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KR102100344B1 - Method for radar electrtonic surveillance - Google Patents

Method for radar electrtonic surveillance Download PDF

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Publication number
KR102100344B1
KR102100344B1 KR1020190035884A KR20190035884A KR102100344B1 KR 102100344 B1 KR102100344 B1 KR 102100344B1 KR 1020190035884 A KR1020190035884 A KR 1020190035884A KR 20190035884 A KR20190035884 A KR 20190035884A KR 102100344 B1 KR102100344 B1 KR 102100344B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
radar
matrix
equation
delete delete
Prior art date
Application number
KR1020190035884A
Other languages
Korean (ko)
Inventor
임상훈
Original Assignee
한화시스템 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to KR1020190035884A priority Critical patent/KR102100344B1/en
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/021—Auxiliary means for detecting or identifying radar signals or the like, e.g. radar jamming signals

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Abstract

Disclosed is a radar electronic monitoring method which comprises the following steps. An analog module receives a radar signal over a preset long obtaining time, compresses the received signal, and then samples the signal as a digital signal. A digital module recovers the signal, compressed by the analog module, to an original signal, divides the signal, received over the long obtaining time, into time slots, and processes the signal. By dividing the signal received for the long obtaining time into time slots and processing the signal, the computational complexity can be decreased by reducing a measurement matrix.

Description

레이더 전자 감시 방법{METHOD FOR RADAR ELECTRTONIC SURVEILLANCE}METHOD FOR RADAR ELECTRTONIC SURVEILLANCE

본 발명은 레이더 전자 감시 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 MWC(Modulated Wideband Converter)를 기반으로 하는 레이더 전자 감시 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a radar electronic monitoring method, and more particularly, to a radar electronic monitoring method based on a Modulated Wideband Converter (MWC).

전자 감시 시스템은 상대 레이더 시스템에서 방출되는 레이더 신호를 수신하여 분석한다.The electronic surveillance system receives and analyzes the radar signal emitted from the relative radar system.

레이더 전자 감시 시스템은 위협 의도를 사전에 인식하는데 유용하다. 상대 레이더 신호는 스팩트럼적으로 희소하고, 넓은 주파수 대역으로 확산되며, 사전에 알려지지 않아 신호 처리에 있어 고유한 문제점이 있다.Radar electronic surveillance systems are useful for proactively recognizing threat intent. Relative radar signals are spectrally sparse, spread over a wide frequency band, and have a unique problem in signal processing because they are not known in advance.

레이더 전자 감시 시스템은 연속적으로 들어오는 광대역 레이더 신호를 얻을 수 있어야 한다.The radar electronic surveillance system must be able to obtain continuous incoming broadband radar signals.

입력 x(t)는 일련의 레이더 시스템에서 생성된 레이더 신호의 집합으로 모델링 된다. 구체적으로, 입력 x(t)는 수학식 1로 정의된다.The input x (t) is modeled as a set of radar signals generated by a series of radar systems. Specifically, the input x (t) is defined by Equation 1.

Figure 112019031946221-pat00001
Figure 112019031946221-pat00001

수학식 1에서

Figure 112019031946221-pat00002
는 i번째 레이더 시스템의 레이더 신호이며,
Figure 112019031946221-pat00003
내에 광범위하게 위치하며,
Figure 112019031946221-pat00004
는 GHz의 단위일 수 있다.In Equation 1
Figure 112019031946221-pat00002
Is the radar signal of the i-th radar system,
Figure 112019031946221-pat00003
Is widely located within,
Figure 112019031946221-pat00004
May be in GHz.

반송파 주파수를 포함하여, 펄스 반복 간격, 도착 시간, 도착 시간, 펄스 폭 및 듀티 사이클과 같은 펄스 설명 워드는 선험적으로 알 수 없다. 각

Figure 112019031946221-pat00005
에 대해, 반송파 주파수 범위를
Figure 112019031946221-pat00006
내로 모델링하고, 대역폭
Figure 112019031946221-pat00007
는
Figure 112019031946221-pat00008
로 자른다. 분리 가능한
Figure 112019031946221-pat00009
에 대하여,
Figure 112019031946221-pat00010
의 스펙트럼이 분리되어 있다고 가정한다. 게다가, 집합
Figure 112019031946221-pat00011
는 주파수 영역 즉,
Figure 112019031946221-pat00012
에서 희소하다. 간단히 말해서, 연속적으로 들어오는 신호 x(t)를 획득하는데, 알려지지 않은 파라미터를 갖는 스펙트럼 적으로 희소한 멀티밴드 신호로 간주된다.Pulse description words, such as pulse repetition interval, arrival time, arrival time, pulse width, and duty cycle, including the carrier frequency, are unknown a priori. bracket
Figure 112019031946221-pat00005
For, carrier frequency range
Figure 112019031946221-pat00006
Model into, bandwidth
Figure 112019031946221-pat00007
The
Figure 112019031946221-pat00008
Cut into. Detachable
Figure 112019031946221-pat00009
about,
Figure 112019031946221-pat00010
It is assumed that the spectrum of is separated. Besides, assembly
Figure 112019031946221-pat00011
Is the frequency domain,
Figure 112019031946221-pat00012
It is rare. Briefly, a continuous incoming signal x (t) is obtained, which is considered a spectrally sparse multiband signal with unknown parameters.

레이더 전자 감시 시스템은 RSSR(Rapid Superheterodyne Receiver), MWC(Modulated Wideband Converter), RMPI(Random Modulation Pre-integration) 등의 수신기를 사용할 수 있다.The radar electronic surveillance system may use a receiver such as a Rapid Superheterodyne Receiver (RSSR), a Modulated Wideband Converter (MWC), and Random Modulation Pre-integration (RMPI).

RSSR은 ADC(Analog-to-Digital Convertor)가 낮은 광대역 영역을 커버하도록 설계된 대표적인 나이키스트 수신기이다. RSSR은 멀티밴드 신호를 수신하고, 대역 통과 필터의 뱅크를 이용하여 전체 주파수를 복수의 서브밴드로 나눈다. 그런 다음 서브밴드는 ADC에 의해 샘플링 된다. 시분할 다중화를 통해 RSSR은 서브밴드의 시간 영역 샘플을 순서대로 수집한다.RSSR is a representative Nyquist receiver designed to cover low-bandwidth areas with an analog-to-digital converter (ADC). The RSSR receives a multiband signal and divides the entire frequency into a plurality of subbands using a bank of bandpass filters. The subband is then sampled by the ADC. Through time division multiplexing, the RSSR collects subband time domain samples in order.

도 1에서 파란색 박스는 시분할 다중화를 나타내며, 시간-주파수 영역의 번호가 매겨진 영역이 RSSR의 신호 획득 서브밴드다.The blue box in FIG. 1 represents time division multiplexing, and the numbered region of the time-frequency region is a signal acquisition subband of the RSSR.

도 1에 도시하는 바와 같이, RSSR의 경우에는 단순한 시스템 구조에도 불구하고, 불가피하게 현재 획득하는 서브밴드 외부에 있는 일부 레이더 신호를 획득하지 못한다.As shown in FIG. 1, in the case of RSSR, despite a simple system structure, it is inevitably unable to acquire some radar signals outside the currently acquired subband.

RSSR에서 일부 신호를 포착하지 못하는 것은 미사일 탐지, 적대적인 항공기 모니터링 등 애플리케이션에 따라 중요한 문제가 될 수 있다.Failure to capture some of the signals in the RSSR can be an important issue for some applications, such as missile detection and hostile aircraft monitoring.

최첨단 기술로 보다 빠른 ADC를 사용하여 신호 획득의 실패를 줄일 수 있지만, 그러한 ADC는 엄청난 비용, 높은 에너지 소비, 낮은 메모리, 낮은 ADC 분해능 등 많은 구현 문제를 가지고 있다.Although cutting-edge ADCs can be used to reduce signal acquisition failures with state-of-the-art technology, such ADCs have many implementation challenges such as enormous cost, high energy consumption, low memory, and low ADC resolution.

또한 구현 한계는 신호 획득의 대역폭

Figure 112019031946221-pat00013
를 확대하도록 제한한다. 직관적으로, RSSR이 전체 레이더 신호를 획득하지 못할 확률은 신호 수 및/또는 입력 주파수의 범위가 증가함에 따라 증가할 것이다.Also, the implementation limit is the bandwidth of the signal acquisition.
Figure 112019031946221-pat00013
Limit to enlarge. Intuitively, the probability that the RSSR cannot acquire the entire radar signal will increase as the number of signals and / or the range of input frequencies increases.

한편, RMPI는 채널화된 서브 나이키스트 수신기로, 한 번의 획득 시간

Figure 112019031946221-pat00014
에서 멀티밴드 신호를 획득한다.On the other hand, RMPI is a channelized sub-Nyquist receiver, one acquisition time
Figure 112019031946221-pat00014
Multiband signal is obtained from.

각 채널에 대해 멀티밴드 신호는 의사 랜덤 시퀀스와 혼합되어 그 결과를 통합한다. ADC는 통합 모듈 이후의 서브 나이키스트 속도

Figure 112019031946221-pat00015
에서 혼합된 결과를 샘플링 한다. m이 채널 수일 경우 채널 엔드 샘플링 속도
Figure 112019031946221-pat00016
는 수학식 2와 같이 정의된다.For each channel, the multiband signal is mixed with a pseudo-random sequence to incorporate the results. ADC sub-Nyquist speed after integrated module
Figure 112019031946221-pat00015
Samples the mixed results. Channel end sampling rate if m is the number of channels
Figure 112019031946221-pat00016
Is defined as Equation 2.

Figure 112019031946221-pat00017
Figure 112019031946221-pat00017

아날로그 아키텍처의 시스템 매트릭스로, RMPI는 압축 감지(CS: Compressive Sensing) 알고리즘으로 멀티밴드 신호를 재구성한다. 그러나 매트릭스는 블록 대각선 형태이므로, 시스템 매트릭스는 신속하게 계산하기 위해 상당히 크다. 한 블록의 경우 행과 열의 수는 각각 채널 수와

Figure 112019031946221-pat00018
수에 해당하며, 각 블록은
Figure 112019031946221-pat00019
번 반복된다.As a system matrix of analog architecture, RMPI reconstructs multiband signals with a Compressive Sensing (CS) algorithm. However, since the matrix is in the form of a block diagonal, the system matrix is quite large for quick calculation. For a block, the number of rows and columns is the number of channels and
Figure 112019031946221-pat00018
Number, each block
Figure 112019031946221-pat00019
Is repeated once.

이러한 큰 블록 대각선 매트릭스는 높은 계산 복잡성과 긴 재구성 시간을 야기하므로, 전자 감시 애플리케이션에서 RMPI가 비실용적이다.This large block diagonal matrix causes high computational complexity and long reconstruction time, making RMPI impractical in electronic surveillance applications.

또한 신호 정보를 포함한 샘플 시퀀스의 범위는 나이키스트 주파수에 대응하고,

Figure 112019031946221-pat00020
의 주기로 디지털화한다. 따라서, N개의 주어진 신호와 최소 대역폭
Figure 112019031946221-pat00021
에 대하여, 샘플링된 시퀀스 내의 0이 아닌 항목의 수는
Figure 112019031946221-pat00022
보다 크다. 0이 아닌 항목이 많으면 RMPI의 신호 획득 성능이 저하된다.Also, the range of the sample sequence including the signal information corresponds to the Nyquist frequency,
Figure 112019031946221-pat00020
It is digitized in the cycle. Therefore, N given signals and minimum bandwidth
Figure 112019031946221-pat00021
For, the number of non-zero items in the sampled sequence is
Figure 112019031946221-pat00022
Greater than If there are many non-zero items, the signal acquisition performance of RMPI deteriorates.

전술한 RSSR에서의 누락된 신호를 해결하고 RMPI의 계산 한계를 피하기 위해, 종래에는 아날로그 모듈 및 디지털 모듈로 구성된 MWC가 제안된다.In order to solve the above-mentioned missing signal in the RSSR and avoid the computational limitations of the RMPI, the MWC composed of an analog module and a digital module is conventionally proposed.

아날로그 모듈에서 MWC는 입력 x(t)의 압축 정보가 포함된 샘플을 나이키스트 속도 이하의 속도로 취한다. 디지털 모듈에서는 사후 디지털 신호 처리(post-DSP)와 CS 복구 알고리즘이 압축된 샘플을 x(t)의 나이키스트 속도 샘플로 재구성한다.In the analog module, the MWC takes a sample containing the compressed information of the input x (t) at a rate equal to or less than the Nyquist rate. In the digital module, post-digital signal processing (post-DSP) and CS recovery algorithms reconstruct the compressed samples into x (t) Nyquist rate samples.

MWC의 아날로그 모듈은 도 2에 도시하는 바와 같이 혼합기, 저역 통과 필터(LPF) 및 ADC를 포함하는 m개의 채널로 구성된다.The analog module of MWC is composed of m channels including a mixer, a low-pass filter (LPF) and an ADC, as shown in FIG.

각 채널에 대해, 멀티밴드 신호는

Figure 112019031946221-pat00023
-주기 PR 시퀀스인
Figure 112019031946221-pat00024
와 혼합된다. 시퀀스의 스펙트럼은
Figure 112019031946221-pat00025
의 간격으로
Figure 112019031946221-pat00026
가중된 임펄스를 갖는다. 혼합 신호는 차단 주파수가
Figure 112019031946221-pat00027
로 정의되는 안티 에일리어싱 LPF를 통과하며, 여기서
Figure 112019031946221-pat00028
은 홀수 정수이다. 그 결과 혼합기와 LPF는 입력 주파수 범위
Figure 112019031946221-pat00029
를
Figure 112019031946221-pat00030
의 간격으로
Figure 112019031946221-pat00031
서브밴드로 나눈다. 그런 다음 서브밴드를 PR 시퀀스의 퓨리에 계수
Figure 112019031946221-pat00032
과 곱하고
Figure 112019031946221-pat00033
로 투영하여 압축한다. 다음으로 ADC는
Figure 112019031946221-pat00034
의 속도로 압축된 서브밴드를 샘플링한다. i번째 채널에 대해, ADC 출력의 이산 시간 퓨리에 변환(DTFT: Discrete-Time Fourier Transform)을 수학식 3과 같이 표현할 수 있다.For each channel, the multiband signal
Figure 112019031946221-pat00023
-Periodic PR sequence
Figure 112019031946221-pat00024
Is mixed with. The spectrum of the sequence
Figure 112019031946221-pat00025
At intervals of
Figure 112019031946221-pat00026
It has a weighted impulse. The mixed signal has a cutoff frequency
Figure 112019031946221-pat00027
Passes the anti-aliasing LPF defined by, where
Figure 112019031946221-pat00028
Is an odd integer. As a result, the mixer and LPF are input frequency ranges.
Figure 112019031946221-pat00029
To
Figure 112019031946221-pat00030
At intervals of
Figure 112019031946221-pat00031
Divide into subbands. The subbands are then Fourier coefficients of the PR sequence.
Figure 112019031946221-pat00032
Multiply by
Figure 112019031946221-pat00033
And project it to compress. Next ADC
Figure 112019031946221-pat00034
The compressed subband is sampled at the rate of. For the i-th channel, a discrete-time Fourier transform (DTFT) of the ADC output can be expressed as Equation 3.

Figure 112019031946221-pat00035
Figure 112019031946221-pat00035

Figure 112019031946221-pat00036
의 경우.
Figure 112019031946221-pat00036
In the case of.

Figure 112019031946221-pat00037
로의 투영으로부터,
Figure 112019031946221-pat00038
서브밴드로부터의 정보는 X 매트릭스의 한(단일) 행에 쌓인다.
Figure 112019031946221-pat00039
의
Figure 112019031946221-pat00040
퓨리에 계수는 고유하고,
Figure 112019031946221-pat00041
계수는 반복된다. 그런 다음 MWC의 디지털 모듈에서, 압축된 샘플로부터 x(t)의 나이키스트 샘플을 재구성한다.
Figure 112019031946221-pat00037
From the projection of the furnace,
Figure 112019031946221-pat00038
Information from the subbands is stacked in one (single) row of the X matrix.
Figure 112019031946221-pat00039
of
Figure 112019031946221-pat00040
The Fourier coefficient is unique,
Figure 112019031946221-pat00041
The count is repeated. Then, in the digital module of MWC, reconstruct the Nyquist sample of x (t) from the compressed sample.

디지털 모듈의 DSP에서, 채널 확장 방법은 q-1 개의 반복된 퓨리에 계수

Figure 112019031946221-pat00042
의 상관관계를 분리하여 수학식 3의 수를 확장하기 위해 적용된다. 채널 확장 방법은 수학식 4과 같이 나타낸다.In DSP of digital module, channel expansion method is q-1 repeated Fourier coefficients
Figure 112019031946221-pat00042
It is applied to expand the number of Equation 3 by separating the correlation of. The channel extension method is expressed by Equation (4).

Figure 112019031946221-pat00043
Figure 112019031946221-pat00043

수학식 4에서,

Figure 112019031946221-pat00044
이다. 수학식 4에서 보여지는 것처럼, 각각의 k,
Figure 112019031946221-pat00045
는 다른 주파수
Figure 112019031946221-pat00046
로 변조되고, q개의 LPF
Figure 112019031946221-pat00047
과 컨볼루션되고, 차단 주파수는
Figure 112019031946221-pat00048
이다. 따라서 채널 확장의 결과는 수학식 5와 같다.In Equation 4,
Figure 112019031946221-pat00044
to be. As shown in Equation 4, each k,
Figure 112019031946221-pat00045
Is a different frequency
Figure 112019031946221-pat00046
Modulated with q LPF
Figure 112019031946221-pat00047
And convolution, the cutoff frequency
Figure 112019031946221-pat00048
to be. Therefore, the result of channel expansion is as shown in Equation 5.

Figure 112019031946221-pat00049
Figure 112019031946221-pat00049

Figure 112019031946221-pat00050
의 경우.
Figure 112019031946221-pat00050
In the case of.

결과적으로, m 아날로그 채널에서 mq 방정식을 얻을 수 있다. 채널 확장 방법의 연속투과(CTF: Continuous-To-Finite) 블록으로, DTFT

Figure 112019031946221-pat00051
는 유한한 시퀀스가 된다.As a result, the mq equation can be obtained from the m analog channel. A channel extension method (CTF: Continuous-To-Finite) block, DTFT
Figure 112019031946221-pat00051
Becomes a finite sequence.

m 개의 채널에 대해, 수학식 5는 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.For m channels, Equation 5 can be expressed as Equation 6.

Figure 112019031946221-pat00052
Figure 112019031946221-pat00052

수학식 6에서, 측정 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00053
는 MWC로부터의 출력에 대응하고,
Figure 112019031946221-pat00054
는 검출 매트릭스고,
Figure 112019031946221-pat00055
는 신호 정보를 포함하고, v는 CTF 블록으로부터 산출된
Figure 112019031946221-pat00056
의 열의 길이이고,
Figure 112019031946221-pat00057
이다.In Equation 6, the measurement matrix
Figure 112019031946221-pat00053
Corresponds to the output from the MWC,
Figure 112019031946221-pat00054
Is the detection matrix,
Figure 112019031946221-pat00055
Contains signal information, and v is calculated from the CTF block.
Figure 112019031946221-pat00056
Is the length of the column,
Figure 112019031946221-pat00057
to be.

수학식 6의 행렬 방정식은 CS 복원 알고리즘을 통해 멀티밴드 신호를 재구성하는데 이용되며, MWC는 신호를 성공적으로 획득한다.The matrix equation of Equation 6 is used to reconstruct a multiband signal through a CS reconstruction algorithm, and the MWC successfully acquires the signal.

이상에서 살펴본 바와 같은 MWC는 멀티밴드 신호를 획득하도록 설계되지만, 후 처리에서 높은 계산상의 복잡성을 가지므로 레이더 전자 감시 시스템에 직접 구현하기 어려운 문제점이 있다.As described above, the MWC is designed to acquire a multi-band signal, but has a high computational complexity in post-processing, and thus is difficult to implement directly in a radar electronic surveillance system.

이를 좀 더 상세히 설명하면 다음과 같다.This will be explained in more detail as follows.

레이더 전자 감시 시스템은 획득 시간과 후 처리 시간 사이의 절충에 직면한다. 획득 시간이 후 처리 시간보다 짧을 경우 전자 감시 시스템은 획득된 신호를 출력할 때 병목현상에 직면한다.Radar electronic surveillance systems face a compromise between acquisition time and post-processing time. If the acquisition time is shorter than the post-processing time, the electronic monitoring system faces a bottleneck when outputting the acquired signal.

결과적으로, 연속적인 수신 신호는 누적되어 출력에 포함되지 않는다.Consequently, successive received signals are cumulative and are not included in the output.

한편, 후 처리에 속하는 재구성 프로세스는 DSP 알고리즘과 CS 알고리즘 양쪽에서 모두 복잡한 계산을 포함한다. DSP에서, 주어진 압축 샘플 길이 v에 대해, 수학식 4의 계산 복잡성은,

Figure 112019031946221-pat00058
가 증가함에 따라 증가하는
Figure 112019031946221-pat00059
의 함수다. 계산 복잡성을 줄이기 위한 한 가지 방법은 ADC의 샘플링 주기
Figure 112019031946221-pat00060
를 늘리거나 획득 시간
Figure 112019031946221-pat00061
를 줄여 길이 v를 줄이는 것이다.On the other hand, the reconstruction process belonging to the post-process includes complex calculations in both the DSP algorithm and the CS algorithm. In DSP, for a given compressed sample length v, the computational complexity of equation (4) is,
Figure 112019031946221-pat00058
Increases as it increases
Figure 112019031946221-pat00059
Is a function of One way to reduce computational complexity is the ADC's sampling cycle
Figure 112019031946221-pat00060
Increase or acquire time
Figure 112019031946221-pat00061
Is to shorten the length v.

그러나 샘플링 주기를 늘리는 것은 수학식 4에서 채널 확장 계수 q를 감소시키기 때문에 비현실적이다. 이는 q가 줄어들면 채널 확장 방식은 더 이상 쓸모가 없기 때문이다.However, increasing the sampling period is unrealistic because it reduces the channel expansion coefficient q in Equation (4). This is because the channel expansion method is no longer useful when q decreases.

더구나 획득 시간을 줄일 수는 없다. 상대 레이더 시스템이 레이더 신호 특성을 자주 바꾸기 때문에 적 레이더 시스템을 효율적으로 탐지하기 위해서는 오랜 획득 시간에 걸쳐 신호를 획득하는 레이더 전자 감시 시스템이 필요하다.Moreover, the acquisition time cannot be reduced. Since the relative radar system frequently changes radar signal characteristics, a radar electronic surveillance system that acquires a signal over a long acquisition time is needed to efficiently detect an enemy radar system.

다른 방법으로는 긴 획득 시간을 여러 타임 슬롯으로 나누어 계산의 복잡성을 줄이는 것이다.Another way is to divide the long acquisition time into multiple time slots to reduce computational complexity.

그러나 이러한 분할 방식은 시간적 특성의 문제를 제기한다. 긴 신호의 세그먼트를 개별적으로 처리하여 원본 신호로 연결할 때, 시간 에일리어싱은 세그먼트 경계에서 재구성된 신호를 열화시킨다.However, this division method poses a problem of temporal characteristics. When processing segments of long signals separately and linking them to the original signal, temporal aliasing degrades the reconstructed signal at the segment boundary.

긴 획득 시간에 걸쳐 획득된 대량의 샘플을 처리하는 것은 CS 복구 알고리즘에서 높은 계산 복잡성을 수반한다. MWC에서 수학식 6의 문제를 다중 측정 벡터(MMV: Multiple Measurement Vector) 문제라 하며, 알고리즘의 계산 복잡성은 측정 매트릭스의 크기에 크게 영향을 받는다.Processing large samples acquired over a long acquisition time entails high computational complexity in the CS recovery algorithm. In MWC, the problem of Equation (6) is called the Multiple Measurement Vector (MMV) problem, and the computational complexity of the algorithm is greatly influenced by the size of the measurement matrix.

한국등록특허공보 제10-1855037호(공고일 2018.05.04.)Korean Registered Patent Publication No. 10-1855037 (Announcement date 2018.05.04.)

본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, MWC를 기반으로 하되, 낮은 계산 복잡성 및 광대역 모니터링을 수행할 수 있도록 하는 레이더 전자 감시 방법을 제공함에 그 목적이 있다.The present invention has been devised to solve this problem, and has an object to provide a radar electronic surveillance method based on MWC, which enables low computational complexity and broadband monitoring.

전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 방법은, 아날로그 모듈이, 기설정된 긴 획득 시간에 걸쳐 레이더 신호를 수신하고, 수신된 신호를 압축한 다음 디지털 신호로 샘플링하는 단계; 및 디지털 모듈이, 상기 아날로그 모듈에서 압축된 신호를 원래의 신호로 복원하되, 상기 긴 획득 시간에 걸쳐 수신된 신호를 타임 슬롯으로 분할하여 처리하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.A radar electronic monitoring method according to an embodiment of the present invention for achieving the above object, the analog module receives a radar signal over a predetermined long acquisition time, compresses the received signal, and then samples the digital signal. step; And a digital module recovering a signal compressed in the analog module as an original signal, and dividing and processing the received signal into a time slot over the long acquisition time.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 긴 획득 시간에 걸쳐 수신된 신호를 타임 슬롯으로 분할하여 처리하는 단계는, 신호 분할부에서, 상기 아날로그 모듈로부터 인가되는 신호를 타임 슬롯으로 분할하는 단계; DSP에서, 상기 신호 분할부에서 분할된 신호를 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 통해 처리하는 단계; CS 복구부에서, CS 알고리즘을 이용하여 상기 DSP로부터 인가받은 신호를 복구하는 단계; 및 신호 합성부에서, 상기 CS 복구부에서 복구된 신호를 합성하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.In one embodiment of the present invention, the step of dividing and processing a signal received over the long acquisition time into a time slot includes: in the signal division unit, dividing a signal applied from the analog module into a time slot; In the DSP, processing the signal divided by the signal division unit through a zero padding technique and a simple channel extension technique; Recovering an authorized signal from the DSP using a CS algorithm in the CS recovery unit; And in the signal synthesis unit, synthesizing the signal recovered by the CS recovery unit.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 신호 분할부에 의해 분할된 레이더 신호는, 아래의 수학식과 같이 정의되는 것이 바람직하다.In one embodiment of the present invention, the radar signal divided by the signal division unit is preferably defined as the following equation.

[수학식][Mathematics]

Figure 112019031946221-pat00062
Figure 112019031946221-pat00062

여기서, 측정 매트릭스는

Figure 112019031946221-pat00063
이고,
Figure 112019031946221-pat00064
는 감지 매트릭스며,
Figure 112019031946221-pat00065
는 집합 레이더 신호의 정보를 포함한다.Where the measurement matrix is
Figure 112019031946221-pat00063
ego,
Figure 112019031946221-pat00064
Is the sensing matrix,
Figure 112019031946221-pat00065
Contains information of the collective radar signal.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 신호 분할부에서 분할된 신호를 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 통해 처리하는 단계는, 측정 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00066
의 각 행의 오른쪽에 제로를 추가하여 제로 패딩을 수행한 후, 고속 퓨리에 변환 및 단순 매트릭스 재구성을 수행하여 측정 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00067
와 감지 매트릭스 C의 행을 확장하는 단계인 것이 바람직하다.In an embodiment of the present invention, the step of processing the signal divided by the signal division unit through a zero padding technique and a simple channel extension technique is a measurement matrix.
Figure 112019031946221-pat00066
After performing zero padding by adding zeros to the right of each row of the, the fast matrix Fourier transform and simple matrix reconstruction are performed to measure the matrix.
Figure 112019031946221-pat00067
And is a step of expanding the row of the sensing matrix C.

본 발명의 일 실시예에서, 상기 기설정된 긴 획득 시간에 걸쳐 레이더 신호를 수신하고, 수신된 신호를 압축한 다음 디지털 신호로 샘플링하는 단계는, 혼합기가, 수신된 신호를 의사 랜덤 시퀀스와 혼합하여 압축하는 단계; 저역 통과 필터에서, 상기 혼합기에서 압축된 신호에서 불필요한 신호를 제거하는 단계; 및 ADC에서, 상기 저역 통과 필터에서 불필요한 신호가 제거된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.In one embodiment of the present invention, the step of receiving a radar signal over a predetermined long acquisition time, compressing the received signal and then sampling it as a digital signal, the mixer mixes the received signal with a pseudo-random sequence Compressing; In a low pass filter, removing unnecessary signals from the compressed signal in the mixer; And in the ADC, converting a signal in which unnecessary signals are removed from the low-pass filter into a digital signal.

본 발명의 다른 실시예에 따른 레이더 전자 감시 방법은, 아날로그 모듈이, 기설정된 긴 획득 시간에 걸쳐 레이더 신호를 수신하고, 수신된 신호를 압축한 다음 디지털 신호로 샘플링하는 단계; 및 디지털 모듈이, 상기 아날로그 모듈로부터 인가되는 신호를 G개의 타임 슬롯으로 분할하여 신초 처리한 후, CS 알고리즘을 이용하여 신호를 복구하고, 복구된 신호를 합성하여 원래의 신호로 재구성하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.A radar electronic monitoring method according to another embodiment of the present invention includes: an analog module receiving a radar signal over a preset long acquisition time, compressing the received signal, and sampling the digital signal; And after the digital module divides the signal applied from the analog module into G time slots and processes the signal, recovers the signal using a CS algorithm, synthesizes the recovered signal, and reconstructs the original signal. It is preferred to include.

본 발명의 다른 실시예에서, 상기 타임 슬롯의 수 G는, 아래의 수학식으로 산출되는 것이 바람직하다.In another embodiment of the present invention, it is preferable that the number G of the time slots is calculated by the following equation.

[수학식][Mathematics]

Figure 112019031946221-pat00068
Figure 112019031946221-pat00068

본 발명의 또 다른 실시예에 따른 레이더 전자 감시 방법은, 아날로그 모듈이, 수신된 신호를 의사 랜덤 시퀀스와 혼합하여 압축하는 단계; 상기 압축된 신호에서 불필요한 신호를 제거하는 단계; 상기 불필요한 신호가 제거된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계; 디지털 모듈이, 상기 디지털 신호로 변환된 신호를 타임 슬롯으로 분할하는 단계; 상기 분할된 신호를 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 통해 신호 처리하는 단계; CS 알고리즘을 이용하여 상기 신호 처리된 신호를 복구하는 단계; 및 상기 복구된 신호를 합성하여 원래의 신호로 재구성하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.According to another embodiment of the present invention, a radar electronic monitoring method comprises: an analog module mixing and compressing a received signal with a pseudo-random sequence; Removing unnecessary signals from the compressed signal; Converting the signal from which the unnecessary signal is removed to a digital signal; A digital module dividing the signal converted into the digital signal into time slots; Processing the divided signal through a zero padding technique and a simple channel extension technique; Recovering the signal processed signal using a CS algorithm; And synthesizing the reconstructed signal and reconstructing the original signal.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 상기 CS 알고리즘을 이용하여 상기 신호 처리된 신호를 복구하는 단계는, 상기 CS 알고리즘을 이용하여 상기 신호 처리된 신호를 복구하기 전에 서브 샘플링을 수행하는 단계인 것이 바람직하다.In another embodiment of the present invention, recovering the signal processed signal using the CS algorithm is preferably performing subsampling before recovering the signal processed signal using the CS algorithm. Do.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 상기 CS 알고리즘을 이용하여 상기 신호 처리된 신호를 복구하는 단계는, 최소 신호 대역폭인

Figure 112019031946221-pat00069
보다 작은 간격으로
Figure 112019031946221-pat00070
의 열을 분류하여 서브세트를 생성한 후, 각 서브세트에 대해 최대 에너지를 갖는 열을 선택하여 서브 샘플링을 수행하는 단계인 것이 바람직하다.In another embodiment of the present invention, recovering the signal-processed signal using the CS algorithm is a minimum signal bandwidth.
Figure 112019031946221-pat00069
At smaller intervals
Figure 112019031946221-pat00070
It is preferable to classify the columns of and generate a subset, and then perform subsampling by selecting columns having the maximum energy for each subset.

본 발명의 레이더 전자 감시 방법은, 긴 획득 시간 동안 수신된 신호를 타임 슬롯으로 분할하여 처리함으로써, 측정 행렬을 감소시켜 계산 복잡성을 줄일 수 있게 된다.The radar electronic monitoring method of the present invention can reduce the computational complexity by reducing the measurement matrix by dividing and processing the received signal for a long acquisition time into time slots.

또한, MMV 알고리즘 이전에 서브 샘플링을 수행함으로써, 계산 복잡성을 줄일 수 있게 된다.In addition, by performing sub-sampling before the MMV algorithm, computational complexity can be reduced.

도 1은 RSSR과 MWC의 신호 모델과 신호 획득 체계를 예시적으로 보인 도면이다.
도 2는 MWC의 아날로그 모듈을 개략적을 보인 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 시스템의 구성을 개략적으로 보인 도면이다.
도 4는 본 발명에 적용되는 서브 샘플링 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 SOMP을 이용한 측정 매트릭스의 서브 샘플링된 열의 수에 대한 지지 복구 비율을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 레이더 전자 감시 시스템의 분할-합성 프로세서를 통해 타임 슬롯의 경계에서 상대적 오류가 완화되는 모습을 예시적으로 보인 도면이다.
도 7은 SNR 변화에 따른 펄스 신호와 연속파(CW)를 갖는 레이더 전자 감시 시스템의 재구성 성능을 보인 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 방법을 설명하기 위한 처리도이다.1 is a view showing the signal model and signal acquisition system of the RSSR and MWC by way of example.
2 is a view schematically showing an analog module of the MWC.
3 is a view schematically showing the configuration of a radar electronic monitoring system according to an embodiment of the present invention.
4 is a view for explaining a sub-sampling method applied to the present invention.
5 is a view showing the ratio of support recovery to the number of subsampled columns of a measurement matrix using SOMP.
6 is a view showing an example in which a relative error is alleviated at a boundary of a time slot through a division-synthesis processor of a radar electronic monitoring system according to the present invention.
7 is a view showing the reconstruction performance of a radar electronic monitoring system having a pulse signal and a continuous wave (CW) according to the SNR change.
8 is a process diagram illustrating a radar electronic monitoring method according to an embodiment of the present invention.

후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예와 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.For a detailed description of the present invention, which will be described later, reference is made to the accompanying drawings that illustrate, by way of example, specific embodiments in which the present invention may be practiced. These examples are described in detail enough to enable those skilled in the art to practice the present invention. It should be understood that the various embodiments of the present invention are different, but need not be mutually exclusive. For example, certain shapes, structures, and properties described herein may be implemented in other embodiments without departing from the spirit and scope of the invention in connection with one embodiment. In addition, it should be understood that the location or placement of individual components within each disclosed embodiment can be changed without departing from the spirit and scope of the invention. Therefore, the following detailed description is not intended to be taken in a limiting sense, and the scope of the present invention, if appropriately described, is limited only by the appended claims, along with all ranges equivalent to those claimed. In the drawings, similar reference numerals refer to the same or similar functions across various aspects.

이하에서는 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 레이더 전자 감시 시스템 및 방법에 대해서 상세하게 설명하기로 한다.Hereinafter, a radar electronic monitoring system and method according to a preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 시스템의 구성을 개략적으로 보인 도면이다.3 is a view schematically showing the configuration of a radar electronic monitoring system according to an embodiment of the present invention.

도 3에 도시하는 바와 같이, 본 발명에 따른 레이더 전자 감시 시스템(100)은, 기설정된 긴 획득 시간에 걸쳐 레이더 신호를 수신하고, 수신된 신호를 압축한 다음 디지털 신호로 샘플링하는 아날로그 모듈(110)과, 아날로그 모듈(110)에서 압축된 신호를 복원하는 디지털 모듈(120)로 이루어진다.As shown in FIG. 3, the radar electronic monitoring system 100 according to the present invention receives an radar signal over a preset long acquisition time, compresses the received signal, and then samples the analog module 110 as a digital signal. ), And the digital module 120 that restores the compressed signal from the analog module 110.

아날로그 모듈(110)은 도 2에 도시하는 바와 같이 혼합기, 저역 통과 필터(LPF) 및 ADC를 포함하는 m개의 채널로 구성될 수 있으며, 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.The analog module 110 may be composed of m channels including a mixer, a low-pass filter (LPF), and an ADC, as shown in FIG. 2, and a description thereof will be omitted.

디지털 모듈(120)은 아날로그 모듈(110)에서 압축된 신호를 복원하여 x(t)의 나이키스트 속도 샘플로 재구성하되, 긴 획득 시간에 걸쳐 수신된 신호를 타임 슬롯으로 분할하여 처리한다.The digital module 120 reconstructs the compressed signal from the analog module 110 and reconstructs it with a Nyquist rate sample of x (t), but processes the received signal over a long acquisition time into time slots.

이러한 디지털 모듈(120)은 신호 분할부(121), DSP(123), CS 복구부(125), 신호 합성부(127)를 포함하여 이루어질 수 있다.The digital module 120 may include a signal division unit 121, a DSP 123, a CS recovery unit 125, and a signal synthesis unit 127.

이와 같은 구성에 있어서, 신호 분할부(121)는 아날로그 모듈(110)로부터 인가되는 신호를 일련의 타임 슬롯으로 분할한다.In such a configuration, the signal division unit 121 divides the signal applied from the analog module 110 into a series of time slots.

구체적으로, 아날로그 모듈(110)이 긴 획득 시간

Figure 112019031946221-pat00071
, 예를 들어, 0.13msec동안 집계된 레이더 신호를 샘플링하여 출력하면, 레이더 전자 감시 시스템(100)의 신호 분할부(121)는 타임 슬롯
Figure 112019031946221-pat00072
의 간격으로 획득 시간을 균일한 그리드로 설정한다. 수학식 1의 집합 레이더 신호는 수학식 같이 재정의될 수 있다.Specifically, the analog module 110 has a long acquisition time
Figure 112019031946221-pat00071
For example, if the radar signal aggregated for 0.13 msec is sampled and output, the signal division unit 121 of the radar electronic monitoring system 100 is a time slot.
Figure 112019031946221-pat00072
Set the acquisition time to a uniform grid at intervals of. The aggregate radar signal of Equation 1 may be redefined as Equation.

Figure 112019031946221-pat00073
Figure 112019031946221-pat00073

Figure 112019031946221-pat00074
의 경우, 수학식 7에서
Figure 112019031946221-pat00075
는 j번째 타임 슬롯에서의 집합 레이더 신호의 슬라이스에 대응한다. 타임 슬롯의 수 G는 계산상의 복잡성을 감소시키기 위해 선택되는 것이 바람직하다.
Figure 112019031946221-pat00074
In the case of Equation 7,
Figure 112019031946221-pat00075
Corresponds to the slice of the aggregate radar signal in the j-th time slot. Preferably, the number G of time slots is selected to reduce computational complexity.

j번째 타임 슬롯에서, MWC 출력 수학식 3은 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.In the j-th time slot, MWC output Equation 3 may be expressed as Equation 8.

Figure 112019031946221-pat00076
Figure 112019031946221-pat00076

수학식 8에서, 측정 매트릭스는

Figure 112019031946221-pat00077
이고,
Figure 112019031946221-pat00078
는 감지 매트릭스며,
Figure 112019031946221-pat00079
는 집합 레이더 신호의 정보를 포함한다. In Equation 8, the measurement matrix is
Figure 112019031946221-pat00077
ego,
Figure 112019031946221-pat00078
Is the sensing matrix,
Figure 112019031946221-pat00079
Contains information of the collective radar signal.

Figure 112019031946221-pat00080
Figure 112019031946221-pat00080

수학식 8은 수학식 10과 같이 매트릭스 형태로 표현될 수 있다.Equation 8 may be expressed in a matrix form as in Equation 10.

Figure 112019031946221-pat00081
Figure 112019031946221-pat00081

한편, DSP(123)는 신호 분할부(121)에서 분할되어 인가되는 신호를 처리하되, 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 이용하여 신호 처리를 수행할 수 있다.Meanwhile, the DSP 123 processes a signal that is divided and applied by the signal division unit 121, but may perform signal processing using a zero padding technique and a simple channel extension technique.

여기서, 제로 패딩 기법은 시간 에일리어싱을 완화시키기 위한 것이고, 단순 채널 확장 기법은 수학식 8에서 측정 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00082
과 감지 매트릭스 C 채널의 행을 확장하기 위해 채택된다.Here, the zero padding technique is for alleviating time aliasing, and the simple channel expansion technique is a measurement matrix in Equation (8).
Figure 112019031946221-pat00082
And the sensing matrix C is adopted to expand the row of channels.

우선 제로 패딩 기법에 대해 설명하면, 수학식 10에서

Figure 112019031946221-pat00083
의 각 행의 오른쪽에 qk개의 0을 추가한다. 여기서,
Figure 112019031946221-pat00084
이다.First, the zero padding technique will be described.
Figure 112019031946221-pat00083
Add qk zeros to the right of each row of. here,
Figure 112019031946221-pat00084
to be.

그 다음, 수학식 3에서 제시된 바와 같이

Figure 112019031946221-pat00085
개의 서브밴드가
Figure 112019031946221-pat00086
매트릭스의 한 행에 누적되는 방식을 이용한다. 누적된 q개의 서브밴드를 분해함으로써,
Figure 112019031946221-pat00087
및 C의 행은 고속 퓨리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 및 단순 매트릭스 재구성을 통해 확장될 수 있다.Then, as shown in equation (3)
Figure 112019031946221-pat00085
Subbands
Figure 112019031946221-pat00086
The method of accumulating in one row of the matrix is used. By decomposing the accumulated q subbands,
Figure 112019031946221-pat00087
And the row of C can be extended through Fast Fourier Transform (FFT) and simple matrix reconstruction.

고속 퓨리에 변환(FFT) 이전에 제로 패딩이 수행되지 않으면,

Figure 112019031946221-pat00088
를 초과하는 FFT의 결과가 손실되지만, 다음 타임 슬롯을 위해 남아 있어야 하기 때문에 심각한 시간 에일리어싱 문제가 있다.If zero padding is not performed prior to the fast Fourier transform (FFT),
Figure 112019031946221-pat00088
The result of FFT exceeding is lost, but there is a serious time aliasing problem because it must remain for the next time slot.

따라서, 제로 패딩부터 시작하고,

Figure 112019031946221-pat00089
의 열 인덱스를 주파수 축으로 변경하기 위해 FFT를 수학식 10의 오른쪽으로 가져간다. 즉,
Figure 112019031946221-pat00090
은
Figure 112019031946221-pat00091
의 경우
Figure 112019031946221-pat00092
이 된다.So, starting with zero padding,
Figure 112019031946221-pat00089
Take the FFT to the right of Equation 10 to change the column index of to the frequency axis. In other words,
Figure 112019031946221-pat00090
silver
Figure 112019031946221-pat00091
In the case of
Figure 112019031946221-pat00092
It becomes.

i번째 행에 대해, q개의 누적된 서브밴드의 분리를 통해,

Figure 112019031946221-pat00093
를 다음과 같은
Figure 112019031946221-pat00094
매트릭스로 재구성할 수 있다.For the i-th row, through the separation of q accumulated subbands,
Figure 112019031946221-pat00093
The following
Figure 112019031946221-pat00094
It can be reconstructed as a matrix.

Figure 112019031946221-pat00095
Figure 112019031946221-pat00095

Figure 112019031946221-pat00096
의 경우.
Figure 112019031946221-pat00096
In the case of.

감지 매트릭스 C에서,

Figure 112019031946221-pat00097
에 대해
Figure 112019031946221-pat00098
와 같이
Figure 112019031946221-pat00099
번 반복된 q-1의 분리를 통해, C는 다음과 같이 확장될 수 있다.In sensing matrix C,
Figure 112019031946221-pat00097
About
Figure 112019031946221-pat00098
together with
Figure 112019031946221-pat00099
Through the separation of q-1 repeated once, C can be expanded as follows.

Figure 112019031946221-pat00100
Figure 112019031946221-pat00100

Figure 112019031946221-pat00101
의 경우.
Figure 112019031946221-pat00101
In the case of.

결과적으로, 채널 확장 단계에 따라 수학식 8은 다음과 같이 변환될 수 있다.As a result, according to the channel expansion step, Equation 8 may be transformed as follows.

Figure 112019031946221-pat00102
Figure 112019031946221-pat00102

수학식 13에서,

Figure 112019031946221-pat00103
이고,
Figure 112019031946221-pat00104
이며,
Figure 112019031946221-pat00105
이다. qm 확장 방정식의 동일한 효과는 입력 신호를 복구하는 데 도움이 된다.In Equation 13,
Figure 112019031946221-pat00103
ego,
Figure 112019031946221-pat00104
And
Figure 112019031946221-pat00105
to be. The same effect of the qm expansion equation helps to recover the input signal.

하나의 채널에 대해, 컨볼루션 방법의 계산 복잡도는

Figure 112019031946221-pat00106
이며, FFT 방법은 이를
Figure 112019031946221-pat00107
로 감소시킨다. FFT가 분할 프로세스와 함께 수행될 때, 계산 복잡도는
Figure 112019031946221-pat00108
로 감소한다. For one channel, the computational complexity of the convolution method is
Figure 112019031946221-pat00106
And the FFT method
Figure 112019031946221-pat00107
Reduces to When FFT is performed with the segmentation process, the computational complexity is
Figure 112019031946221-pat00108
Decreases to

레이더 전자 감시 시스템은 긴 획득 시간에 걸쳐 획득한 레이더 신호를 샘플링하기 때문에, k개의 추가 0의 영향은 무시할 수 있다. 여기서,

Figure 112019031946221-pat00109
이다.Since the radar electronic monitoring system samples the radar signal acquired over a long acquisition time, the effect of k additional zeros is negligible. here,
Figure 112019031946221-pat00109
to be.

계산상의 복잡성을 줄이기 위해 타임 슬롯의 수 G는 다음과 같이 산출될 수 있다.To reduce the computational complexity, the number G of time slots can be calculated as follows.

Figure 112019031946221-pat00110
Figure 112019031946221-pat00110

예를 들어,

Figure 112019031946221-pat00111
=256, k=2, G=76일 때, 회선 확장, FFT 단독, 신호 분할을 갖는 FFT의 계산 복잡도는 각각 65536, 2048, 685이다. 이 예에서 알 수 있듯이, 분할 프로세서의 계산 복잡성이 줄어들어 시스템의 계산 시간이 단축된다.For example,
Figure 112019031946221-pat00111
When = 256, k = 2, and G = 76, the computational complexity of FFT with line extension, FFT alone, and signal division is 65536, 2048, and 685, respectively. As can be seen in this example, the computational complexity of the split processor is reduced, thereby reducing the computation time of the system.

CS 복구부(125)는 CS 알고리즘을 이용하여, DSP(123)로부터 인가받은 신호 정보를 복구한다.The CS recovery unit 125 recovers signal information authorized by the DSP 123 using a CS algorithm.

신호 합성부(127)는 CS 복구부(125)에서 복구된 신호를 합성한다.The signal synthesis unit 127 synthesizes the signal recovered by the CS recovery unit 125.

CS 알고리즘은 수학식 13의 MMV 문제를 해결함으로써,

Figure 112019031946221-pat00112
로 신호 정보를 복구하고, FFT의 역수를 취함으로써
Figure 112019031946221-pat00113
를 생성한다.
Figure 112019031946221-pat00114
의 생성을 통한 분할 프로세스의 절차는 G개의 타임 슬롯 각각에 대해 반복되며, 모든 타임 슬롯의 결과는 다음과 같이 합성된다.The CS algorithm solves the MMV problem in Equation 13,
Figure 112019031946221-pat00112
By recovering the signal information and taking the inverse of the FFT,
Figure 112019031946221-pat00113
Produces
Figure 112019031946221-pat00114
The procedure of the division process through generation of is repeated for each of the G time slots, and the results of all time slots are synthesized as follows.

Figure 112019031946221-pat00115
Figure 112019031946221-pat00115

수학식 15에서, 마지막 타임 슬롯의 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00116
는
Figure 112019031946221-pat00117
의 열을 나타낸다.In Equation 15, the matrix of the last time slot
Figure 112019031946221-pat00116
The
Figure 112019031946221-pat00117
Indicates the heat.

도 3에 도시하는 바와 같이, 각각의

Figure 112019031946221-pat00118
는 버퍼를 사용하여
Figure 112019031946221-pat00119
만큼 지연되고,
Figure 112019031946221-pat00120
의
Figure 112019031946221-pat00121
열을
Figure 112019031946221-pat00122
의 앞 열에 추가하여 시간 에일리어싱을 완화한다.As shown in Fig. 3, each
Figure 112019031946221-pat00118
Using the buffer
Figure 112019031946221-pat00119
Delayed by,
Figure 112019031946221-pat00120
of
Figure 112019031946221-pat00121
Heat
Figure 112019031946221-pat00122
Alleviates time aliasing by adding to the front row of.

표 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 시스템에 적용되는 파라미터를 예시적으로 보인 나타내는 것으로, 주어진 아날로그 시스템의 경우, PR 시퀀스 파라미터, ADC 샘플링 속도 및 채널 수는 종속 파라미터이다.Table 1 shows exemplary parameters applied to a radar electronic monitoring system according to an embodiment of the present invention. For a given analog system, PR sequence parameters, ADC sampling rates, and channel numbers are dependent parameters.

Figure 112019031946221-pat00123
Figure 112019031946221-pat00123

신뢰할 수 있는 레이더 신호를 포착하는 데 사용되는 긴 획득 시간

Figure 112019031946221-pat00124
는 디지털 신호 재구성에서 계산 복잡성을 급격히 증가시키는 반면, 주파수 분해능도 향상시킨다.Long acquisition time used to capture reliable radar signals
Figure 112019031946221-pat00124
While dramatically increasing computational complexity in digital signal reconstruction, it also improves frequency resolution.

그러나 본 발명에 따른 분할-합성 프로세스는 재구성 시간을 줄일 수 있다.However, the split-synthesis process according to the present invention can reduce the reconstruction time.

긴 획득 시간에 걸친 분할-합성 프로세스 외에도 매 타임 슬롯에 대해 MMV 알고리즘의 계산 복잡성을 줄이기 위한 서브 샘플링 방법을 제공할 수 있다.In addition to the split-synthesis process over a long acquisition time, it is possible to provide a sub-sampling method for reducing the computational complexity of the MMV algorithm for every time slot.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 레이더 전자 감시 시스템은 긴 획득 시간을 이산 타임 슬롯으로 분할함으로써, 채널 확장의 계산 복잡성을 크게 줄일 수 있다. 그러나 수학식 13에는 여전히 불필요한 측정 벡터가 존재하고, 긴 획득 시간으로 인해 G 타임 슬롯에 대한 MMV 복구의 총 계산 복잡성이 여전히 높기 때문에 재구성 시간은 여전히 획득 시간을 초과하여 병목현상을 일으킬 수 있다.As described above, the radar electronic monitoring system according to the present invention can greatly reduce the computational complexity of channel expansion by dividing the long acquisition time into discrete time slots. However, since there is still an unnecessary measurement vector in Equation 13, the reconstruction time may still exceed the acquisition time and become a bottleneck because the total computational complexity of MMV recovery for the G time slot is still high due to the long acquisition time.

MMV 복구 알고리즘은 매트릭스 곱셈 및/또는 역변환을 포함하기 때문에 알고리즘의 계산 복잡성은 측정 벡터의 수에 따라 급격히 증가한다. 또한 MMV 알고리즘의 복구 성능은 측정 회수에 따라 포화된다.Because the MMV recovery algorithm involves matrix multiplication and / or inverse transformation, the computational complexity of the algorithm increases rapidly with the number of measurement vectors. Also, the recovery performance of the MMV algorithm is saturated with the number of measurements.

이에, 본 발명의 실시예에서는 MMV 알고리즘의 계산 복잡성을 줄이기 위한 예비 단계로서 서브 샘플링 방법을 제안한다. Accordingly, the embodiment of the present invention proposes a sub-sampling method as a preliminary step to reduce the computational complexity of the MMV algorithm.

수학식 13의 선형성에 따라,

Figure 112019031946221-pat00125
의 열 선택은 신호 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00126
의 열 선택과 동일하다. 이에 신호 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00127
의 구조에 기초하여
Figure 112019031946221-pat00128
의 열을 선택한다.According to the linearity of Equation 13,
Figure 112019031946221-pat00125
The column selection of the signal matrix
Figure 112019031946221-pat00126
It is the same as the column selection. Signal matrix
Figure 112019031946221-pat00127
Based on the structure of
Figure 112019031946221-pat00128
Select the column.

Figure 112019031946221-pat00129
의 행은
Figure 112019031946221-pat00130
의 간격으로 x(t)의 이산 스펙트럼의 스펙트럼 직교 서브밴드를 포함한다. 이산 퓨리에 변환으로부터, 열 인덱수는
Figure 112019031946221-pat00131
간격으로 주파수 그리드를 나타낸다.
Figure 112019031946221-pat00132
의 각 협대역 스펙트럼은 행 내에 포함된다.
Figure 112019031946221-pat00129
The row of
Figure 112019031946221-pat00130
It includes a spectrum orthogonal subband of a discrete spectrum of x (t) at intervals of. From the discrete Fourier transform, the thermal index number
Figure 112019031946221-pat00131
Frequency grid at intervals.
Figure 112019031946221-pat00132
Each narrowband spectrum of is contained within a row.

일부 협대역 스펙트럼은 중심 주파수에 기초하여 서브밴드의 경계선에 의해 분할될 수 있다.Some narrowband spectra can be divided by the boundary of the subband based on the center frequency.

본 발명의 실시예에서는 도 4에 도시하는 바와 같이 최소 신호 대역폭인

Figure 112019031946221-pat00133
보다 작은 간격으로
Figure 112019031946221-pat00134
의 열을 분류하여 서브세트를 생성한다.In the embodiment of the present invention, as shown in Fig. 4, the minimum signal bandwidth is
Figure 112019031946221-pat00133
At smaller intervals
Figure 112019031946221-pat00134
Classify the columns of to create a subset.

도 4에 도시되어 있듯이, 측정 매트릭스의 선택 열에는 계산 부담을 줄이면서 지지 집합을 검출하기 위한 필수 신호 정보가 포함되어 있다.As shown in Fig. 4, the selection column of the measurement matrix includes essential signal information for detecting the support set while reducing the computational burden.

서브 샘플링 방법은 각 서브세트에 대해 최대 에너지를 갖는 열을 선택한다.The sub-sampling method selects the heat with the maximum energy for each subset.

서브세트가

Figure 112019031946221-pat00135
보다 적은 수의 열로 구성되는 경우, 이 방법은 서브세트에 여러 신호가 존재하고 열에서 중복되지 않는 상황을 방지한다.A subset
Figure 112019031946221-pat00135
When configured with fewer columns, this method avoids situations where multiple signals are present in a subset and are not duplicated in the column.

이 경우 샘플링 윈도우 내의 신호 중 하나만 선택되고 나머지 신호는 누락된다. 그러나 선택된 열의 조합인 서브 샘플링 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00136
는 측정 매트릭스의 크기를 줄이면서 모든 신호의 구성 요소를 포함한다.In this case, only one of the signals in the sampling window is selected and the remaining signals are omitted. However, a subsampling matrix that is a combination of the selected columns
Figure 112019031946221-pat00136
Contains the components of all signals while reducing the size of the measurement matrix.

서브 샘플링된 열의 개수는 다음과 같이 계산될 수 있다.The number of sub-sampled columns can be calculated as follows.

Figure 112019031946221-pat00137
Figure 112019031946221-pat00137

수학식 16에서,

Figure 112019031946221-pat00138
는 각 서브세트의 요소 번호이다.
Figure 112019031946221-pat00139
또한
Figure 112019031946221-pat00140
이 된다.In Equation 16,
Figure 112019031946221-pat00138
Is the element number of each subset.
Figure 112019031946221-pat00139
In addition
Figure 112019031946221-pat00140
It becomes.

이 단순 서브 샘플링 방법은 반복 MMV 복구 알고리즘보다 한 단계 앞서 작동하기 때문에 서브 샘플링에 의해 추가된 계산 복잡성은 무시할 수 있다. 감소된 열

Figure 112019031946221-pat00141
은 MMV 복구 알고리즘에 비례하여 계산 복잡성을 감소시킨다.Since this simple subsampling method works one step ahead of the iterative MMV recovery algorithm, the computational complexity added by the subsampling can be neglected. Reduced heat
Figure 112019031946221-pat00141
Reduces the computational complexity in proportion to the MMV recovery algorithm.

이하에서는 MMV 문제를 해결하는데 일반적으로 사용되는 SOMP(Simultaneous Orthogonal Matching Pursuit) 알고리즘을 통해 서브 샘플링 방법의 계산 복잡성을 검증하기로 한다. 여기서 서브 샘플링 방법은 SOMP 알고리즘과 독립적이다.Hereinafter, the computational complexity of the subsampling method will be verified through a Simultaneous Orthogonal Matching Pursuit (SOMP) algorithm, which is generally used to solve the MMV problem. Here, the sub-sampling method is independent of the SOMP algorithm.

SOMP 알고리즘 외에도, MMV 기본 매칭 추적(M-BMP: MMV Basic Matching Pursuit), 정규 MMV FOCUS(M-FOCUS), 베이시안(Bayesian), 그룹 OMP(GOMP)와 같은 고급 MMV 알고리즘이 있지만, M-BMP는 신호 재구성 성능에 문제가 있고, 다른 알고리즘들은 높은 계산 복잡성을 요구하기 때문에 레이더 전자 감시 시스템에 적합하지 않다. 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이로 레이더 전자 감시 시스템을 구현하기 위해 높은 계산 복잡성이 문제가 된다.In addition to the SOMP algorithm, there are advanced MMV algorithms such as MMV Basic Matching Pursuit (M-BMP), Regular MMV FOCUS (M-FOCUS), Bayesian, and Group OMP (GOMP), but M-BMP Is not suitable for radar electronic surveillance systems because it has problems with signal reconstruction performance and other algorithms require high computational complexity. High computational complexity is a challenge for implementing radar electronic surveillance systems with field programmable gate arrays.

구체적으로, M-BMP는 감지 매트릭스의 열을 측정 벡터와 일치시켜 작동한다. 단, 단말기 조건에 따라 알고리즘이 기설정된 희소성 량으로 종료될 때, 알고리즘은 높은 희소성을 갖는 정확한 솔루션 또는 부정확한 솔루션을 제공한다. Specifically, M-BMP works by matching the heat of the sensing matrix with the measurement vector. However, when the algorithm is terminated with a predetermined scarcity amount according to the terminal condition, the algorithm provides an accurate solution or an incorrect solution with high scarcity.

그리고 다른 알고리즘들은 SOMP에 비해 높은 계산 복잡성을 요구한다. And other algorithms require higher computational complexity than SOMP.

정규화된 M-FOCUS 알고리즘은 2개의 매트릭스를 필요로 하는 SOMP와 비교하여 3개의 매트릭스가 연계되어 있다.In the normalized M-FOCUS algorithm, three matrices are linked compared to SOMP requiring two matrices.

베이시안은 MMV를 단일 측정 벡터로 변환하고, 측정 매트릭스의 크기는 측정 회수에 따라 증가한다.Bayesian converts MMV to a single measurement vector, and the size of the measurement matrix increases with the number of measurements.

GOMP에서 감지 매트릭스의 행과 열의 수는 그룹 크기 파라미터에 비례하여 증가한다.In GOMP, the number of rows and columns of the sensing matrix increases in proportion to the group size parameter.

전술한 바와 같이 서브 샘플링 방법의 효과를 보여줄 뿐만 아니라 복잡성이이 낮기 때문에 본 발명의 실시예에서는 SOMP를 채택한다. As described above, in addition to showing the effect of the sub-sampling method and the complexity thereof is low, the embodiment of the present invention adopts SOMP.

SOMP는 반복 알고리즘이다. 각각의 반복에서, 알고리즘은 MMV 매트릭스

Figure 112019031946221-pat00142
를 감지 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00143
의 기저들과 매칭시켜 수학식 13에서 신호 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00144
의 0이 아닌 행들의 인덱스 즉, 지지 집합을 복구한다. SOMP의 절차는 레이더 전자 감시 시스템에 맞게 조정되어 알고리즘의 효율성을 높이고, 계산 복잡성을 감소시키는 것이 바람직하다. 단말기 조건은 다음과 같다.SOMP is an iterative algorithm. At each iteration, the algorithm is MMV matrix
Figure 112019031946221-pat00142
Detect matrix
Figure 112019031946221-pat00143
Matching the bases of the signal matrix in equation (13)
Figure 112019031946221-pat00144
Restore the index of the nonzero rows of ie the support set. It is desirable that SOMP's procedures be tailored to the radar electronic surveillance system to increase the efficiency of the algorithm and reduce computational complexity. Terminal conditions are as follows.

Figure 112019031946221-pat00145
Figure 112019031946221-pat00145

수학식 17이 충족되면, SOMP는 신호가 존재하지 않는다고 판단한다. 이 조건이 충족될 때까지 알고리즘은 다음과 같이 표현되는

Figure 112019031946221-pat00146
의 행 인덱스로 정의된 집합
Figure 112019031946221-pat00147
중에서 지원을 계속 견적한다.If Equation 17 is satisfied, SOMP determines that the signal does not exist. Until this condition is met, the algorithm is expressed as
Figure 112019031946221-pat00146
Defined by the row index of
Figure 112019031946221-pat00147
Estimate support continuously.

Figure 112019031946221-pat00148
Figure 112019031946221-pat00148

수학식 18에서,

Figure 112019031946221-pat00149
는
Figure 112019031946221-pat00150
의 열이고, i는 반복 인덱스이다. 제1반복에서, 원래의 MMV
Figure 112019031946221-pat00151
는 잔여 매트릭스
Figure 112019031946221-pat00152
를 대체한다. 실제 값 레이더 신호의 결합 대칭에서 선택된 것과 대칭 지지대는 S에서 수집된
Figure 112019031946221-pat00153
에 저장될 수 있다. 여기서,
Figure 112019031946221-pat00154
이다.In Equation 18,
Figure 112019031946221-pat00149
The
Figure 112019031946221-pat00150
Is a column of, and i is a repeating index. In the first iteration, the original MMV
Figure 112019031946221-pat00151
Is the residual matrix
Figure 112019031946221-pat00152
Replace The symmetrical support selected from the combined symmetry of the actual value radar signal is collected from S
Figure 112019031946221-pat00153
Can be stored in. here,
Figure 112019031946221-pat00154
to be.

2i 요소를 포함하는 지지 집합 S를 추정한 후,

Figure 112019031946221-pat00155
의 나머지는 다음과 같은 방정식에 의해 생성된다.After estimating the support set S containing 2i elements,
Figure 112019031946221-pat00155
The remainder of is generated by the following equation.

Figure 112019031946221-pat00156
Figure 112019031946221-pat00156

수학식 19에서

Figure 112019031946221-pat00157
는 수학식 13의
Figure 112019031946221-pat00158
에서 S의 열을 추출하여 결과를 나타내는 무어-펜로스 의사역행렬(Moore-Penrose pseudoinverse)이다. N개의 실제 값 레이더 신호는 최대 4N의 지지를 얻을 수 있다. SOMP는 4N 반복 대신 최대 2N 반복에 대해 지지 집합 Ω을 검출한다. 신호 정보는 다음과 같이 재구성될 수 있다.In Equation 19
Figure 112019031946221-pat00157
Is of equation (13)
Figure 112019031946221-pat00158
It is a Moore-Penrose pseudoinverse that shows the result by extracting the column of S from. The N actual value radar signals can obtain support of up to 4N. SOMP detects the support set Ω for up to 2N iterations instead of 4N iterations. The signal information can be reconstructed as follows.

Figure 112019031946221-pat00159
Figure 112019031946221-pat00159

수학식 20의 결과는 앞서 설명한 합성 프로세스에 사용될 수 있다.The result of Equation 20 can be used in the synthesis process described above.

계산 복잡성을 검증하기 위해 알고리즘의 행렬 곱셈과 역연산 수학식 18 및 19에 초점을 맞춘 것은 계산 복잡을 확대하는 주요 요인이기 때문이다.The focus on matrix multiplication and inverse computational equations 18 and 19 of the algorithm to verify computational complexity is a major factor in expanding computational complexity.

타임 슬롯의 경우, 측정과 감지 매트릭스의 크기는 각각

Figure 112019031946221-pat00160
와
Figure 112019031946221-pat00161
이다. 여기서
Figure 112019031946221-pat00162
이다. 수학식 18의 경우, 계산 복잡성은
Figure 112019031946221-pat00163
이다. 수학식 19에서 계산 복잡성은
Figure 112019031946221-pat00164
로 인해 각 i번째 반복마다 다르지만,
Figure 112019031946221-pat00165
이면 쉽게 검증할 수 있는 이 효과를 무시할 수 있다. 따라서 수학식 19의 계산 복잡성은
Figure 112019031946221-pat00166
이 된다.For time slots, the size of the measurement and detection matrices are
Figure 112019031946221-pat00160
Wow
Figure 112019031946221-pat00161
to be. here
Figure 112019031946221-pat00162
to be. For Equation 18, the computational complexity is
Figure 112019031946221-pat00163
to be. In Equation 19, the computational complexity is
Figure 112019031946221-pat00164
Due to each i-th iteration is different,
Figure 112019031946221-pat00165
This effect, which can be easily verified, can be ignored. Therefore, the computational complexity of Equation 19 is
Figure 112019031946221-pat00166
It becomes.

결과적으로 N개의 신호에 대한 총 복잡성은 다음과 같이 표현될 수 있다.As a result, the total complexity for the N signals can be expressed as follows.

Figure 112019031946221-pat00167
Figure 112019031946221-pat00167

이후, 전처리 방법의 계산 복잡도를 계산한다. 계산상의 복잡성은 다음과 같이 표현될 수 있다.Then, the computational complexity of the pretreatment method is calculated. The computational complexity can be expressed as:

Figure 112019031946221-pat00168
Figure 112019031946221-pat00168

수학식 22에서,

Figure 112019031946221-pat00169
는 서브 샘플링된 열의 수이다. 수학식 22를 통해 작은
Figure 112019031946221-pat00170
에 비례하여 계산 복잡성이 감소함을 알 수 있다.In Equation 22,
Figure 112019031946221-pat00169
Is the number of subsampled columns. Small through Equation 22
Figure 112019031946221-pat00170
It can be seen that the computational complexity decreases in proportion to.

도 5는 측정 매트릭스의 서브 샘플링된 열의 수에 대한 지지 복구 비율을 나타낸다. 지지 복구 비율은 복구된 지지 집합이 원본 신호의 서브세트일 때 하나로 정의된다.

Figure 112019031946221-pat00171
인 원본 열에 비해 서브 샘플링된 열의 수에 해당하는 서브세트 수에 따라 지지 복구 비율을 시뮬레이션 한다. 신호의 최대 대역폭은
Figure 112019031946221-pat00172
이다. 수학식 16으로부터,
Figure 112019031946221-pat00173
은 12로, 도 5에 도시하는 바와 같이 원본 전체 열과 유사한 복구 성능을 가진다.5 shows the ratio of support recovery to the number of subsampled columns of the measurement matrix. The support recovery ratio is defined as one when the recovered support set is a subset of the original signal.
Figure 112019031946221-pat00171
The support recovery ratio is simulated according to the number of subsets corresponding to the number of subsampled columns compared to the original source column. The maximum bandwidth of the signal
Figure 112019031946221-pat00172
to be. From Equation 16,
Figure 112019031946221-pat00173
12, as shown in Fig. 5, has a recovery performance similar to that of the entire original column.

이는 서브 샘플링된 MMV

Figure 112019031946221-pat00174
가 신호 정보를 놓치지 않고 원본 MMV
Figure 112019031946221-pat00175
의 모든 필수 부분을 포함하고 있음을 의미한다.This is a subsampled MMV
Figure 112019031946221-pat00174
The original MMV without missing the signal information
Figure 112019031946221-pat00175
It means that it contains all the essential parts.

시뮬레이션을 통해 레이더 전자 감시 시스템이 계산 복잡성의 감소와 신호 재구성 성능의 저하 사이에서 성공적으로 절충될 수 있음을 확인할 수 있다.Simulation shows that the radar electronic surveillance system can be successfully compromised between reduced computational complexity and poor signal reconstruction performance.

시뮬레이션을 위해, 반송파 주파수가

Figure 112019031946221-pat00176
에서
Figure 112019031946221-pat00177
까지 무작위로 나타나는 펄스 레이더 신호 3개를 생성한다. 신호대잡음비(SNR)와 신호 유형이 논의되지 않은 5dB 펄스 레이더 신호를 입력으로 제공한다. SNR은
Figure 112019031946221-pat00178
로 정의되며, 여기서 x와 n은 각각 입력 신호와 노이즈 벡터이다. 4채널 MWC 시스템의 경우, 시스템 파라미터는 표 1과 같이 설정될 있으며, SOMP 알고리즘을 멀티밴드 신호를 재구성하는데 사용한다.For simulation, the carrier frequency
Figure 112019031946221-pat00176
in
Figure 112019031946221-pat00177
Generates three pulse radar signals that appear randomly. The signal-to-noise ratio (SNR) and signal type provide a 5 dB pulse radar signal that is not discussed as input. SNR is
Figure 112019031946221-pat00178
It is defined as, where x and n are input signal and noise vector, respectively. In the case of a 4-channel MWC system, system parameters may be set as shown in Table 1, and an SOMP algorithm is used to reconstruct a multiband signal.

우선, 레이더 전자 감시 시스템의 분할-합성 프로세스에 의해 얻은 재구성된 신호의 상대 오차에 대한 개선을 시험한다. 이 시뮬레이션에서 상대 오차는 다음과 같이 정의될 수 있다.First, the improvement of the relative error of the reconstructed signal obtained by the division-synthesis process of the radar electronic monitoring system is tested. In this simulation, the relative error can be defined as follows.

Figure 112019031946221-pat00179
Figure 112019031946221-pat00179

수학식 23에서, x[i]는 i번째 시간의 입력 레이더 값이고,

Figure 112019031946221-pat00180
은 재구성된 레이더 벡터이다. 타임 슬롯의 경계에서 상대 오차의 감소를 명확하게 검증하기 위해 획득 주기
Figure 112019031946221-pat00181
를 단축한다.In Equation 23, x [i] is the input radar value of the i-th time,
Figure 112019031946221-pat00180
Is a reconstructed radar vector. Acquisition cycle to clearly verify the reduction in relative error at the boundary of the time slot
Figure 112019031946221-pat00181
Shorten.

도 6에 도시하는 바와 같이, 분할-합성 프로세스에 의해 타임 슬롯들 사이의 오차가 명확하게 감소된다.As shown in Fig. 6, the error between time slots is clearly reduced by the split-compositing process.

앞서 설명한 절충 파라미터 k는 원래의 열 번호인

Figure 112019031946221-pat00182
와 비교하여 채널 확장 측정 매트릭스에서 k개의 열을 추가로 발생시키지만, 시뮬레이션은 작은 k=2조차도 약간의 이득을 산출한다는 것을 보여준다.The compromise parameter k described above is the original column number
Figure 112019031946221-pat00182
Compared with, it generates additional k columns in the channel extension measurement matrix, but the simulation shows that even small k = 2 yields some gain.

표 2는 종래 MWC와 제안된 레이더 전자 감시 시스템의 분할-합성 프로세스 사이의 계산 복잡성을 비교한 것이다.Table 2 compares the computational complexity between the conventional MWC and the split-synthesis process of the proposed radar electronic surveillance system.

Figure 112019031946221-pat00183
Figure 112019031946221-pat00183

작은 트레이드오프 파라미터 k=2를 사용하면, 도 6과 같이 신호 재구성의 무시할 수 있는 성능 저하를 감수하면서, 수학식 11~15의 분할 합성은 계산 복잡성을 상당히 줄일 수 있다.Using the small trade-off parameter k = 2, the split synthesis of Equations 11-15 can significantly reduce computational complexity while accepting negligible performance degradation of signal reconstruction as shown in FIG. 6.

다음으로, 연속파(CWs: Continuous Waves)와 펄스 신호에 대한 SNR에 따른 잡음의 견고성을 검증한다. 이 시뮬레이션에서 MSE는

Figure 112019031946221-pat00184
로 정의된다. 도 7을 통해 알 수 있듯이, 펄스 신호는 연속파보다 더 잘 재구성된다.Next, the robustness of noise according to SNRs for continuous waves (CWs) and pulse signals is verified. In this simulation, MSE
Figure 112019031946221-pat00184
Is defined as As can be seen from Figure 7, the pulse signal is better reconstructed than the continuous wave.

본 발명에 따른 레이더 전자 감시 시스템은 MSE의 5% 미만에서 3개의 레이더 신호를 탐지할 때, 2dB 이상의 레이더 신호를 3개까지 성공적으로 모니터 할 수 있다.The radar electronic surveillance system according to the present invention can successfully monitor up to 3 radar signals of 2 dB or more when detecting 3 radar signals at less than 5% of the MSE.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 전자 감시 방법을 설명하기 위한 처리도이다.8 is a process diagram illustrating a radar electronic monitoring method according to an embodiment of the present invention.

우선, 레이더 전자 감시 시스템(100)의 아날로그 모듈(110)은 상대 레이더 시스템에서 방출된 레이더 신호를 수신하고, 수신된 레이더 신호를 압축한 다음 디지털 신호로 샘플링하여 출력한다(S10).First, the analog module 110 of the radar electronic monitoring system 100 receives the radar signal emitted from the counter radar system, compresses the received radar signal, and then samples and outputs it as a digital signal (S10).

상기한 단계 S10을 통해 아날로그 모듈(110)에서 압축된 신호가 출력되면, 디지털 모듈(120)의 신호 분할부(121)에서 이를 인가받아 일련의 타임 슬롯으로 분할한다(S20).When the compressed signal is output from the analog module 110 through the above-described step S10, the signal is divided by the signal division unit 121 of the digital module 120 and divided into a series of time slots (S20).

상기한 단계 S20에서 타임 슬롯으로 분할되어 출력되는 신호를 DSP(123)에서 인가받아 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 이용하여 신호 처리를 수행하여 출력한다(S30).In step S20, the signal divided and output in the time slot is applied by the DSP 123, and signal processing is performed using a zero padding technique and a simple channel extension technique to output the signal (S30).

이후, CS 복구부(125)가 DSC)로부터 인가되는 신호 정보를 CS 알고리즘을 이용하여 복구하고(S40), CS 복구부(125)에서 복구된 신호를 신호 합성부(127)가 합성하여 원래의 신호로 재구성한다(S50).Thereafter, the CS recovery unit 125 recovers the signal information applied from the DSC) using a CS algorithm (S40), and the signal recovered from the CS recovery unit 125 is synthesized by the signal synthesis unit 127 to perform the original operation. The signal is reconstructed (S50).

이상에서는 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.Although described above with reference to embodiments, those skilled in the art understand that various modifications and changes can be made to the present invention without departing from the spirit and scope of the present invention as set forth in the claims below. Will be able to.

110. 아날로그 모듈, 120. 디지털 모듈,
121. 신호 분할부, 123. DSP,
125. CS 복구부, 127. 신호 합성부110. analog module, 120. digital module,
121.Signal division, 123. DSP,
125. CS recovery unit, 127. Signal synthesis unit

Claims (10)

아날로그 모듈의 혼합기가, 수신된 신호를 의사 랜덤 시퀀스와 혼합하여 압축하는 단계;
저역 통과 필터에서, 상기 혼합기에서 압축된 신호에서 불필요한 신호를 제거하는 단계;
ADC에서, 상기 저역 통과 필터에서 불필요한 신호가 제거된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계;
디지털 모듈의 신호 분할부에서, 상기 디지털 신호로 변환된 신호를 G개의 타임 슬롯으로 분할하는 단계;
DSP에서, 상기 신호 분할부에서 분할된 신호를 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 통해 처리하는 단계;
CS 복구부에서, 최소 신호 대역폭인
Figure 112019105271190-pat00202
보다 작은 간격으로
Figure 112019105271190-pat00203
의 열을 분류하여 서브세트를 생성하고, 각 서브세트에 대해 최대 에너지를 갖는 열을 선택하여 서브 샘플링을 수행한 후, CS 알고리즘을 이용하여 상기 DSP로부터 인가받은 신호를 복구하는 단계; 및
신호 합성부에서, 상기 CS 복구부에서 복구된 신호를 합성하는 단계;를 포함하되,
상기 타임 슬롯의 수 G는,
아래의 수학식으로 산출되고,
[수학식]
Figure 112019105271190-pat00204

상기 신호 분할부에서 분할된 신호를 제로 패딩 기법과 단순 채널 확장 기법을 통해 처리하는 단계는,
측정 매트릭스
Figure 112019105271190-pat00205
의 각 행의 오른쪽에 제로를 추가하여 제로 패딩을 먼저 수행한 후, 고속 퓨리에 변환 및 단순 매트릭스 재구성을 수행하여 측정 매트릭스
Figure 112019105271190-pat00206
와 감지 매트릭스 C의 행을 확장하는 단계인, 레이더 전자 감시 방법.A mixer of the analog module, mixing and compressing the received signal with a pseudo-random sequence;
In a low pass filter, removing unnecessary signals from the compressed signal in the mixer;
In an ADC, converting a signal from which an unnecessary signal is removed from the low-pass filter into a digital signal;
Dividing the signal converted into the digital signal into G time slots in a signal division unit of a digital module;
In the DSP, processing the signal divided by the signal division unit through a zero padding technique and a simple channel extension technique;
In the CS recovery unit, the minimum signal bandwidth
Figure 112019105271190-pat00202
At smaller intervals
Figure 112019105271190-pat00203
Classifying the columns of to generate a subset, selecting a column having the maximum energy for each subset, performing subsampling, and then recovering a signal received from the DSP using a CS algorithm; And
In the signal synthesis unit, synthesizing the signal recovered from the CS recovery unit;
The number G of the time slots,
It is calculated by the following equation,
[Mathematics]
Figure 112019105271190-pat00204

The step of processing the signal divided by the signal division unit through a zero padding technique and a simple channel extension technique may include:
Measuring matrix
Figure 112019105271190-pat00205
The zero padding is performed first by adding zeros to the right of each row, followed by fast Fourier transform and simple matrix reconstruction to measure the matrix.
Figure 112019105271190-pat00206
And the step of expanding the row of the sensing matrix C, the radar electronic monitoring method. 삭제delete 제1항에 있어서,
상기 신호 분할부에 의해 분할된 레이더 신호는,
아래의 수학식과 같이 정의되는, 레이더 전자 감시 방법.
[수학식]
Figure 112019105271190-pat00185

여기서, 측정 매트릭스는
Figure 112019105271190-pat00186
이고,
Figure 112019105271190-pat00187
는 감지 매트릭스며,
Figure 112019105271190-pat00188
는 집합 레이더 신호의 정보를 포함한다.According to claim 1,
The radar signal divided by the signal division unit,
A radar electronic monitoring method defined as Equation below.
[Mathematics]
Figure 112019105271190-pat00185

Where the measurement matrix is
Figure 112019105271190-pat00186
ego,
Figure 112019105271190-pat00187
Is the sensing matrix,
Figure 112019105271190-pat00188
Contains information of the collective radar signal. 삭제delete 삭제delete 삭제delete 삭제delete 삭제delete 삭제delete 삭제delete
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