KR101714784B1 - 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비 감소 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비(PAPR) 감소 방법 및 장치에 대한 것이다. 본 발명의 장치는, 입력 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기와, 상기 절대값에서 미리 정해진 클리핑 임계레벨을 감산하는 감산기와, 상기 감산된 신호에 대해 미리 정해지는 스무딩 방식에 따라 스무딩을 수행하여 제1 스무딩된 신호를 출력하는 스무딩부와, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 제1 스무딩된 신호를 합산하는 합산기와, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 합산된 신호의 역을 곱하여 제2 스무딩된 신호를 출력하는 역원 계산기와, 상기 입력 신호에 상기 제2 스무딩된 신호를 곱하여 최종 PAPR 감소된 신호를 출력하는 곱셈기를 포함한다. 이러한 본 발명은 높은 대역폭 및 데이터 율의 신호를 지연 없이 처리하면서 과보상이 발생하는 문제점을 해소하여, 비트에러율(BER) 및 인접채널 누설비(ACLR) 성능에 대한 클리핑의 영향을 최소화한다.

Description

피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비 감소 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR REDUCING PEAK TO AVERAGE POWER RATIO BY USING PEAK WINDOWING}

본 발명은 전력 증폭기(Power Amplifier: PA) 혹은 PA에서 사용되는 기저대역 모뎀 설계에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 전력 증폭기의 선형화를 위해 피크대평균전력비(Peak to Average Power Ratio: PAPR)를 감소시키는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 통신 시장에서 음성 통화뿐 아니라 다양한 멀티미디어 인터넷 서비스와 같은 대용량의 data 서비스에 대한 요구가 증대됨에 따라 이를 만족시킬 수 있는 무선 전송 기술로 직교주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM), 단일 반송파 주파수 분할 다중화(Single Carrier Frequency Division Multiplexing: SC-FDMA), 또는 광대역 부호 분할 다중화(Wideband Code Division Multiple Access: WCDMA) 등이 주목받고 있으며, 이러한 기술들은 IEEE 802.16e WiBro(Wireless Broadband) 혹은 이동 WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access), 무선 LAN(Local Area Network) 및 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 등의 표준에 적용되고 있다.

OFDM 방식은 주파수 축(frequency domain)의 각 부반송파(subcarrier)에 신호 정보를 실어 전송하는 다중반송파 변조(Multicarrier modulation: MCM)의 일종이다. 따라서 실질적으로 전송되는 신호는 심볼 단위로 역고속 퓨리에변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)를 취한 시간영역의 신호가 되는데, 여기서 FFT 이후의 신호는 신호의 크기가 일정하게 유지되지 않는 특성을 가진다. 이 때문에 OFDM에서는 PAPR이 다른 변조 방식과 비교하여 매우 크며, 이러한 특성은 전력 증폭기(Power Amplifier: PA)를 효율적으로 사용하는데 장애로 작용한다.

PAPR이 높은 입력 신호는 전력 증폭기의 선형 동작 범위를 벗어나게 되어 전력 증폭기의 출력단에서 왜곡을 일으킨다. 이런 경우 최대 출력을 얻기 위해서 입력 신호의 전력을 하향 조정하여 전력 증폭기가 선형 동작 범위에서 동작하도록 하는 백오프 방식이 이용될 수 있다. 그러나 백오프 방식은 입력 신호의 전력을 하향 조절하기 위한 백오프(back-off) 값이 커질수록 전력의 소모를 증가시켜, 전력 증폭기의 효율을 악화시킨다. 이와 같이 PAPR이 높은 신호는 전력 효율(power efficiency)을 감소시키거나 혹은 높은 사양의 PA를 요구하여 하드웨어 가격을 높이는 문제점을 야기한다.

따라서 OFDM이나 OFDMA와 같은 MCM을 사용하는 이동 통신 시스템에서는, 다수 신호들이 혼합될 때 발생하는 PAPR을 효율적으로 낮추기 위한 기술을 필요로 한다. PAPR을 감소시키기 위한 방법으로는 클리핑(Clipping), 블록 코딩(Block coding), 위상 조정 등이 있다. PAPR을 감소시키기 위한 대표적인 기법인 클리핑은 IFFT 이후의 시간 축 신호에 대해, 위상을 유지하면서 그 크기만을 원하는 임계레벨 이하로 제한하는 기법이다. 그러나 클리핑 기법에서는 입력 신호를 임계레벨에서 절단(cut)하기 때문에 비선형 왜곡을 발생하게 되며, 이러한 비선형 왜곡을 보상하기 위해 필터링과 같은 추가적인 처리를 필요로 한다. 그러나 필터링은 클리핑을 통해 잘라낸 신호 성분을 다시 증가시키는 피크 리그로스(Peak regrowth)를 발생시켜, PAPR이 다시 커지게 되는 문제점을 가지고 있었다.

따라서 OFDM과 같은 통신 시스템에서 전력 증폭기를 위한 입력 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 보다 효율적인 기술을 필요로 하게 되었다.

본 발명은 전력 증폭기의 선형화를 위해 PAPR을 감소시키기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 OFDM 신호의 PAPR을 감소시키기 위해 클리핑 이후 피크 윈도윙을 적용하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 클리핑 이후 피크 윈도윙의 적용시 클리핑 윈도우를 스무딩하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비(PAPR) 감소 방법에 있어서,

입력 신호의 절대값을 계산하는 과정과, 상기 절대값에서 미리 정해진 클리핑 임계레벨을 감산하는 과정과, 상기 감산된 신호에 대해 미리 정해지는 스무딩 방식에 따라 스무딩을 수행하여 제1 스무딩된 신호를 출력하는 과정과, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 제1 스무딩된 신호를 합산하는 과정과, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 합산된 신호의 역을 곱하여 제2 스무딩된 신호를 출력하는 과정과, 상기 입력 신호에 상기 제2 스무딩된 신호를 곱하여 최종 PAPR 감소된 신호를 출력하는 과정을 포함한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 장치는; 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비(PAPR) 감소 장치에 있어서,

입력 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기와, 미리 정해진 클리핑 임계레벨에서 상기 절대값을 감산하는 감산기와, 상기 감산된 신호에 대해 미리 정해지는 스무딩 방식에 따라 스무딩을 수행하여 제1 스무딩된 신호를 출력하는 스무딩부와, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 제1 스무딩된 신호를 합산하는 합산기와, 상기 클리핑 임계레벨에 상기 합산된 신호의 역을 곱하여 제2 스무딩된 신호를 출력하는 역원 계산기와, 상기 입력 신호에 상기 제2 스무딩된 신호를 곱하여 최종 PAPR 감소된 신호를 출력하는 곱셈기를 포함한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방법은; 피크대평균전력비(PAPR) 감소를 위한 스무딩 방법에 있어서,

스무딩 입력 신호를 구성하는 다중 지연된 샘플들에 대해 윈도우 계수들을 각각 곱하는 과정과, 상기 윈도우 계수들이 곱해진 신호들에 대해 매 샘플 시점에서의 최대값들을 선택함으로써 윈도우 포락선 신호를 생성하는 과정과, 상기 윈도우 포락선 신호에 대해 저역통과필터링(LPF)을 수행하는 과정을 포함한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 장치는; 피크대평균전력비(PAPR) 감소를 위한 스무딩 장치에 있어서,

스무딩 입력 신호를 구성하는 샘플들을 입력받는 직렬 연결된 복수의 지연기들과, 상기 지연기들의 출력들에 대해 윈도우 계수들을 각각 곱하는 곱셈기들과, 상기 윈도우 계수들이 곱해진 신호들에 대해 매 샘플 시점에서의 최대값들을 선택함으로써 윈도우 포락선 신호를 생성하는 최대값 연산기와, 상기 윈도우 포락선 신호에 대해 저역통과필터링(LPF)을 수행하는 저역통과필터를 포함한다.

본 발명에서는 전력 증폭기를 위한 입력 신호의 PAPR을 감소시키기 위하여 피드백 구조를 포함하지 않는 피크 윈도윙을 적용함으로써 높은 대역폭의 신호를 지연 없이 처리하면서 과보상(overcompensation)이 발생하는 문제점을 해소한다. 이로써 본 발명은 클리핑으로 인한 대역내왜곡 및 대역외방사를 줄여 비트에러율(Bit Error Rate: BER) 및 인접채널 누설비(Adjacent Channel Leakage Ratio: ACLR) 성능에 대한 영향을 최소화한다.

또한 본 발명은 신호 대역폭에 따른 타이밍 마진에 대한 제약이 없으므로 동적(on-the-fly) 구현에 적합하고 버퍼링(buffering) 또는 오버 클로킹(over-clocking)을 필요로 하지 않는다. 따라서 각각 하드웨어 메모리 크기를 줄이거나 파워 소모를 줄일 수 있다. 또한 본 발명은 피크 리그로스가 발생하지 않으므로 반복된 클리핑 및 필터링에서 발생하는 반복을 위한 하드웨어 낭비와 시간 지연을 없앨 수 있으며, 대역외방사의 관점에서 기존 피드백 구조 대비 보다 나은 성능을 얻을 수 있다.

도 1a, 도 1b, 도 1c는 본 발명의 바람직한 실시예가 적용되는 OFDM 시스템에서의 PAPR 발생을 설명하기 위한 도면.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 PAPR의 감소를 위한 구성을 포함하는 OFDM 시스템의 증폭부 구조를 나타낸 블록도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 CFR(Crest Factor Reduction) 블록의 개념적인 구성을 나타낸 블록도.
도 4는 입력 신호에 대한 클리핑된 신호를 시간축에서 비교하여 나타낸 도면.
도 5는 CNF에 의한 피크 리그로스를 설명하기 위한 도면.
도 6은 RCF에 의한 피크 리그로스 억제를 설명하기 위한 도면.
도 7은 입력 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 클리핑 및 피크 윈도윙 기법을 설명하기 위한 도면.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 클리핑과 피크 윈도윙을 포함하는 CFR 블록의 구현 예를 나타낸 블록도.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 피드백 구조를 포함하는 스무딩부의 구조를 나타낸 도면.
도 10은 피드백 구조를 가지는 피크 윈도윙의 EVM 성능을 나타낸 도면.
도 11은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 클리핑과 피크 윈도윙을 포함하는 CFR 블록을 나타낸 블록도.
도 12는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 스무딩부의 구조를 나타낸 도면.
도 13은 LPF에 의한 스무딩을 설명하기 위한 도면.
도 14 및 도 15는 도 11 및 도 12에 도시한 피크 윈도윙 구조에 의한 필터링 성능과 EVM 성능을 나타낸 도면.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명에서는 본 발명의 동작을 이해하는데 필요한 부분만을 설명하며 그 이외의 배경 기술은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략한다.

후술되는 본 발명의 바람직한 실시예는, OFDM이나 WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access)과 같이 큰 PAPR을 가지는 신호에 대해 PAPR을 감소시키기 위한 피크 윈도윙(Peak windowing) 기법에 대한 것이다.

도 1(도 1a, 1b, 1c로 구성됨)는 본 발명의 바람직한 실시예가 적용되는 OFDM 시스템에서의 PAPR 발생을 설명하기 위한 것이다.

도 1a를 참조하면, 전송하고자 하는 심볼들 x₀, x₁, x₂, x₃은 OFDM 변조기들(102,104,106,108)에 의해 각각 다른 부반송파 f₀, f₁, f₂, f₃로 변조된다. 합산기(110)는 상기 변조된 신호들을 합산하여 합산된 신호 x(t)를 생성하며, 상기 합산된 신호는 증폭부(112)에 의해 증폭된 후 안테나를 통해 전송된다.

도 1b는 각 OFDM 변조기(102-108)로 입력되는 부반송파 신호들의 파형들을 나타낸 것이며, 도 1c는 OFDM 변조 이후 합산기(110)로부터 출력되는 신호의 파형을 나타낸 것이다. 도 1b에 도시한 바와 같이 OFDM 변조 이전의 신호들은 시간에 따라 그 크기가 일정하게 유지되고 있음에 비하여, 도 1c에 도시한 바와 같이 OFDM 변조 이후의 신호는 그 크기가 매우 크게 변화함을 알 수 있다. 즉 OFDM 변조 이후의 신호는 매우 큰 PAPR을 가진다.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 PAPR의 감소를 위한 구성을 포함하는 OFDM 시스템의 증폭부 구조를 나타낸 블록도이다.

도 2를 참조하면, 시스템에서 사용되는 표준에 따라 부호화 및 변조된 동위상(In-phase: I) 신호 성분 및 직교위상(Quadrature-phase: Q) 신호 성분으로 구성된 입력 신호가 CFR 블록(202)로 입력된다. CFR 블록(202)에서는 상기 입력 신호에 대해 요구되는 클리핑 임계레벨(Clipping threshold)에 따라 적절하게 클리핑을 수행한다. DPD(Digital Pre-Distortion block)(204)는 전력 증폭시 발생하는 고조파 신호들의 조합인 상호변조 왜곡(Inter-Modulation Distortion: IMD) 신호를 억제하여 인접 채널의 신호와의 상호 간섭을 피하고 상기 입력 신호의 EVM을 개선하기 위하여, 상기 CFR 블록(202)에서 출력되는 클리핑된 신호에 전치 왜곡(pre-distortion) 신호를 부가한다.

상기 DPD(204)의 출력 신호는 디지털 아날로그 변환기(Digital to Analog Converter: DAC)(206)에 의해 아날로그 신호로 변환되며, 전력 증폭기(PA)(208)는 상기 아날로그 신호를 요구되는 전력 레벨로 변환하여 안테나를 통해 송출한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 CFR 블록의 개념적인 구성을 나타낸 블록도이다.

도 3을 참조하면, PAPR 클리퍼(302)는 입력된 I/Q 신호의 샘플별 전력 레벨을 계산하며, 상기 계산된 샘플별 전력 레벨을 요구되는 클리핑 임계레벨과 비교하여 클리핑 임계레벨보다 높은 샘플들을 클리핑 임계레벨로 절단(cut)함으로써 클리핑된 신호 샘플들로 이루어진 클리핑된 신호를 생성한다.

상기와 같이 PAPR 클리퍼(302)는 입력 신호가 특정 클리핑 임계레벨 이상이 되면 단순히 상기 입력 신호를 잘라내는(cut) 역할을 수행하므로 입력 신호에 비선형 왜곡을 발생시킬 수 있다. 필터(304)는 PAPR 클리퍼(304)의 클리핑으로 인한 비선형 왜곡을 감소시키기 위해 상기 클리핑된 신호에 대해 필터링을 수행함으로써 상기 클리핑된 신호의 날카로운 부분을 부드럽게(smoothly) 만든다.

전송하고자 하는 입력 신호 x(n)에 대해 클리핑 임계레벨을 A라고 하면, 클리핑 이후의 신호 y(n)은 하기 <수학식 1>과 같이 정의된다.

여기서 c(n)은 클리핑 윈도우를 나타내는 클리핑 함수이다.

여기서

는 입력 신호 x(n)의 RMS(Root Mean Square) 전력을 의미한다.

도 4는 입력 신호에 대한 클리핑된 신호를 시간축(Time Domain)에서 비교하여 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이, 입력 신호 x(n)(402)은 클리핑 윈도우 c(n)(406)과 곱해짐으로써 클리핑 임계레벨 A(408)을 기준으로 날카롭게 클리핑된다. 따라서 클리핑된 신호 y(n)(404)는 시간축상에서 급격한 변화를 보이는 부분들을 포함하게 된다.

이와 같이 클리핑은 입력 신호 중 임계 레벨을 넘는 부분을 잘라주는 역할을 하므로, 입력 신호에 급격한 변화를 일으키는 날카로운 부분을 야기하여 높은 주파수를 발생시킨다. 이로 인해 높은 대역내왜곡(in-band distortion) 현상과 대역외방사(out-of-band radiation) 현상이 초래된다. 일반적으로 대역내왜곡은 통제하기가 힘들지만, 대역외방사는 피크 윈도윙 필터링을 통해 줄일 수 있다.

대역외방사를 줄이기 위한 클리핑 및 필터링(Clipping and Filtering: CNF) 기법은 대역통과(band-pass) 필터 또는 저역통과(low-pass) 필터를 사용하여 대역외방사를 감소시킨다. 그러나 클리핑된 신호가 상기 필터를 통과하게 되면, 클리핑을 통해 잘려진 성분이 다시 커지는 피크 리그로스(peak regrowth)가 발생하여, PAPR이 다시 커지게 된다.

도 5는 CNF에 의한 피크 리그로스를 설명하기 위한 도면으로서, (A)는 클리핑 비율(Clipping Ratio: CR)이 0.8, 1.0, 1.2, 1.4, 1.8인 경우 입력 신호(502)에 대한 클리핑된 신호들(504)을 Log(1-CDF) 형태로 나타낸 것이며, (B)는 필터링 이후의 신호들(500)을 나타낸 것이다. 여기서 CDF는 누적밀도함수(Cumulative Density Function)를 의미한다. 도시한 바와 같이, 클리핑된 신호들(504)은 클리핑되지 않은 입력 신호(502)를 날카롭게 잘라낸 형태를 가지며, 필터링 이후의 신호들(500)은 높은 주파수 성분이 제거되고 부드럽게 변형된 대신 그 크기(Amplitude)가 클리핑된 신호들(504)에 비해 증가하였음을 알 수 있다.

CNF에 의해 발생된 피크 재발생은 CNF를 다시 적용함으로써 줄일 수 있는데, 이러한 방식을 반복 CNF(Repeated Clipping and Filtering: RCF)이라 칭한다. 즉 CNF를 여러 번 반복할 경우 PAPR이 클리핑 레벨에 근접하게 된다.

도 6은 RCF에 의한 피크 리그로스 억제를 설명하기 위한 도면으로서, 도시한 바와 같이 입력 신호(602)는 클리핑 임계레벨(600)에 의해 클리핑되며, 1회 내지 4회의 클리핑 및 필터링을 거친 신호들(604,606,608,610)은 그 형태가 부드럽게 유지되면서 클리핑 임계레벨(600)에 점차 근접하게 된다.

그러나 RCF의 경우 필터링을 반복함에 따라 유효 필터 길이(effective filter length)가 반복 횟수의 배수만큼 길어지므로, 상기 필터링이 보다 넓은 샘플 영역에 영향을 미쳐 EVM(Error Vector Magnitude)이 악화되는 문제점이 발생한다. 또한 반복횟수만큼 하드웨어 크기가 커지고 처리시간이 늘어나는 단점도 존재한다.

피크 윈도윙 방식은 클리핑과 달리 클리핑 윈도우 c(n)을 입력신호 x(n)에 직접 곱하지 않고, c(n)을 스무딩(smoothing)시킨 후 곱해주는 방식을 뜻한다.

도 7은 입력 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 클리핑 및 피크 윈도윙 기법을 설명하기 위한 도면이다. 도시한 바와 같이 입력 신호(700)는 클리핑 임계레벨(704) 이하로 날카롭게 클리핑된다.(702) 상기 클리핑된 신호(702)의 급격한 변화를 일으키는 날카로운 성분들은 피크 윈도윙에 의해 부드럽게 변형(shaping)된다.(706)

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 피크 윈도윙을 포함하는 CFR 블록의 구현 예를 나타낸 블록도이다.

도 8을 참조하면, OFDM 변조된 입력 신호 x(n)은 지연기(802) 및 역원 계산기(Inverse Calculator)(804)로 입력된다. 지연기(802)는 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하는 경우, 역원 계산기(804)와 감산기들(806,810) 및 스무딩부(smoothing unit)(808)에 의한 경로 지연 D를 보상하기 위하여 상기 입력 신호를 D 만큼 지연시킨 후 곱셈기(812)로 전달한다. 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하지 않는 경우, 곱셈기(812)는 상기 지연기(802)를 통해 제공된 상기 입력 신호에 '1'을 곱하여, 즉 변경하지 않고 그대로 출력한다.

역원 계산기(804)는 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하는 경우, 미리 정해지는 임계레벨 A에 상기 입력 신호의 역을 곱하여 클리핑 함수 c(n)을 출력한다. 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하지 않는 경우, 역원 계산기(804)는 c(n)=1을 출력한다. 감산기(506)는 '1'에서 상기 클리핑된 신호 c(n)을 감산으로써 스무딩 입력 신호 p(n)을 생성하여 출력한다. 스무딩부(808)는 입력된 p(n)에 대해 스무딩 동작을 수행하여 L{p(n)}을 출력하며, 감산기(810)는 '1'에서 상기 L{p(n)}을 감산함으로써, 하기 <수학식 3>과 같이 표현되는 스무딩된 c(n), 즉 c'(n)을 생성한다.

여기서 c'(n)은 스무딩된 클리핑 함수를 의미하며 L{}은 스무딩 함수를 의미한다.

최종적으로 곱셈기(812)는 지연기(802)를 통해 전달된 입력 신호 x(n)에 상기 감산기(810)로부터의 출력을 곱함으로써, 피크 윈도윙된 신호 x_pw(n)을 생성한다.

p(n)=1-c(n)이라 정의할 때 피크 윈도윙된 신호는 하기 <수학식 4>와 같다.

L{p(n)}이 스무딩된 신호이므로 c'(n)도 스무딩된 신호이고, 따라서 c'(n)의 스펙트럼에서는 높은 주파수 성분(components)이 줄어들게 된다. 시간축에서 c'(n)을 곱하는 것은 주파수 영역에서 푸리에 변환을 컨벌루션(convolution)하는 것에 해당하므로, 높은 주파수 성분을 가지지 않는 신호를 컨벌루션(convolution)한 결과에서는 대역외방사가 줄어들게 된다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 피드백 구조를 포함하는 스무딩부의 구조를 나타낸 것이다.

도 9를 참조하면, 감산기(806)에 의해 생성된 신호 p(n) = 1-c(n)의 각 샘플이 피드백 구조를 가지는 FIR 필터로 구현된 스무딩부(808)로 순차적으로 입력된다. 감산기(902)는 입력 신호 p(n)로부터 피드백 경로를 통해 피드백된 신호를 감산함으로써 생성된 신호 a(n)을 출력한다. 최대값 연산기(maximum operator)(906)는 상기 a(n)과 0 중 큰 값을 선택하여 직렬 연결된 지연기들로 구성된 지연부(908)의 첫단으로 입력한다. 지연기들의 각 출력 탭에서 출력된 신호들은 제1 곱셈부(912)에 의해 w개의 필터링 계수들 W₀, W₁, W₂, ... W_w-1과 각각 곱해진다. 제1 합산기(914)는 제1 곱셈부(912)로부터 출력되는 신호들을 합산하여 스무딩된 p(n)인 L{p(n)}을 생성하며, 상기 L{p(n)}는 도 8의 감산기(810)로 제공된다. 여기서 필터링 계수들의 개수, 즉 필터 길이 혹은 필터링 탭 수는 컴퓨터 모의실험을 통해 적정 요구조건을 만족시키도록 결정된다.

한편, 지연기들의 각 출력에서 출력된 신호들은 제2 곱셈부(910)에 의해 상기 필터링 계수들 중 일부인

,

,

, ... W_{w -1}과 각각 곱해진 후 합산기(904)로 제공한다. 제2 합산기(904)는 상기 제2 곱셈부(910)로부터 출력되는 신호들을 합산하여 감산기(902)로 피드백한다. 이러한 제2 곱셈부(910) 및 제2 합산기(904)는 스무딩부(808) 내에서 피드백 경로를 구성한다.

도 8과 같은 스무딩부는 하드웨어 구조에 있어 효율적이고 스펙트럼 성능도 만족스러우나, EVM 성능에 문제가 있고 피드백 구조로 인한 제약이 발생한다.

즉 피드백 경로에서 필터링 길이의 절반(w/2)에 해당하는 개수만큼 곱셈이 발생하고, w/2-1 개수의 덧셈과 p(n)=1-c(n)에서 피드백 합의 결과를 뺀 후 최대값을 선택하는 동작(904, 902, 906)이 한 샘플 시간 동안 처리되어야 한다는 부담이 존재한다. 만약 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 20MHz 대역폭을 가지는 신호의 경우, 2배 오버샘플링(oversampling) 이후 피크 윈도윙이 수행될 때, 1/61.44MHz=16.27 ns(nano second) 내에 피드백 경로의 계산이 모두 처리되어야 한다. 따라서 스무딩부를 FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)로 구성 시, 병목현상이 발생하여 높은 대역폭의 신호를 제 시간에 처리하지 못하는 문제가 발생한다. 이에 대한 해결 방법으로는 오버 클로킹(over-clocking)을 사용할 수 있지만 이는 파워소모가 늘어나므로 바람직하지 못하다. 또 다른 방법은 피드백 경로의 계산을 오프-라인(offline)으로 사전에 처리한 후 해당 결과를 버퍼에 저장하였다가 사용할 수도 있지만, 이는 버퍼링을 위한 큰 메모리 용량을 요구하므로 하드웨어 구현상 바람직하지 못하다.

또 다른 문제는 EVM이다. 특히 CR이 작은 경우, 즉 A의 값이 낮아 클리핑이 많이 발생하는 경우, 도 8과 같은 피드백 구조에서는 (1-L{p(n)}) << c(n)이 되어 지나지게 큰 과보상(overcompensation)이 이루어지며, 이로 인해 입력 신호가 크게 줄어들게 된다. 이는 대역내왜곡 현상을 심화하여 EVM을 크게 만들고 결과적으로 신호대 잡음비(Signal-to-noise ratio: SNR)을 낮춰 비트에러율(Bit-error-rate: BER) 성능에 악영향을 미치게 된다.

도 10은 피드백 구조를 가지는 피크 윈도윙의 EVM 성능을 나타낸 것이다. 여기서 클리핑 함수 c(n)(1002)에 가까울수록 EVM 성능이 좋은 것을 뜻하는데, 도 8의 피드백 구조에 따른 클리핑 및 필터링된 신호(1004)는 EVM이 약 2배 정도 열화되는 현상을 보인다. 반면 후술되는 도 11 및 도 12에 따른 피크 윈도윙 이후의 신호는 상대적으로 EVM 성능 열화가 작은 것을 알 수 있다.

도 11은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 피크 윈도윙을 포함하는 CFR 블록을 나타낸 블록도이다.

도 11을 참조하면, OFDM, SC-FDMA, WCDMA 등의 무선 접속 기술에 따라 생성된 변조 데이터 심볼열(modulated data symbol stream)로 구성된 입력 신호 x(n)은 지연기(1102) 및 절대값 계산기(1104)로 입력된다. 지연기(1102)는 절대값 계산기(1104)와 감산기(1106)와 스무딩부(1108)와 합산기(1110) 및 역원 계산기(1112)에 의한 경로 지연 D를 보상하기 위하여 상기 입력 신호를 D 만큼 지연시킨 후 곱셈기(1114)로 전달한다.

절대값 계산기(1104)는 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하는 경우, 상기 입력 신호의 절대값 |x(n)|을 계산한다. 따라서 도 8에서와는 달리 입력 신호는 역의 형태가 아닌 원래 형태 그대로 스무딩을 거치게 된다. 상기 입력 신호의 신호 레벨이 클리핑 임계레벨 A를 초과하지 않는 경우, 절대값 계산기(1104)는 A를 출력한다. 감산기(1106)는 상기 절대값 계산기(1104)의 출력에서 클리핑 임계레벨 A를 감산함으로써 스무딩 입력 신호 q(n)을 생성하여 출력한다. 그러면 스무딩 입력 신호 q(n)은 하기 <수학식 5>와 같이 정의된다.

스무딩부(1108)는 입력된 q(n)에 대해 스무딩 동작을 수행하여 L{q(n)}을 출력하며, 합산기(1110)는 상기 스무딩부(1108)의 출력에 A를 합산하고, 역원 계산기(1112)는 상기 합산기(1110)의 출력에 대한 역을 계산하여 하기 <수학식 6>과 같이 표현되는 스무딩된 클리핑 함수 d'(n)을 생성한다.

최종적으로 곱셈기(1114)는 지연기(1102)를 통해 전달된 입력 신호 x(n)에 상기 역원 계산기(1112)로부터의 출력을 곱함으로써, 피크 윈도윙된 신호 y(n)을 생성한다.

도 11의 구성을 도 8의 구성과 비교하면, 도 8에서는 역원인 A/|x(n)|을 다루는 반면 도 11에서 원래의 입력 신호를 그대로 다룬다. 즉 q(n)은 앞서 언급한 <수학식 5>와 같다.

여기서 스무딩 입력 신호 q(n)은 클리핑된 포락선 신호를 의미하며, q(n)>=0을 항상 만족한다. 최종적으로 피크 윈도윙된 신호 y(n)은 하기 <수학식 7>과 같이 정의된다.

스무딩부(1108)는 앞서 언급한 도 9와 같은 피드백 구조를 가지는 FIR 필터로 구성되거나, 혹은 알려진 다른 방식에 따라 구성되거나, 혹은 후술되는 본 발명의 실시예에 따라 구성될 수 있다.

도 12는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 스무드된 윈도우 포락선 검출(Smoothed Windowed Envelope Detection: SWED)을 포함하는 스무딩부의 구조를 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이 스무딩부는 윈도우 포락선 검출부(Windowed Envelope Detector: WED)(1202) 및 증폭 저역통과필터(Amplifying Low-Pass Filter)(1210)로 구성된다. 여기에 도시된 스무딩부는 도 11의 CFR 블록 뿐 아니라, 도 8의 피드백 구조를 포함하는 FIR 필터 구조의 CFR 블록이나 다른 방식으로 구성된 기존 방식의 피크 윈도윙 블록에 적용될 수 있음에 유의하여야 한다.

도 12를 참조하면, 감산기(1106)에 의해 생성된 스무딩 입력 신호 q(n) = |x(n)|-A 또는 도 9의 감산기(806)에 의해 생성된 스무딩 입력 신호 p(n)=A/|x(n)|의 각 샘플이, 지연부(1204)를 구성하는 직렬 연결된 지연기들에 순차적으로 쉬프트되면서 입력된다. 지연기들의 각 출력 탭에서 출력된 신호들은 제1 곱셈부(1206)에 의해 2L+1개의 윈도우 계수들 W_-L, W_-(L-1), ... W_L-1, W_L과 각각 곱해진다. 최대값 연산기(1208)는 상기 윈도우 계수들이 적용된 신호들에 대해 매 샘플 시점에서의 최대값들을 선택함으로써 윈도우 포락선(Window Envelope) 신호 E{q(n)}을 생성한다. 구체적으로 상기 윈도우 포락선 신호는 하기 <수학식 8>과 같이 정의된다.

최대값 연산기(1208)에서는 보다 큰 값만을 선택하기 때문에, 실제 구현시에는 하기와 같은 <수학식 9>를 사용함으로써 곱셈의 횟수를 반으로 줄일 수 있다. 또한 최대값 연산기는 덧셈기보다 복잡도가 낮아 보다 효율적인 하드웨어 구현이 가능하다. 더욱이 상수 곱셈(constant multiplication)은 덧셈기 및 쉬프터만으로 간단히 구성될 수 있다.

여기서 q(n)은 0보다 크거나 같고 1보다 작으며, W_k는 0보다 크거나 같고 1보다 작거나 같기 때문에, E{q(n)}는 1보다 작은 범위를 만족한다.

상기와 같이 구성되는 윈도우 포락선 검출부(1202)를 적용할 경우, 입력 신호에 피크들이 묶음(cluster)으로 발생할 때 각 피크에 대응하는 두 개의 윈도우가 겹쳐 중간에 급격히 신호 기울기가 변하는 부분이 발생한다. 윈도우 LPF(1210)는 상기한 부분을 스무딩시키기 위해 적용된다.

상기 윈도우 포락선 신호 E{q(n)}의 각 샘플은, 증폭 저역통과필터(1210) 내에서 지연부(1212)를 구성하는 직렬 연결된 지연기들에 순차적으로 쉬프트되면서 입력된다. 지연기들의 각 출력 탭에서 출력된 신호들은 제2 곱셈부(1214)에 의해 2M+1개의 LPF 계수들 h-_M, h-_(M-1), ... h_M-1, h_M과 각각 곱해진다. 합산기(1216)는 상기 제2 곱셈부(1214)로부터 출력된 신호들을 합산함으로써, 스무딩된 신호 L{q(n)}을 계산한다. 여기서 상기 스무딩된 신호 L{q(n)}은 하기 <수학식 10>과 같이 정의된다.

여기서

는 스케일링 인자를 나타내며, LPF{ }는 LPF 함수를 나타낸다. 즉 일반적인 LPF를 적용할 경우 L{q(n)}>=q(n)이 항상 만족하는 것은 아니므로 피크 리그로스가 발생할 수 있다. 스케일링 인자

는 상기한 피크 리그로스를 방지하기 위해 적용되는 것으로서, L{q(n)}>=q(n)이 항상 성립하도록 설정된다. 즉, 윈도우 포락선 검출부(1202)에 의한 크기 감소를 보상하기 위하여, 상기와 같이 LPF 계수들 h_k는 그 합(즉 스케일링 인자)이 1보다 크거나 같도록 정해지는 것이 바람직하다. 상기 LPF 계수들을 결정하기 위해서는 알려진 필터링 계수 계산 방식, 일 예로 해닝(Hanning), 해밍(Hamming), 카이저(Kaiser), 이항(Binomial) 방식들 중 하나가 사용될 수 있다.

일 예로 어떤 샘플 시간 n, n+1에서 클리핑된 신호가 연속된 2개의 피크, x(n)=9A, x(n+1)=8A를 보인다고 가정한다. 도 8 및 도 9의 구성에서는 c(n)=A/9A=1/9, c(n+1)=A/8A=1/8이 되므로 p(n)=1-c(n)=8/9, p(n+1)=1-c(n+1)=7/8이 된다. 스무딩을 위한 계수들 W를 모두 1이라 가정한다면, 도 9에서는 계수들이 곱해진 값들이 선형적으로 더해지므로 L{p(n)}=8/9+7/8= 127/72 > 1이 된다. 즉 (1-L{p(n)})<0 이 되므로 (1-L{p(n)})x(n)은 원하는 신호가 아니라 부호가 바뀐 신호가 되어, EVM이 크게 나빠지게 된다.

동일한 입력 예에서 도 11 및 도 12를 사용하는 경우를 설명한다. q(n)=8A, q(n+1)=7A가 되고 L{q(n)}=15A가 된다. 따라서 (A/(A+L{q(n)}))=1/16이 되므로 (A/(A+L{q(n)}))*x(n)=9A/16 < A 가 된다. 즉 스무딩을 위한 계수들이 모두 1인 비정상적인 최악의 경우(worst case)에도 비정상적인 동작이 없이 피크 윈도윙이 적용되어 PAPR이 줄어들 수 있다.

도 13은 LPF에 의한 스무딩을 설명하기 위한 도면으로서, 여기에서는 윈도우 포락선 신호 E{q(n)}와, 해닝 및 이항 방식들에 의해 구해진 LPF 계수들이 각각 적용된 스무딩 결과들을 비교하여 도시하였다. 도시한 바와 같이, E{q(n)}에서 급격히 신호의 기울기가 변화하는 부분이, LPF 필터링에 의해 스무딩되었음을 알 수 있다.

도 14 및 도 15는 도 11 및 도 12에 도시한 피크 윈도윙 구조에 의한 필터링 성능과 EVM 성능을 나타낸 것이다. 도 14를 참조하면, 도 12 및 도 12의 피크 윈도윙 구조에 따른 결과(1402)는 피드백 구조를 가지는 FIR 필터를 사용하는 종래 기술들(1404, 1406)에 비하여, 스무딩 입력 신호 p(n) 혹은 q(n)의 포락선(envelope)을 상대적으로 정확히 따라가고 있음을 알 수 있다. 도 15를 참조하면, 도 11 및 도 12의 피크 윈도윙 구조에 따른 결과(1504, 1506)는 피드백 구조를 가지는 FIR 필터를 사용하는 종래 기술(1508)에 비하여, 클리핑된 신호(1502)에 보다 근접한다. 즉 종래 기술들(1404, 1406)에서는 오버슈팅(overshooting) 현상이 발생하여 EVM이 나빠짐을 확인할 수 있다. 여기에서 곡선들(1504, 1506)은 도 12에서 윈도윙 및 LPF를 위한 계수들의 개수(N)가 11개, 21개인 경우의 EVM 성능을 각각 나타낸 것이다.

결론적으로 동일한 PAPR 조건(bound)을 만족할 경우 EVM과 대역외방사 및 대역내왜곡의 관점에서 도 11 및 도 12에 도시된 구조가 보다 나은 성능을 보인다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (16)

1. 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비(PAPR) 감소 방법에 있어서,
   입력 신호의 절대값을 계산하는 과정과,
   상기 절대값에서 미리 정해진 클리핑 임계레벨을 감산하는 과정과,
   상기 감산된 신호에 대해 미리 정해지는 스무딩 방식에 따라 스무딩을 수행하여 제1 스무딩된 신호를 출력하는 과정과,
   상기 클리핑 임계레벨에 상기 제1 스무딩된 신호를 합산하는 과정과,
   상기 클리핑 임계레벨에 상기 합산된 신호의 역을 곱하여 제2 스무딩된 신호를 출력하는 과정과,
   상기 입력 신호에 상기 제2 스무딩된 신호를 곱하여 최종 PAPR 감소된 신호를 출력하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 방법.
   
2. 제 1 항에 있어서, 상기 제2 스무딩된 신호를 출력하는 과정은,
   하기 수학식에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 방법.
   

   

   
   여기서 d'(n)은 상기 제2 스무딩된 신호를 의미하고, A는 상기 클리핑 임계레벨을 의미하고, L{q(n)}은 상기 제1 스무딩된 신호를 의미하고, q(n)은 상기 입력 신호를 의미함.
   
3. 제 1 항에 있어서, 상기 스무딩을 수행하는 과정은,
   상기 감산된 신호를 구성하는 샘플들에 대해 윈도우 계수들을 각각 곱하는 과정과,
   상기 윈도우 계수들이 곱해진 신호들에 대해 매 샘플 시점에서의 최대값들을 선택함으로써 윈도우 포락선 신호를 생성하는 과정과,
   상기 윈도우 포락선 신호에 대해 저역통과필터링(LPF)을 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 방법.
   
4. 제 3 항에 있어서, 상기 저역통과필터링을 수행하는 과정은,
   상기 윈도우 포락선 신호를 구성하는 샘플들에 대해 LPF 계수들을 각각 곱하는 과정과,
   상기 LPF 계수들이 곱해진 신호들을 합산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 방법.
   
5. 제 4 항에 있어서, 상기 LPF 계수들은,
   상기 LPF 계수들의 합이 1보다 크거나 같도록 결정되는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 방법.
   
6. 피크 윈도윙을 이용한 피크대평균전력비(PAPR) 감소 장치에 있어서,
   입력 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기과,
   상기 절대값에서 미리 정해진 클리핑 임계레벨을 감산하는 감산기와,
   상기 감산된 신호에 대해 미리 정해지는 스무딩 방식에 따라 스무딩을 수행하여 제1 스무딩된 신호를 출력하는 스무딩부와,
   상기 클리핑 임계레벨에 상기 제1 스무딩된 신호를 합산하는 합산기와,
   상기 클리핑 임계레벨에 상기 합산된 신호의 역을 곱하여 제2 스무딩된 신호를 출력하는 역원 계산기와,
   상기 입력 신호에 상기 제2 스무딩된 신호를 곱하여 최종 PAPR 감소된 신호를 출력하는 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 장치.
   
7. 제 6 항에 있어서, 상기 제2 스무딩된 신호는,
   하기 수학식에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 장치.
   

   

   
   여기서 d'(n)은 상기 제2 스무딩된 신호를 의미하고, A는 상기 클리핑 임계레벨을 의미하고, L{q(n)}은 상기 제1 스무딩된 신호를 의미하고, q(n)은 상기 입력 신호를 의미함.
   
8. 제 6 항에 있어서, 상기 스무딩부는,
   상기 감산된 신호를 구성하는 샘플들을 입력받는 직렬 연결된 복수의 지연기들과,
   상기 지연기들의 출력들에 대해 윈도우 계수들을 각각 곱하는 곱셈기들과,
   상기 윈도우 계수들이 곱해진 신호들에 대해 매 샘플 시점에서의 최대값들을 선택함으로써 윈도우 포락선 신호를 생성하는 최대값 연산기와,
   상기 윈도우 포락선 신호에 대해 저역통과필터링(LPF) 및 증폭을 수행하는 증폭 저역통과필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 장치.
   
9. 제 8 항에 있어서, 상기 증폭 저역통과필터는,
   상기 윈도우 포락선 신호를 구성하는 샘플들을 입력받는 직렬 연결된 복수의 지연기들과,
   상기 지연기들의 출력들에 대해 LPF 계수들을 각각 곱하는 곱셈기들과,
   상기 LPF 계수들이 곱해진 신호들을 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 장치.
   
10. 제 9 항에 있어서, 상기 LPF 계수들은,
    상기 LPF 계수들의 합이 1보다 크거나 같도록 결정되는 것을 특징으로 하는 PAPR 감소 장치.
    
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