보정량 산출부(1230)에서 상기 회전자 위치 보정값

이 출력되기 위한 연산에 사용된다.The rotor current and the flux linkage of the DFIG 200 on the stationary coordinate system can be expressed by the following equations 2 to 5, and the rotor current on the stationary coordinate system is the rotor position correction value in the correction amount calculation unit 1230

Is used in the operation to be output.

[수학식 2][Equation 2]

[수학식 3][Equation 3]

[수학식 4][Equation 4]

[수학식 5][Equation 5]

(이 때,

: 정지좌표계상의 회전자 d축 전류,

: 정지좌표계상의 회전자 q축 전류,

: 정지좌표계상의 회전자 d축 쇄교 자속,

: 정지좌표계상의 회전자 q축 쇄교 자속,

: 자화 인덕턴스,

: 고정자 인덕턴스,

: 정지좌표계상의 고정자 d축 전류,

: 정지좌표계상의 고정자 q축 전류,

: 정지좌표계상의 고정자 d축 전압,

: 정지좌표계상의 고정자 q축 전압,

: 전원의 각주파수,

: 고정자 저항)(At this time,

: Rotor d-axis current in the stationary coordinate system,

: Rotor q-axis current in the stationary coordinate system,

: The d-axis linkage flux of the rotor in the stationary coordinate system,

: Rotor q-axis linkage flux in the stationary coordinate system,

: Magnetizing inductance,

: Stator inductance,

: Stator d-axis current on the stationary coordinate system,

: Stator q-axis current on the stationary coordinate system,

: Stator d-axis voltage on the stationary coordinate system,

: Stator q-axis voltage on the stationary coordinate system,

: Each frequency of power,

: Stator resistance)

상기 정지좌표계상의 회전자 전류 및 쇄교 자속은 고정자 인덕턴스

에 의해 오류 값이 출력될 수 있으므로, 상기 회전자 전류에 대해 정규화 과정이 필요하다. 상기 제1차 적분 필터링 된 회전자 전류 (

,

)는 정규화부(1210)에서 정규화 된 회전자 전류(

,

)로 변환될 수 있고, 정지좌표계상의 DFIG(200) 회전자 전류 (

,

) 또한 정규화 되어 보정량 산출부로 입력된다.The rotor current and the flux linkage in the stationary coordinate system are the stator inductance

Since an error value can be output by, a normalization process is required for the rotor current. The first order integral filtered rotor current (

,

) Is the rotor current normalized by the normalization unit 1210 (

,

) Can be converted into, and the DFIG (200) rotor current in the stationary coordinate system (

,

) Is also normalized and input to the correction amount calculation unit.

상기 정규화 된 회전자 전류를 기초로 하여 도 6의 피드백인 회전자 위치 보정값

을 제외하고, 상기 회전자 위치 보정부(1200)의 입력을 고려하면 하기 수학식 20 내지 수학식 22와 같다.Based on the normalized rotor current, the rotor position correction value, which is the feedback of FIG. 6,

Except for, when the input of the rotor position correction unit 1200 is considered, Equations 20 to 22 are shown below.

[수학식 20][Equation 20]

[수학식 21][Equation 21]

[수학식 22][Equation 22]

상기 수학식 20 내지 수학식 22 및 이득 상수

에 기초하여, 신호

는 하기 수학식 23과 같이 도출될 수 있다.Equations 20 to 22 and gain constant

Based on the signal

Can be derived as in Equation 23 below.

[수학식 23][Equation 23]

상기 신호

는 적분기(1231)로 입력되어 신호

가 출력되고, 비례적분제어기(1232)에 의해서 회전자 위치 보정값

이 출력된다. 여러 사이클에 걸쳐 도 6의 폐루프가 수행되고, 상기 입력 각주파수

이 상기 전원(100) 주파수

에 근접하면 상기 수학식 23의

이 DC 성분으로 간주되고, 이는 상기 적분기(1231)에 의해 신호

에 영향을 줄 수 있다.Reminder signal

Is input to the integrator 1231 and the signal

Is output, and the rotor position correction value by the proportional integral controller 1232

Is output. The closed loop of FIG. 6 is performed over several cycles, and the input angular frequency

This power supply 100 frequency

When it is close to, in Equation 23

Is regarded as a DC component, which is signaled by the integrator 1231

Can affect

도 7은 상기 회전자 위치 보정값

과 상기 입력 각주파수

의 조건에 따라 상기 신호

의 변화 그래프를 도시하고 있다. 상기 회전자 위치 보정값

과 상기 입력 각주파수

의 조건은 표 1에 도시되어 있다.7 is the rotor position correction value

And the input angular frequency

The signal according to the condition of

It shows the graph of change. The rotor position correction value

And the input angular frequency

The conditions of are shown in Table 1.

CaseCase

Case 1Case 1

Case 2Case 2

Case 3Case 3

Case 4Case 4

Case 5Case 5

Case 6Case 6

도 7과 표 1에 도시된 바와 같이 신호

는 상기 제 1차 적분 필터링 및 정규화 된 d축 회전자 전류

가 상기 정지좌표계상의 정규화 된 d축 회전자 전류

에 뒤처지는 위상일 때, 양의 값을 나타내고, 상기 제1차 적분 필터링 및 정규화 된 d축 회전자 전류

가 상기 정지좌표계상의 정규화 된 d축 회전자 전류

에 앞서는 위상일 때, 음의 값을 나타낸다. 그렇기 때문에, 상기 제 1차 적분 필터링 된 d축 및 q축 회전자 전류

와 상기 정지좌표계상의 d축 및 q축의 회전자 전류

사이의 위상 차이를 얻기 위해서, 신호

는

의 피드백을 이용하여

의 위상을 이동시킴으로써, 0으로 제어 되어야 한다.Signal as shown in Figure 7 and Table 1

Is the first-order integral filtered and normalized d-axis rotor current

Is the normalized d-axis rotor current in the stationary coordinate system

When the phase lags behind, it represents a positive value, and the first order integral filtering and normalized d-axis rotor current

Is the normalized d-axis rotor current in the stationary coordinate system

When it is a phase preceding a, it represents a negative value. Therefore, the first-order integral filtered d-axis and q-axis rotor currents

And rotor currents in the d-axis and q-axis on the stationary coordinate system

In order to get the phase difference between the signal

Is

Using feedback from

By shifting the phase of, it should be controlled to zero.

슬립각 추정Slip angle estimation

도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 슬립각 추정에 대한 블록도를 도시하고 있다.8 is a block diagram of estimating a slip angle of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

도 8에서 도시된 바와 같이, 추정 회전자 위치

은 상기 각속도 추정부(1100)로부터 추정된 회전자 위치

와 상기 회전자 위치 보정부(1200)에서 출력된 회전자 위치 보정값

이 더해짐으로써 산출된다.As shown in Fig. 8, the estimated rotor position

Is the rotor position estimated from the angular velocity estimating unit 1100

And the rotor position correction value output from the rotor position correction unit 1200

Is calculated by adding

여기에서 추정 슬립각

은 위상동기루프(PLL) 알고리즘에 의해 얻어진 전원(100) 위상각

로부터 상기 추정 회전자 위치

을 감산함으로써 산출될 수 있다.Where the estimated slip angle

Is the phase angle of the power supply (100) obtained by the phase-locked loop (PLL) algorithm

From the estimated rotor position

It can be calculated by subtracting.

동기화 과정에서의 센서리스 제어 방식Sensorless control method in synchronization process

도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 동기화 과정에서의 슬립 추정 방법에 대한 블록도를 도시하고 있다.10 is a block diagram of a slip estimation method in a synchronization process of a DFIG sensorless control system according to an embodiment of the present invention.

도 10에 도시된 바와 같이, 동기화 과정에서는 특정 슬립 추정 방법이 요구되는데, 전원(100)측 전압과 DFIG(200) 고정자 전압 사이의 위상차에 대한 사인값

를 입력으로 하여 동기화 과정에서의 슬립

이 산출될 수 있다. 상기 전원(100)측 전압과 고정자 전압 사이의 위상차에 대한 사인값

는 하기 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.As shown in FIG. 10, a specific slip estimation method is required in the synchronization process, and the sine value of the phase difference between the power supply 100 side voltage and the DFIG 200 stator voltage

Slip in the synchronization process by entering

Can be calculated. Sine value of the phase difference between the power supply 100 side voltage and the stator voltage

May be expressed as in Equation 24 below.

[수학식 24][Equation 24]

(이 때,

: 전원(100)측 위상각,

: 고정자 전압 위상각,

,

: 고정자 전압과 전원(100)측 전압 사이의 위상차)(At this time,

: Power supply 100 side phase angle,

: Stator voltage phase angle,

,

: The phase difference between the stator voltage and the voltage on the power supply (100) side)

상기

값이 비례적분제어기(1410)에 입력되어 추정 슬립 각속도

이 출력되고, 상기 추정 슬립 각속도

는 적분기(1420)에 입력되어 상기 동기화 과정 슬립

이 산출된다.remind

The value is input to the proportional integral controller 1410 to determine the estimated slip angular velocity.

Is output, and the estimated slip angular velocity

Is input to the integrator 1420 to slip the synchronization process

Is calculated.

상기 고정자 전압 위상각

는 상기 동기화 과정에서의 슬립

을 제어함으로써 상기 전원(100)측 위상각

와 매칭시킬 수 있다. 이와 동시에 회전자 속도

은 하기 수학식 25와 같이 산출될 수 있다.The stator voltage phase angle

Is a sleep in the synchronization process

By controlling the phase angle of the power supply 100 side

Can be matched with. At the same time, the rotor speed

May be calculated as in Equation 25 below.

[수학식 25][Equation 25]

(이 때,

: 전원측 주파수)(At this time,

: Power side frequency)

동기화 과정은 고정자 전압이 진폭, 위상각 및 주파수의 관점에서 전원(100) 전압과 동기화되었을 때, 고정자 단자가 전원(100)측 단자와 전기적으로 연결됨으로써 완료될 수 있다.The synchronization process may be completed when the stator voltage is synchronized with the power supply 100 voltage in terms of amplitude, phase angle, and frequency, by electrically connecting the stator terminal to the power supply 100 side terminal.

제 1 실시예Embodiment 1

도 10 및 도 11는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 실험 결과 그래프를 도시하고 있다.10 and 11 are graphs of experimental results of a DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

하기 표 2는 DFIG 센서리스 제어 시스템의 실험에 사용된 DFIG(200)의 파라미터 값을 도시하고 있다.Table 2 below shows the parameter values of the DFIG 200 used in the experiment of the DFIG sensorless control system.

파라미터(Parameters)Parameters 값(Values)Values 고정자 주파수Stator frequency 60Hz60Hz 고정자 정격 전력Stator rated power 3kW3kW 고정자 정격 선간 전압Stator rated line voltage 220V220V 고정자 정격 전류Stator rated current 14.7A14.7A 극 쌍의 수Number of pole pairs 22 고정자 저항Stator resistance

Rotor resistance

Magnetizing inductance

H Stator leakage inductance

H

도 10의 (a) 내지 도 10의 (f)는 초기 회전자 속도가 1600rpm인 동기화 모드에서 DFIG 센서리스 제어 시스템의 성능을 도시하고 있다. 도 10의 (a)는 고정자 전압의 진폭을 조정하기 위해 d축 회전자 전류가 제어되고 있음을 보여주고, 도 10의 (b)는 q축 회전자 전류가 0으로 제어되는 것에 대한 그래프가 도시되어 있다. d축 및 q축의 기준 회전자 전류 (

,

)에 비해 출력되는 회전자 전류 (

,

)는 약간의 오차와 리플이 있지만, 상기 기준 회전자 전류 값에 맞게 제어가 되는 것을 보여주고 있다.10A to 10F illustrate the performance of the DFIG sensorless control system in the synchronization mode in which the initial rotor speed is 1600rpm. FIG. 10(a) shows that the d-axis rotor current is controlled to adjust the amplitude of the stator voltage, and FIG. 10(b) shows a graph of the q-axis rotor current being controlled to zero. Has been. Reference rotor current in d-axis and q-axis (

,

) Compared to the output rotor current (

,

) Shows that there is some error and ripple, but it is controlled according to the reference rotor current value.

또한 도 10의 (c)와 (d)는 고정자와 전원에서의 전압과 위상각에 대한 그래프가 도시되어 있다. 위상이 다른 상기 고정자 전압과 상기 전원(100)측 전압이 진폭, 위상각 및 주파수 관점에서 동기화가 되는 그래프에 대해서 도시되어 있다. In addition, (c) and (d) of FIG. 10 are graphs of voltages and phase angles of the stator and the power source. A graph in which the stator voltage having different phases and the voltage on the power supply 100 side are synchronized in terms of amplitude, phase angle, and frequency is shown.

또한 도 10의 (e)는 기준 회전자 속도

에 대한 추정 회전자 속도

의 오차

의 그래프가 도시되어 있으며, 도 10의 (f)는 추정된 슬립각

그래프를 도시하고 있다. In addition, (e) of Figure 10 is the reference rotor speed

Estimated rotor speed for

Error of

A graph of is shown, and (f) of FIG. 10 is an estimated slip angle

It shows a graph.

도 10의 (a) 내지 도 10의 (f)에서 도시하고 있는 바와 같이, 동기화 프로세스는 약 2 주기 정도의 시간이 필요하며, 도달하고자 하는 기준 회전자 전류 및 기준 회전자 각속도에 대해서 약간의 리플과 오차가 발생하지만, 동기화에 걸리는 시간인 2 주기 정도 후에는 DFIG 고정자 전압과 상기 전원(100)측 전압이 동기화가 된다는 것을 그래프에서 도시하고 있다.As shown in FIGS. 10A to 10F, the synchronization process requires a time of about 2 cycles, and a slight ripple for the reference rotor current and the reference rotor angular velocity to be reached. The over error occurs, but the graph shows that the DFIG stator voltage and the power supply 100 side voltage become synchronized after about 2 cycles, which is the time required for synchronization.

도 11은 풍속 변화 조건에서 구동하는 DFIG의 센서리스 제어 성능을 도시하고 있다.11 shows the sensorless control performance of the DFIG driven under a wind speed change condition.

도 11의 (a)에 도시된 바와 같이 평균 풍속 8.4m/s에서 변동이 있는 풍속으로 실험 조건이 주어졌다. 상기 DFIG의 불리한 구동 조건에 대한 센서리스 제어 성능 그래프가 도 11의 (b) 내지 도 11의 (g)에 도시되어 있다.As shown in (a) of FIG. 11, the experimental conditions were given as the wind speed fluctuating at an average wind speed of 8.4 m/s. Sensorless control performance graphs for the unfavorable driving conditions of the DFIG are shown in FIGS. 11B to 11G.

도 11의 (b) 및 도 11의 (c)에 도시되어 있는 바와 같이, 동기화 이전의 제어에서는 d축 회전자 전류가 제어되었으나, 동기화 이후, MPPT(Maximum Power Point Tracking) 제어로써 풍력 발전 시스템이 제어될 때, q축 회전자 전류가 제어된다. 이에 따라 제어되는 유효전력, 무효전력, 추정 각속도, 각속도 오차는 도 10의 (d) 내지 도 10의 (g)에 도시되어 있다.11(b) and 11(c), in the control before synchronization, the d-axis rotor current was controlled, but after synchronization, the wind power generation system was controlled by MPPT (Maximum Power Point Tracking) control. When controlled, the q-axis rotor current is controlled. Active power, reactive power, estimated angular velocity, and angular velocity errors controlled accordingly are shown in FIGS. 10D to 10G.

도 10에 도시되어 있는 바와 같이, 고조파의 영향으로 인해 리플이 있지만, 아주 미비한 수준이고, 각각 기준 제어 값의 평균치에 맞게 제어 되고 있다. 도 10의 그래프를 통해 풍속의 변동이 있는 상황에서도 강인하고, 정확하게 제어될 수 있는 시스템이라는 장점이 있다.As shown in Fig. 10, there is ripple due to the influence of harmonics, but the level is very insignificant, and each is controlled to fit the average value of the reference control values. Through the graph of FIG. 10, there is an advantage of a system that is robust and can be accurately controlled even in a situation where wind speed fluctuates.

도 11의 (a) 내지 도 11의 (f)는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 이상 조건 적용시의 실험 그래프를 도시하고 있다.11(a) to 11(f) illustrate experimental graphs when applying abnormal conditions of the DFIG sensorless control system according to a preferred embodiment of the present invention.

도 11의 (a)에 도시된 바와 같이 전원 측의 전압에 대해서까지 교란된 전원(100)측 전압 조건이 적용되고, 두 점선 사이의 구간인 왜곡 및 불균형 조건이 함께 적용된 구간에서는 유효전력 및 정 각속도 오차가 변동이 생기는 형태의 그래프가 출력되었지만, 유효전력과 추정 각속도 모두 평균값에는 이상이 없을 정도로 제어 되었고, 각속도 오차는 최대 33rpm 으로 출력된 기준 각속도 및 추정 각속도의 1.71% 정도 수준으로 아주 미비한 수준인 것으로 그래프에서 도시하고 있다.As shown in (a) of FIG. 11, the voltage condition of the power supply 100, which is disturbed up to the voltage of the power supply side, is applied, and in the section in which the distortion and unbalance conditions, which are the section between the two dotted lines, are applied together, the active power and positive A graph in which the angular velocity error fluctuates was output, but both the active power and the estimated angular velocity were controlled so that there was no abnormality in the average value. Is shown in the graph.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFIG 센서리스 제어 시스템의 실험에서 시사하는 바와 같이 속도 검출 센서가 없이 강인하고, 정확하게 시스템이 제어될 수 있는 DFIG 센서리스 제어 시스템을 제공할 수 있다는 장점이 있다.As suggested in the experiment of the DFIG sensorless control system according to the preferred embodiment of the present invention, there is an advantage in that it is possible to provide a DFIG sensorless control system that is robust and capable of accurately controlling the system without a speed detection sensor.

이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것 일 뿐, 본 발명은 상기의 일 실시예에 한정되는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.As described above, in the present invention, specific matters such as specific configurations and the like have been described with reference to the drawings of limited embodiments, but this is provided only to help a more general understanding of the present invention, and the present invention is not limited to the above-described embodiment. , If one of ordinary skill in the field to which the present invention belongs, various modifications and variations are possible from these descriptions.

따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허 청구 범위뿐 아니라 이 특허 청구 범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.Therefore, the spirit of the present invention is limited to the described embodiments and should not be determined, and all things that are equivalent or equivalent to the scope of the claims as well as the claims to be described later belong to the scope of the spirit of the present invention. .

100 : 전원(Grid)
200 : 이중 여자 유도 발전기(DFIG)
300 : 제 1 컨버터(RSC)
400 : 제 2 컨버터(GSC)
500 : 프로펠러(Propeller)
600 : 기어박스(Gearbox)
1000 : 제어부(Controller)
1100 : 각속도 추정부
1110 : 제 1 좌표변환부
1120 : 필터부 1121 : 제 1 적분 필터
1122 : 제 2 적분 필터
1130 : 입력 각주파수 추정부
1140 : 각속도 산출부 1141 : 각속도 산출부 비례적분 제어기
1150 : 제 1 회전자 위치 추정부
1200 : 회전자 위치 보정부
1210 : 정규화부
1220 : 제 2 좌표변환부
1230 : 보정량 산출부 1231 : 보정량 산출부 적분기
1232 : 보정량 산출부 비례적분제어기
1300 : 슬립각 추정부
1310 : 제 2 회전자 위치 추정부
1320 : 슬립각 추정기
1400 : 동기화 과정 슬립각 추정기
1410 : 동기화 과정 슬립각 추정기 비례적분 제어기
1420 : 동기화 과정 슬립각 추정기 적분기100: Power (Grid)
200: Double Excitation Induction Generator (DFIG)
300: first converter (RSC)
400: second converter (GSC)
500: Propeller
600: Gearbox
1000: Controller
1100: angular velocity estimation unit
1110: first coordinate conversion unit
1120: filter unit 1121: first integral filter
1122: second integral filter
1130: input angular frequency estimation unit
1140: angular velocity calculation unit 1141: angular velocity calculation unit proportional integral controller
1150: first rotor position estimation unit
1200: rotor position correction unit
1210: normalization unit
1220: second coordinate conversion unit
1230: correction amount calculation unit 1231: correction amount calculation unit integrator
1232: Correction amount calculation part proportional integral controller
1300: slip angle estimation unit
1310: second rotor position estimation unit
1320: slip angle estimator
1400: Synchronization process slip angle estimator
1410: Synchronization process slip angle estimator proportional integral controller
1420: Synchronization process slip angle estimator integrator

Claims

In the Doubly Fed Induction Generator (DFIG) sensorless control system,
DFIG with the stator winding connected to the power source;
A first converter connected to the rotor winding of the DFIG; And
Includes; a control unit for controlling the first converter,
The control unit,
Including an angular velocity estimation unit for estimating the angular velocity of the DFIG rotor based on the current flowing through the DFIG rotor,
The angular velocity estimating unit includes a multi-order integration filter so that an estimation error is not increased by a distorted current;
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 1,
The angular velocity estimation unit,
The rotor current of the DFIG (

,

) Is input and the coordinates are converted to the stationary coordinate system, and the DFIG rotor current in the stationary coordinate system (

,

A first coordinate conversion unit that generates );
DFIG rotor current in the stationary coordinate system from the first coordinate conversion unit (

,

) Is input, and the first-order integral filtered rotor current (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

The second-order integral filtered rotor current (

,

A filter unit that calculates );
The first and second integrally filtered rotor currents from the filter unit (

,

) And each frequency of the power supply

Is input, input angular frequency

An input angular frequency estimating unit that calculates;
The input angular frequency

And each frequency of the power supply

Based on the estimated angular velocity of the DFIG rotor

Including; an angular velocity calculation unit that calculates
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 2,
The filter unit,
DFIG rotor current in the stationary coordinate system (

,

) And the first-order integral filtered rotor current (

,

) Minus each frequency of the power supply

After multiplying by and integrating, the first-order integral filtered estimated rotor current (

,

To yield)
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 3,
The filter unit,
The first-order integral filtered rotor current (

,

) And the angular frequency of the power supply

Multiply by the second-order integral filtered rotor current (

,

To yield)
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 2,
The input angular frequency estimation unit,
Input angular frequency based on Equation 1 below

To yield;
DFIG sensorless control system, characterized in that.
[Equation 1]

(At this time,

: Each frequency of power,

,

: First-order integral filtered d-axis and q-axis estimated rotor current,

,

: Second-order integral filtered d-axis and q-axis estimated rotor current)

The method of claim 2,
The angular velocity calculation unit,
The input angular frequency

And each frequency of the power supply

Receive the difference of the estimated angular velocity of the DFIG rotor

Including a proportional integral controller for outputting;
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 2,
The first coordinate conversion unit,
Estimated angular velocity of the DFIG rotor received from the angular velocity calculation unit

The estimated rotor position obtained by integrating

Converting the coordinates to the stationary coordinate system by using;
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 2,
Estimated angular velocity of the DFIG rotor

Estimated rotor position calculated by integrating

And the rotor position correction value calculated by the rotor position correction unit

A second rotor position estimating unit for calculating the estimated rotor position of the DFIG on the basis of; further comprising
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 8,
The rotor position correction unit,
The first-order integral filtered DFIG rotor current (

,

) Received and normalized to filter the first-order integral and normalized rotor current (

,

A normalization unit that outputs );
The first order integral filtered and normalized rotor current (

,

) By converting the coordinates to the normalized rotor current in d phase

A second coordinate conversion unit that calculates; And
The normalized rotor current of the d phase obtained by the above coordinate transformation

Based on the rotor position correction value

A correction amount calculating unit that calculates a; Including
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 9,
The correction amount calculation unit,
The normalized rotor current of the d phase

And d-axis rotor current of DFIG in stationary coordinate system

Is normalized

DFIG's q-axis rotor current in the stationary coordinate system at the difference with

Is normalized

The rotor position correction value based on the integral value multiplied by

To yield
DFIG sensorless control system, characterized in that.

The method of claim 10,
The correction amount calculation unit,
The rotor position correction value by inputting the integral value to a proportional integral controller

To yield
DFIG sensorless control system, characterized in that.