KR101467314B1

KR101467314B1 - 부분상관함수에 기초한 ｂｏｃ 상관함수 생성 방법, ｂｏｃ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템

Info

Publication number: KR101467314B1
Application number: KR1020130129223A
Authority: KR
Inventors: 김홍득; 윤석호
Original assignee: 성균관대학교산학협력단
Priority date: 2013-10-29
Filing date: 2013-10-29
Publication date: 2014-12-01
Also published as: US20160269073A1; US20150117499A1; US9813108B2

Abstract

본 발명의 실시예들에 따라 대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 데에 이용되는 상관함수의 생성 방법은 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 값 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하는 단계, 전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 수신 신호 B(t)와 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하는 단계 및 첫 번째와 마지막 부분상관함수들 S₀(τ) 및 S_N-1(τ)를 주어진 주 첨두 형상 파라미터 a를 기초로 조합하여 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

부분상관함수에 기초한 ＢＯＣ 상관함수 생성 방법, ＢＯＣ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템{METHOD FOR GENERATING BOC CORRELATION FUNCTION BASED ON PARTIAL CORRELATION FUNCTIONS, APPARATUS FOR TRACKING BOC SIGNALS AND SPREAD SPECTRUM SIGNAL RECEIVER SYSTEM}

본 발명은 대역 확산 신호 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 대역 확산 신호 기술에 이용되는 이진 옵셋 반송파 신호 추적 기법에 관한 것이다.

대역 확산 기술은 높은 비화 성능과 노이즈 및 전파 방해에 강한 특성에 따라 디지털 무선 통신에 점점 널리 이용되고 있다.

대역 확산 기술의 다양한 응용 분야들 중에서 대표적인 위성 항법 기술은 복수의 항법 위성들이 각 위성의 현재 위치와 시간이 담긴 위성 항법 신호를 지상으로 무작위적으로 송출하면, 지상의 위성 항법 수신기가 복수의 위성 항법 신호들을 수신하고 복수의 항법 위성들의 현재 위치 좌표들 및 신호들의 도달 시간을 계산함으로써 삼각 측량법에 의해 위성 항법 수신기가 자신의 지구좌표계에서 3차원적 위치를 결정하는 기술이다.

위성 항법 수신기가 자신의 경도, 위도 및 높이를 파악하려면, 이론상 적어도 3 개의 위성 신호가 필요하고, 위성 간의 시간 오차를 제거하여 정확도를 높이기 위해 하나의 위성 신호가 더 필요하여, 최소한 4 개의 위성이 필요하다.

전 세계적으로 정치적, 경제적, 군사적 이유로 여러 국가들이 독자적인 위성 항법 시스템을 구축하고 있다. 미국의 GPS가 가장 널리 사용되고 유명하지만, EU는 갈릴레오 시스템, 러시아의 GLONASS, 중국의 COMPASS 시스템, 일본의 QZSS 시스템(추후 JRANS 시스템으로 확대)도 추진되고 있다.

위성 항법 신호는 간섭이나 전파 방해에 강해야 하므로, 다양하고 정교한 변조 기법들이 채택되고 있는데, 차세대 위성 항법 시스템들 중에 다수가 기존의 PSK(Phase shift keying) 변조 방식을 대체하거나 또는 이에 추가적으로 이진 옵셋 반송파(BOC, binary Offset Carrier) 변조 방식을 채택하고 있다는 점은 주목할 만하다. PSK 변조 방식에 비해, BOC 변조 방식은 자기 상관 함수의 주 첨두의 폭이 좁기 때문에 좀더 좋은 신호 추적 성능을 보여준다.

또한 BOC 변조 방식은 PSK 변조 방식과 달리, 스펙트럼이 분리되고 대역의 중심부에서 가장자리로 에너지를 이동시키는 특성이 있어서, 기존의 변조 방식을 이용 중이던 대역에 추가로 적용할 수 있다. 이러한 특성을 이용하여 차세대 위성 항법 시스템들이 PSK 변조 방식과 함께 BOC 방식을 이용할 수 있어서, 성능 향상과 함께 과거 호환성을 보장할 수 있다.

BOC 신호는 의사 잡음 부호(pseudo random noise, PRN)와, 사인(sine) 또는 코사인(cosine) 위상의 구형(rectangular) 부반송파(sub-carrier)의 곱이라 표현되는 신호이다. 부반송파의 종류에 따라 BOCsin(kn,n) 또는 BOCcos(kn,n)으로 표현된다. k는 PRN 코드 칩 주기와 부반송파 주기의 비를 나타내는 양의 정수이고, n은 PRN 코드 칩 전송율과 C/A 코드의 클럭 주파수인 1.023 MHz의 비율을 나타낸다.

BOC 신호는 신호 추적 성능이 좋고 기존의 PSK 변조 방식과 호환성이 우수하지만, 첨두가 하나인 PSK 방식과 달리, 자기 상관 함수가 최고치를 가지는 주 첨두 주변에 여러 주변 첨두를 가지는 문제가 있다. 주변 첨두로 인해 BOC 신호 추적 시에 주 첨두 대신에 주변 첨두에 동기화되는, 이른바 모호성 문제가 발생할 수 있다.

[1] Z. Yao, X. Cui, M. Lu, Z. Feng, and J. Yang, Pseudo-correlation-function-based unambiguous tracking technique for sine-BOC signals, IEEE Trans. Aero. Electron. Syst., vol. 46, no. 4, pp. 1782-1796, Oct. 2010. [2] H. Kim, Y. Lee, and S. Yoon, A novel unambiguous correlation function for cosine-phased BOC signal tracking, J. Korean Inst. Commun. Sciences, vol. 38, no. 05, pp. 409-415, May 2013. [3] Y. Lee; D. Chong; I. Song; S. Y. Kim; G. I. Jee; S. Yoon, "Cancellation of Correlation Side-Peaks for Unambiguous BOC Signal Tracking," Communications Letters, IEEE , vol.16, no.5, pp.569,572, May 2012

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 부분상관함수에 기초한 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 기존에 주 첨두에 인접한 주변 첨두만 제거되고 멀리 떨어진 주변 첨두들을 제거하지 못하거나, 또는 BOCsin(kn,n) 신호에만 적용가능하고 BOCcos(kn,n) 신호에는 적용하기 어려운 BOC 신호 추적 기법들의 단점을 해소하여 BOCsin(kn,n) 신호나 BOCcos(kn,n) 신호 모두에 적용할 수 있는 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 항법 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 주변 첨두를 제거할 수 있을 뿐 아니라, 주 첨두의 폭과 높이도 조절할 수 있는 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 주변 첨두를 제거할 수 있을 뿐 아니라, 주 첨두의 폭을 줄이면서 높이는 높일 수 있는 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템을 제공하는 데에 있다.

본 발명의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확히 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 측면에 따른 지연 고정 루프는,

대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 지연 고정 루프로서,

상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성하는 국소 신호 생성부;

전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)의 자기 상관 연산을 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)(여기서, 0≤m≤N-1)과 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)을 각각 생성하는 선행 및 후행 상관부;

첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성하는 선행 결합부;

첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성하는 후행 결합부; 및

상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 함수의 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 상기 국소 신호 생성부에 출력하는 수치 제어 발진기를 포함하고,

상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산일 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2) 또는 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)은 다음의 수학식

에 기초하여, 상기 수신 신호 B(t)를 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 N 개의 펄스 중 매 m 번째 (0≤m≤N-1) 펄스들의 중첩하여 얻은 N 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 경우에, 상기 N 개의 부분 수신 신호들의 각각을 자기 상관 연산하여 얻어지고,

여기서, P는 수신 신호 B(t)의 전력, T는 확산 코드의 주기, Tc는 칩 주기, j (0≤j≤T/Tc-1)는 m 번째 부분 수신 신호의 펄스열의 각각의 펄스를 지시하는 인덱스일 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은

각각의 부상관함수를 겹쳐놓고 보면 수직축을 중심으로 대칭의 형태가 되도록 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a) 는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 및 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)는

상기 선행 부상관함수 쌍과 후행 부상관함수 쌍을 각각 소거 연산하여,

높이가 2이고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 판별 함수는 상기 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있는지 여부를 판정할 수 있도록 선택될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 판별 함수 D(τ)는 다음 수학식

에 따라 정의될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값은,

상기 판별 함수 D(τ)의 제로크로싱(zerocrossing)이 검출되는 때의 위상 지연 τ의 값으로 결정될 수 있다.

본 발명의 다른 측면에 따른 BOC 신호 추적 방법은,

대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 BOC 신호 추적 방법으로서,

상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성하는 단계;

전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)의 자기 상관 연산을 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)(여기서, 0≤m≤N-1)과 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)을 각각 생성하는 단계;

첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성하는 단계;

첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성하는 단계; 및

상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 함수의 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 위상 지연 τ을 결정하는 단계를 포함하고,

에 기초하여 각각 생성될 수 있다.

높이가 2이고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 판별 함수 D(τ)는 다음 수학식

에 따라 정의될 수 있다.

본 발명의 또 다른 측면에 따른 상관함수 생성 방법은,

대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 데에 이용되는 상관함수의 생성 방법으로서,

상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하는 단계;

전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 상기 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하는 단계; 및

첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하는 단계를 포함하고,

일 실시예에 따라, 상기 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)는 다음의 수학식

일 실시예에 따라, 상기 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은,

제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 양의 범위(τ>0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 음의 범위(τ<0) 파형이 수직축에 대해 대칭이고, 제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 음의 범위(τ<0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 양의 범위(τ>0) 파형이 수직축에 대해 대칭이 되도록 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은, 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 중간상관함수 R₀(τ;a)는 다음 수학식

에 기초하여 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는 다음 수학식

에 기초하여 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는

R₀(τ;a) > S_m(τ)를 만족하는 a에 대해, 각각 높이가 2/N이고 폭은

인

의 첨두들을 중첩하여, 높이가 2이고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성될 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는

상기 부상관함수 쌍에 관하여, T₁(τ;a)의 절대값과 T₂(τ;a)의 절대값을 더한 파형에서 T₁(τ;a)과 T₂(τ;a)의 합의 절대값의 파형을 차감한 파형을 가질 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치는,

소정의 데이터를 BOC 변조한 수신 신호에 대해, 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 출력하는 주파수 오차 보정부;

코드 위상 지연 값에 따라 지연 보정된 국소 코드를 생성하는 국소 코드 생성부;

지연이 보정된 국소 코드와 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱하는 믹서;

상기 지연이 보정된 국소 신호와 상기 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 상관하여 얻은 상관 값이 상관함수의 주 첨두의 꼭지점에 위치하도록 하는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 상기 코드 위상 지연 값을 상기 국소 코드 생성부에 제공하는 지연 고정 루프;

추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수 보정 값을 반복적으로 산출하고, 상기 반송파 주파수 보정 값을 상기 주파수 오차 보정부에 제공하는 위상 고정 루프; 및

상기 지연이 보정된 국소 코드와 상기 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터 확산 데이터를 추출하는 데이터 추출부를 포함하고,

상기 지연 고정 루프는,

상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하고,

전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 상기 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하며,

첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하도록 동작하며,

일 실시예에 따라, 상기 BOC 수신 신호는 위성 항법 데이터를 탑재하고,

상기 데이터 추출부는 상기 위성 항법 데이터를 추출하며, 추출된 항법 데이터에 의해 의사거리를 추정하도록 동작할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따른 대역 확산 신호 수신 시스템은,

안테나에서 수신된 공간 무선 신호로부터 BOC 변조된 디지털 수신 신호를 출력하는 프론트엔드부;

출력된 디지털 수신 신호에 대해 지연 고정 루프를 이용하여 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하고, 위상 고정 루프를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 코드 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 탑재 데이터를 추출하는 기저 대역 처리부; 및

추출된 탑재 데이터에 기초하여 소정의 응용 기능을 수행하는 응용 기능 처리부를 포함하고,

상기 기저 대역 처리부는,

생성된 주상관함수에 기초하여 위상 지연 τ로부터 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하도록 동작하며,

상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 지연 고정 루프를 포함할 수 있다.

일 실시예에 따라, 상기 대역 확산 신호 수신 시스템은 위성 항법 신호 수신 시스템이고,

상기 기저 대역 처리부는 상기 탑재 데이터로부터 위성으로부터 위성 항법 신호 수신 시스템까지의 의사거리를 추출하며,

상기 응용 기능 처리부는 복수의 위성들에 대해 제공된 의사거리들에 기초하여 상기 위성 항법 신호 수신 시스템의 좌표를 산출하도록 동작할 수 있다.

본 발명의 부분상관함수에 기초한 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템에 따르면, 기존에 주 첨두에 인접한 주변 첨두만 제거되고 멀리 떨어진 주변 첨두들을 제거하지 못하거나, 또는 BOCsin(kn,n) 신호에만 적용가능하고 BOCcos(kn,n) 신호에는 적용하기 어려운 BOC 신호 추적 기법들의 단점을 해소하여 BOCsin(kn,n) 신호나 BOCcos(kn,n) 신호 모두에 적용할 수 있다.

본 발명의 부분상관함수에 기초한 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템에 따르면, 주변 첨두를 완전히 제거할 수 있을 뿐 아니라, 주 첨두의 폭과 높이도 조절할 수 있다.

본 발명의 부분상관함수에 기초한 BOC 상관함수 생성 방법, BOC 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템에 따르면, 주변 첨두를 제거할 수 있을 뿐 아니라, 주 첨두의 폭을 줄이면서 높이는 높일 수 있다.

본 발명의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역 신호 수신 시스템을 예시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 예시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치의 지연 고정 루프(DLL)를 예시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 BOC 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들(partial correlation functions)을 예시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 BOC 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 일부, 예를 들어 첫 부분상관함수와 마지막 부분상관함수를 조합하여 얻은 부상관함수 쌍을 예시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치에서 부상관함수들의 소거 연산을 통해 주 첨두만 남은 중간상관함수를 예시한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치에서 BOC 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들과 중간상관함수의 소거 연산 결과들의 합으로서 중첩된 주 첨두를 가지는 주상관함수를 얻는 과정을 예시한 도면이다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 주 첨두만 남은 주상관함수들을 예시한 도면들이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BOC 신호 추적 방법을 예시한 순서도이다.
도 11 및 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치 및 방법의 성능을 예시한 그래프들이다.

본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 대역 확산 신호 수신 시스템을 예시한 블록도이다.

도 1을 참조하면, 대역 확산 신호 수신 시스템(10)은 안테나, 프론트엔드부(Front end)(11), 기저 대역 처리부(12) 및 응용 기능 처리부(13)를 포함한다.

안테나에서 수신된 공간 무선 신호(SIS, signal in space)는 프론트엔드부(11)에서 주파수 동조(tuning), 하향 변환(down conversion), 필터링(filtering), 증폭(amplifying) 및 디지털 샘플링을 거쳐 디지털 수신 신호로 출력된다.

기저 대역 처리부(12)는 출력된 디지털 수신 신호에 대해 신호 상관 기법에 기초하여 신호 동기를 획득 및 추적하는 지연 고정 루프(DLL, delay lock loop)을 이용하여 코드 위상 지연(code delay)를 획득 및 추적하고, 페이딩(fading)이나 도플러 효과(doppler effect)를 보정하기 위해 위상 고정 루프(PLL, Phase lock loop)를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 신호 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 동기화된 데이터를 추출할 수 있다.

특히, 기저 대역 처리부(12)는 만약 동기화 데이터가 실린 디지털 수신 신호가 항법 위성으로부터 수신된 위성 항법 신호이고 동기화 데이터가 위성 항법 데이터라면, 위성 항법 데이터로부터 위성으로부터 대역 확산 신호 수신 시스템(10)까지의 의사거리(pseudorange)를 추가로 생성하여 출력할 수 있다.

나아가, 기저 대역 처리부(12)는 의사거리 외에도, 보정 수신 신호로부터 위상 측정 데이터, 위성 위치 데이터(almanac), 위성 클럭 정보(satellite clock information), 위성 궤도 데이터(ephemeris) 등을 추출할 수 있다.

여기서 본 발명에 따른 대역 확산 신호 수신 시스템(10)의 기저 대역 처리부(12)는, 아래에 설명될 바와 같이, 수신된 대역 확산 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들의 일부를 조합하여 생성되는 두 개의 부상관함수들(sub-correlation functions)을 이용하여 주변 첨두를 제거하고 주 첨두만 가지는 중간상관함수를 생성하고, 생성된 중간상관함수와 부분상관함수들의 소거 연산 및 결합을 통해 합성된 주 첨두만 가지는 주상관함수에 기초하여 코드 위상 지연을 정확히 획득 및 추적할 수 있다.

응용 기능 처리부(13)는 당해 대역 확산 신호 수신 시스템(10)의 목적에 따라 특정된 소정의 응용 기능을 수행할 수 있다.

예를 들어, 대역 확산 신호 수신 시스템(10)이 재난 방송 신호 수신 시스템이라면, 추출된 동기화된 데이터로부터 재난 경보 방송 데이터를 추출하고 사용자에게 적절한 재난 경보를 제공할 수 있다.

예를 들어, 대역 확산 신호 수신 시스템(10)이 위성 항법 신호 수신 시스템이라면, 응용 기능 처리부(13)는 복수의 위성들에 대해 제공된 의사거리들에 기초하여 수신 시스템(10)의 좌표와 움직임을 산출할 수 있다.

이 경우에, 예를 들어, 응용 기능 처리부(13)는 세 개의 위성에 대해 얻은 의사거리들로부터 수신 시스템(10)의 2차원 좌표를 산출하며, 적어도 네 개의 위성에 대해 얻은 의사거리들로부터 3차원 좌표를 산출할 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 예시한 블록도이다.

도 1의 대역 확산 신호 수신 시스템(10)의 기저 대역 처리부(12)는 도 2의 BOC 신호 추적 장치(20)와 같은 회로들을 이용하여 코드 위상 지연을 획득하고 추적할 수 있다.

도 2를 참조하면, BOC 신호 추적 장치(20)는 주파수 오차 보정부(21), 국소 코드(local code) 생성부(22), 믹서(23), 지연 고정 루프(DLL)(24), 위상 고정 루프(PLL)(25) 및 데이터 추출부(26)를 포함할 수 있다.

BOC 신호 추적 장치(20)가 BOC 변조된 대역 확산 신호를 수신하려면 예를 들어 항법 위성에서 PRN 코드로 변조된 대역 확산 신호가 수신 시스템(10)까지 도달하는 데에 시간이 필요하고, 또한 이동하는 동안 페이딩이나 또는 도플러 효과로 인해 반송파 주파수 오차가 일어나기 때문에, BOC 변조된 대역 확산 신호를 정확히 추적하고 복조하려면 코드 위상 지연 값과 반송파 주파수 오차를 알아내야 한다.

대역 확산 신호를 처음 수신할 때에는 이러한 코드 위상 지연 값과 주파수 오차 값을 알 수 없거나 부정확하게 추정할 수밖에 없기 때문에, 이와 같은 지연 고정 루프(24) 또는 위상 고정 루프(25)를 통해 각각 코드 위상 지연 값을 알아내거나 반송파 주파수를 보정하여야 한다.

먼저, 주파수 오차 보정부(21)는 BOC 변조된 대역 확산 신호에 대해 위상 고정 루프(25)에서 제공된 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 페이딩 또는 도플러 효과에 의한 주파수 오차를 보정한 보정 수신 신호를 출력한다. 최초에는 산출된 반송파 주파수 오차를 보정하기 위한 정보가 없기 때문에 디폴트 값이 적용되거나 과거의 추정치가 적용될 수 있다.

국소 코드 생성부(22)는 지연 고정 루프(24)에서 산출된 코드 위상 지연 값에 따라 지연이 보정된 국소 코드를 생성한다. 최초에는 산출된 코드 위상 지연 값이 없기 때문에 디폴트 값이 적용되거나 과거의 추정치가 적용될 수 있다.

믹서(23)는 지연 보정된 국소 코드와 주파수 편이가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱한다.

지연 고정 루프(24)는 보정 수신 신호와 소정의 코드 위상 지연 값에 따라 지연된 수신 신호에 관하여 소정의 상관 연산을 처리하여 얻은 상관 값이 주상관함수의 주 첨두에 위치하도록 만드는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 코드 위상 지연 값을 국소 코드 생성부(22)에 제공한다.

좀더 구체적으로, 지연 고정 루프(24)는 아래에서 좀더 상세하게 설명되겠지만, 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 일부의 조합으로부터 부상관함수들을 얻고, 부상관함수들의 소정의 소거 연산으로 중간상관함수를 얻으며, 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들의 각각과 중간상관함수의 소거 연산 결과들의 합으로서 중첩된 주 첨두를 가지는 주상관함수를 획득할 수 있다.

여기서, 소거 연산은, 수학식 5와 관련하여 후술하듯이, 본 발명의 명세서 전반에 걸쳐, 어떤 실수 x, y가 xy≤0이면, |x|+|y|-|x-y|=0 이고, xy>0이면, |x|+|y|-|x-y|>0인 대수학적 관계식에 관한 연산을 의미한다.

본 발명에 따른 주상관함수는 주 첨두를 제외한 주변 첨두들이 모두 제거되고, 주 첨두의 형상 중에서도 특히 추적 성능을 결정하는 첨두의 기울기를 조절할 수 있어서, 추적 성능을 향상시킬 수 있다.

위상 고정 루프(25)는 추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수를 반복적으로 보정하고, 반송파 주파수 보정 값을 주파수 오차 보정부(21)에 제공한다.

데이터 추출부(26)는, 보정 수신 신호가 적절하게 획득(aquisition)되어 추적(tracking)된 이후부터는, 지연이 보정된 국소 코드와 주파수 편이가 보정된 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터, 예를 들어 위성 측에서 PRN 코드로 변조된 위성 항법 데이터와 같은 동기화된 데이터를 정확하게 추출할 수 있다.

나아가, 데이터 추출부(26)는 추출된 위성 항법 데이터에 의해 위성까지의 의사거리를 추정할 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치의 지연 고정 루프(DLL)를 예시한 블록도이다.

지연 고정 루프(24)는 구체적으로 국소 신호 생성부(31), 선행 및 후행 믹서(32a, 32b), 선행 및 후행 상관부(33a, 33b), 선행 및 후행 결합부(34a, 34b), 판별기 믹서(35), 루프 필터(loop filter)(36) 및 수치 제어 발진기(Numerical control oscillator, NCO)(37)를 포함한다.

종래에 BOC 신호 추적 장치는 BOC 신호의 확산 코드 및 그 동기를 획득하기 위해 국소 신호 생성부에서 사전에(a priori) 알고 있는 확산 코드를 출력하여 수신 신호와 상관 연산하고, 획득 이후에 코드 위상 지연을 추적하기 위해서는 수신 신호를 자기상관하여 상관 값이 가장 큰 주 첨두를 보이는 유사 랜덤 잡음 코드 및 코드 지연 위상을 찾는다.

종래에 BOC 신호 추적 장치는 BOC 신호의 확산 코드 및 그 동기를 획득하는 단계에서는 국소 코드 생성부에서 사전에(a priori) 알고 있는 확산 코드를 출력하여 수신 신호와 상관 연산하여 확산 코드 및 그 동기를 획득하고, 획득 이후에 코드 위상 지연을 추적하는 단계에서는 국소 코드 생성부에서 지연된 수신 신호를 출력하여 수신 신호와 자기상관하여 상관 값이 가장 큰 주 첨두를 보이는 코드 지연 위상을 찾는다.

상술하였듯이, BOC 신호의 자기상관함수는 복수의 주변 첨두들을 가지는데, 이를 해결하기 위해, 본 발명의 선행 및 후행 결합부(34a, 34b)는, 수신 신호의 자기상관함수를 그대로 이용하는 대신에, 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 일부의 조합으로부터 부상관함수들을 얻고, 부상관함수들의 소정의 소거 연산으로 중간상관함수를 얻으며, 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들의 각각과 중간상관함수의 소거 연산 결과들의 합을 중첩하여 주 첨두만 가지는 주상관함수를 제공할 수 있다.

여기서, 자기 상관 연산이란, 어느 한 신호 X(t)에 대해 이 신호 X(t)의 지연 시간 τ을 조금씩 변경해가면서 샘플링한 신호 X(t+τ)와 신호 X(t)를 곱하는 연산이다. 통상적으로, 신호 X(t)가 특정 패턴을 반복할 때에, X(t)와 X(t+τ)의 자기 상관 값은 τ가 패턴의 주기와 같을 때에 확연히 크게 나타나고, 그렇지 않으면 작게 나타나기 때문에(즉 상관함수가 첨두 모양으로 나타나기 때문에), 자기 상관 연산의 결과가 가장 크게 나타나는 시간 지연을 찾으면 그 시간 지연 값 τ이 곧 신호 X(t)의 주기이다.

만약 신호 X(t)가 동기화된 신호의 시작을 알리는 프리엠블(preamble)이라면 자기 상관 연산으로 신호 동기를 대략적으로(coarsely) 획득(acquisition)할 수 있다.

나아가, 신호 동기를 획득한 다음에는, 자기 상관 연산을 통해 좀더 세밀하게(finely) 신호 동기를 추적(tracking)할 수 있다.

또한 통상적으로 상관함수의 첨두의 꼭지점을 추적하는 판별법에는 몇 가지 기법이 있는데, 예를 들어, 현재 적용된 지연 시간에 따른 현재 상관(Prompt correlation)과 그보다 선행 및 후행하는 선행 상관(Early correlation) 및 후행 상관(Late correlation)의 값들의 변화 양상을 이용하는 기법이 있다.

예를 들어, 만약 상관 값이 선행 상관, 현재 상관 및 후행 상관 순서로 나타나거나 또는 그 역순이라면 현재 상관은 첨두의 경사 부분에 있는 것이라고 볼 수 있다. 만약, 현재 상관의 상관 값이 가장 크고 선행 상관 및 후행 상관은 그보다 작다면, 현재 상관이 첨두의 꼭지점 근처에 있음을 의미한다.

일반적으로 BOC 변조된 수신 신호들, 즉 BOCsin(kn,n) 및 BOCcos(kn,n) 신호를 B(t)라고 하면, B(t)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, P는 BOC 변조 신호의 전력, b_i∈{-1,1}는 주기가 T인 예를 들어 PRN 코드와 같은 확산 코드의 i번째 칩(chip), T_c는 확산 코드의 칩의 주기,

는 [0, T_c]에 존재하는 단위 구형파, d_i(t)는 항법 데이터, c_i(t)는 BOC 변조를 위한 i 번째 부반송파(sub-carrier)를 나타낸다.

이때, 설명의 편의를 위해, 일반적으로 위성 항법 시스템에서 동기화를 위한 별도의 파일럿 채널을 제공하는 점을 고려하여 실질적으로 유의미한 데이터가 존재하지 않는, d(t)=1로 가정하고 아래에서 설명을 전개함에 유의한다.

c_i(t)는 i 번째 부반송파로서, PRN 코드의 칩 하나 안에 N 개의 구형 펄스가 존재하므로, 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서 e_m∈{-1, 1}은 m 번째 구형 펄스의 부호(sign)이고, T_s=T_c/N으로서 구형 펄스의 주기를 가리킨다.

BOCsin(kn,n) 신호에서는 i번째 부반송파 c_i(t)에 대해 N과 e_m이 각각 2k, (-1)^2ki+l이다. 즉, BOCsin(kn,n) 신호에서는 i번째 부반송파 c_i(t)는 각 펄스들의 부호가 (-1)^2ki+l로 결정되는 펄스들이 2k개가 연속되는 펄스열과 같다고 보고 이후의 절차들이 전개될 수 있다. T_s는 1/(2kn*1.023MHz)이다.

BOCcos(kn,n) 신호에서는 i번째 부반송파 c_i(t)에 대해 N과 e_m이 각각 4k,

라고 할 수 있다. 여기서

는 천장 함수(ceiling function)으로서, x보다 작지 않은 가장 큰 정수를 가리킨다. T_s는 1/(4kn*1.023MHz)이다.

만약 c_m(t) = e_mr_Ts(t-iT_c-lT_s)라고 정의하면, c_i(t)를 구성하는 각각의 펄스를 c_m(t)라고 표시할 수 있다.

통상적으로, BOC 변조된 수신 신호 B(t)를 PRN 코드와 상관하여 얻은 상관 함수는 주 첨두에 다수의 주변 첨두들이 톱니처럼 나타나기 때문에, 주 첨두 대신에 주변 첨두 중 어느 하나에서 획득 및 추적이 일어나는 문제가 있고, 이를 모호성(ambiguity)라고 한다.

본 발명에서는 모호성을 해결하기 위해, 주 첨두만 남고 주변 첨두가 제거된 상관함수를 생성하며, 이를 위해 먼저 수신 신호 B(t)를 자기 상관 연산한다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 BOC 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들(partial correlation functions)을 예시한다.

먼저, BOC 수신 신호의 정규화된 자기상관함수 R(τ)는 다음 수학식 3과 같이 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)의 중첩으로 표현될 수 있다.

여기서, P는 수신 신호 B(t)의 전력(power)이고, T는 의사 잡음 코드의 주기이다. 의사 잡음 코드의 칩에서 +1 또는 -1의 부호가 동일한 확률 분포로 나타난다고 가정하고, 또한 의사 잡음 코드의 주기 T는 칩 주기 Tc보다 훨씬 크다고 할 수 있다.

따라서, 수신 신호 B(t)는 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 N 개의 펄스 중 매 m (0≤m≤N-1) 번째 펄스들의 중첩하여 얻은 N 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 수 있다. 하나의 부분 수신 신호의 펄스열은 수신 신호에 포함된 칩의 개수 T/Tc와 같은 수의 펄스들로 구성되고, 수학식 3에서 m 번째 부분 수신 신호의 펄스열의 각각의 펄스는 j (0≤j≤T/Tc-1)로 지시된다.

말하자면, 첫 번째 부분 수신 신호는 각 칩의 첫 번째(m=0) 펄스 위치에 있는 펄스로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이고, 두 번째 부분 수신 신호는 각 칩의 두 번째(m=1) 펄스 위치에 있는 펄스로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이다. N 번째, 즉 마지막 부분 수신 신호는 각 칩의 마지막 (m=N-1) 펄스 위치에 있는 펄스로 이루어진 T/Tc 길이의 펄스열이다.

이에 따라, 자기상관함수 R(τ)는, 수신 신호 B(t)의 매 펄스 위치의 펄스들로 이루어진 부분 수신 신호들의 자기 상관 함수들, 즉 N 개의 부분상관함수들의 중첩으로 표현될 수 있다. 수학식 3에서 S_m(τ)가 이러한 N 개의 부분상관함수들 중 m 번째 부분상관함수이다.

도 4에서, 일반적인 BOCsin(kn,n) 신호에 대한 각각의 부분상관함수들 S_m(τ)은 N 개의 톱니 모양의 첨두들이 연속하는 형태를 가지는데, m의 값이 커질수록 첨두 성분이 존재하기 시작하는 위치 및 첨두 성분이 사라지는 위치가 좌측으로 점진적으로 이동하는 경향을 보이는 것을 알 수 있다.

이때, N 개의 부분상관함수들 중에 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)는 중앙과 우측에 첨두 성분이 있고 좌측에 주변 첨두 성분이 없으며, 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)은 중앙과 좌측에 첨두 성분이 있고 우측에 주변 첨두 성분이 없다는 것을 알 수 있다.

따라서 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)과 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)을 조합하면, 주변 첨두들이 제거되면서 주 첨두만 남는 어떤 상관함수를 얻을 수 있다. 하지만, 이러한 조합 자체에 의한 상관함수의 주 첨두는 폭과 크기가 고정되어 있기 때문에 유용성이 적으며, 본 발명에서는 이용하지 않는다.

대신에, 본 발명의 발명자는 주 첨두의 폭과 크기를 조절할 수 있도록 하기 위해, 다음의 수학식 4와 같이, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)과 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)의 각각에 주 첨두 형상 파라미터 a에 기초한 제1 스케일링 가중치

또는 제2 스케일링 가중치

중 어느 하나를 각각 곱한 다음에 차감하여 얻는, 새로운 부상관함수 쌍(sub-correlation functions) T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)을 고안하였다.

이러한 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은 각각의 부상관함수를 겹쳐놓고 보면 수직축을 중심으로 서로 대칭의 형태를 보이므로, 그러한 부상관함수 쌍을 소거 연산하면 주변 첨두를 제거하고 주 첨두만 남길 수 있다.

구체적으로, 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은 제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 양의 범위(τ>0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 음의 범위(τ<0) 파형이 수직축에 대해 대칭이고, 제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 음의 범위(τ<0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 양의 범위(τ>0) 파형이 수직축에 대해 대칭이다.

부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)의 예시적인 형상을 설명하기 위해 도 5를 참조하면, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 BOC 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들 중 일부, 예를 들어 첫 부분상관함수와 마지막 부분상관함수를 조합하여 얻은 부상관함수 쌍을 예시한 도면이다.

도 5에서, 만약 수신 신호 B(t)가 BOCsin(kn,n)이면, 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은 각각 복수의 첨두들을 가지는 톱니 모양의 파형을 보이는데, 특히, 부상관함수 T₁(τ;a)의 중앙의 첨두에서 제로크로싱은

에서 일어나고, 부상관함수 T₂(τ;a)의 중앙의 첨두에서 제로크로싱은

에서 일어난다.

이와 유사하게, 만약 수신 신호 B(t)가 BOCcos(kn,n)일 때에도, 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은 각각 중앙의 첨두를 제외하면 잘린(truncated) 형태의 첨두들을 가지는 톱니 모양의 파형을 보이는데, 마찬가지로, 부상관함수 T₁(τ;a)의 중앙의 첨두에서 제로크로싱은

에서 일어난다.

부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은 주 첨두의 후보 위치인 수직축에서 제로크로싱하는 위치까지의 범위에서 T₁(τ;a)×T₂(τ;a)>0이며, 어떤 실수 x, y가 xy>0이면, |x|+|y|-|x-y|>0이고, xy≤0이면, |x|+|y|-|x-y|=0인 대수학적 관계식을 이용하여, 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)을 소거 연산함으로써, 주 첨두로 남길 중앙의 첨두 조각들을 제외한 나머지 파형들을 제거할 수 있다.

부상관함수 쌍의 소거 연산에 의해 주 첨두만 남기고 주변 파형들이 제거된 상관함수를 중간상관함수(intermediate correlation function)라고 할 때, 중간상관함수 R₀(τ;a)는 다음 수학식 5와 같이 얻어질 수 있다.

수학식 5에 따른 중간상관함수 R₀(τ;a)의 파형을 설명하기 위해 도 6을 참조하면, 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치에서 부상관함수들의 소거 연산을 통해 주 첨두만 남은 중간상관함수를 예시한 도면이다.

도 6에서, 수학식 5에 따른 중간상관함수 R₀(τ;a)는 그 자체로 주 첨두만 가지는 파형을 가지므로 BOC 신호 추적을 위한 상관함수로 유용성이 있다. 다만, BOC 신호 추적 성능은 일반적으로 상관함수의 주 첨두가 뾰족할수록 여러 측면에서 바람직하다고 말할 수 있는데, 다시 말해 첨두 경사면의 기울기의 절대값은 추적 성능을 향상하는 데에 매우 중요하다.

중간상관함수 R₀(τ;a)는 주 첨두의 높이가

이고 폭은

이기 때문에 a가 커지면 폭은 좁아지지만 높이도 낮아지기 때문에 기울기의 절대값을 증가시키기 어렵다.

한편, 중간상관함수 R₀(τ;a)를 단순히 스케일링하여 주 첨두의 높이만 증가시키면 잡음 성분도 함께 증가하므로 주 첨두를 뾰족하게 하더라도 성능 향상에 이점이 없다.

이에 따라, 본 발명은 폭이 좁아질 때 높이가 낮아지지 않는 최종적인 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 다음 수학식 6과 같이 제안한다.

수학식 6에 따르면, 주상관함수 R_proposed(τ;a)는 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩한 파형으로 정의된다.

다시 말해, 어떤 실수 x, y가 xy≤0이면 |x|+|y|-|x-y|=0 인 대수학적 관계식인 소거 연산을 이용하는데, 따라서 R₀(τ;a)×S_m(τ)>0인 범위의 파형들은 소거되지 않고 남으며, 남은 파형들을 중첩하면 주상관함수 R_proposed(τ;a)가 얻어진다.

주상관함수 R_proposed(τ;a)는 수학식 6과 같은 과정을 거침으로써, 중간상관함수 R₀(τ;a)에 비해, 잡음 성분을 증가시키지 않고 신호 추적 성능을 향상시킬 수 있다.

주상관함수 R_proposed(τ;a)가 얻어지는 과정을 예시하기 위해 도 7을 참조하면, 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치에서 수신 신호의 자기상관함수를 구성하는 부분상관함수들과 중간상관함수의 소거 연산의 결과들의 합으로서 중첩된 주 첨두를 가지는 주상관함수를 얻는 과정을 예시한 도면이다.

도 7에서, R₀(τ;a)×S_m(τ)≤0인 범위는 중간상관함수 R₀(τ;a)가 0인 범위라고 할 수 있고, 이 범위에서

은 모두 0이다.

반면에, R₀(τ;a)×S_m(τ)>0인 범위는 중간상관함수 R₀(τ;a)의 주 첨두 범위라고 할 수 있고, 이 범위에서

는 각각 R₀(τ;a) > S_m(τ)인 a에 대해서는 2S_m(τ)이므로, 높이가 2/N이고 폭은

인 첨두들이다. 다만 경우에 따라, 이 첨두들은 삼각형처럼 보이지만 실제로는 삼각형에 가까운 다각형일 수도 있다.

수학식 6에 따라 0≤m≤N-1에서

의 N 개의 파형들을 모두 중첩하면 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 얻을 수 있다.

이에 따라, 주상관함수 R_proposed(τ;a)는 높이가 2로 고정되고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가지도록 생성된다. 다만, 경우에 따라, 주 첨두는 삼각형처럼 보이지만 실제로는 삼각형에 가까운 다각형일 수도 있다

이러한 주상관함수 R_proposed(τ;a)는 주변 첨두들이 모두 제거되고 주 첨두만 남은 파형일 뿐 아니라, 주 첨두 형상 파라미터 a에 따라 높이는 영향을 받지 않고 폭을 원하는 대로 조절할 수 있으므로, 주 첨두의 경사면의 기울기를, 나아가 신호 추적 성능을 향상시킬 수 있다.

도 8 및 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치를 위한 주 첨두만 남은 주상관함수들을 예시한 도면들이다.

도 8 및 도 9에서, 각각 BOCsin(kn,n) 신호 및 BOCcos(kn,n) 신호에 대해, 각각 k=1 및 k=2일 때에, 종래의 자기상관함수와 본 발명에서 제안된 주상관함수들의 파형을 비교한다.

원래의 BOC 수신 신호 B(t)의 자기상관함수는 주 첨두뿐 아니라 주변 첨두들을 가진다.

반면에 본 발명에서 제안된, 주 첨두 형상 파라미터 a에 따라 폭이 조절되는 첨두 형상을 가지는 주상관함수들은 주변 첨두가 모두 사라지고 주 첨두만 남는다.

또한, 도 8 및 도 9에서, k=1 일 때와 k=2일 때에, 종래의 자기상관함수들 및 본 발명에서 제안되는 주상관함수들의 각각의 주 첨두의 폭은 큰 차이를 가지지는 않지만, 종래의 자기상관함수들의 주 첨두의 높이가 1인 반면에, 본 발명에서 제안된 주상관함수들의 주 첨두의 높이는 2이다.

따라서, 본 발명에서 제안되는 주상관함수들은 주 첨두 형상 파라미터 a의 값에 따라 높이는 고정된 상태로 주 첨두의 형상과 기울기를 원하는 만큼 조절할 수 있다. 특히 주 첨두 형상 파라미터 a의 값을 증가시키면 좀더 첨예한 주 첨두를 얻을 수 있고 좀더 높은 신호 추적 성능을 얻을 수 있다.

다시 도 3으로 돌아가서, 이러한 주상관함수를 이용하는 지연 고정 루프(24)를 좀더 구체적으로 설명한다.

통상적으로 지연 고정 루프는 원하는 지연 값을 중심으로 선행하는 선행(Early) 지연 값과 후행하는 후행(Late) 지연 값이 각각 적용된 두 개의 상관 값들을 기초로, 지연 값을 조금씩 변경하면서 루프를 구동하는 동안 선행 지연 값 및 후행 지연 값에 따른 두 상관 값들이 주 첨두의 꼭지점을 지났는지 판별한다.

좀더 예시적으로는, 예를 들어 코드 위상 지연 값을 -1 chip에서 +1 chip 까지 조금씩 변경할 경우에, 현재 지연 값보다 좀더 큰 선행 지연 값을 가지는 선행 지연 수신 신호에 의한 선행 상관 값은 현재 지연 값보다 좀더 작은 후행 지연 값을 가지는 후행 지연 수신 신호에 의한 후행 상관 값에 비해 좀더 빨리 주 첨두의 왼쪽 경사에 도달하고 좀더 빨리 꼭지점을 넘어간다.

만약 선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이를 추적한다면, 그 차이는 선행 상관 값이 주 첨두의 왼쪽 경사에 있을 때 꾸준히 양의 값을 가지다가, 선행 상관 값이 꼭지점을 넘어갈 때부터 점점 줄어들며, 선행 상관 값과 후행 상관 값이 꼭지점을 사이에 두고 대칭인 점에 있을 때에는 0이 될 것이고, 선행 상관 값이 주 첨두의 오른쪽 경사로 더 내려가면 음의 값을 갖게 될 것이다.

이러한 관찰에 의해, 선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이가 0을 지나는, 즉 제로크로싱하는 점에서 현재 상관 값이 꼭지점에 이르게 된다고 말할 수 있다.

선행 상관 값과 후행 상관 값의 차이와 같이, 현재 상관 값의 상태를 판별할 수 있는 판별 함수를 통상적으로 판별기(discriminator)라고 하며, 판별기를 위한 판별 함수는 다양하게 고안될 수 있지만, 예시적으로 수학식 7과 같은 판별 함수 D(τ)가 이용될 수 있다.

여기서 Δ는 선행 지연 값과 후행 지연 값의 차이이다.

즉, 이러한 판별 함수에 의해 선행 주상관함수의 결과의 제곱에서 후행 주상관함수의 결과의 제곱을 뺀 값의 변화를 추적하다가, 제로크로싱이 감지되면, 그 지연 값에서 주상관함수가 주 첨두의 꼭지점에 도달하였다고 판정할 수 있다.

이어서, 지금까지의 논의에 기초하여 지연 고정 루프(24)의 동작을 설명한다.

먼저, 국소 신호 생성부(31)는 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 수치 제어 발진기(37)가 제공하는 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성하여, 각각 선행 및 후행 믹서(32a, 32b)에 제공한다.

선행 및 후행 믹서(32a, 32b)는 수신 신호 B(t)에 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 곱한 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들을 선행 및 후행 상관부(33a, 33b)에 각각 출력한다.

선행 및 후행 상관부(33a, 33b)는 전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 수학식 3과 같이 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S₀(τ+Δ/2), S₁(τ+Δ/2), …, S_N-2(τ+Δ/2), S_N-1(τ+Δ/2)과 후행 부분상관함수들 S₀(τ-Δ/2), S₁(τ-Δ/2), …, S_N-2(τ-Δ/2), S_N-1(τ-Δ/2)을 각각 생성한다.

선행 결합부(34a)는, 첫 번째와 마지막 선행 부분상관함수들 S₀(τ+Δ/2) 및 S_N-1(τ+Δ/2)를 수학식 4와 같이 주어진 주 첨두 형상 파라미터 a를 기초로 조합하여 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 수학식 5와 같이 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 수학식 6과 같이 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성한다.

후행 결합부(34b)는 첫 번째와 마지막 후행 부분상관함수들 S₀(τ-Δ/2) 및 S_N-1(τ-Δ/2)를 수학식 4와 같이 주어진 주 첨두 형상 파라미터 a를 기초로 조합하여 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 수학식 5와 같이 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 수학식 6과 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성한다.

선행 및 후행 주상관함수들 R_proposed(τ+Δ/2;a) 및 R_proposed(τ-Δ/2;a)는 각각 높이가 2로 고정되고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가진다.

판별기 믹서(35)는 예를 들어 수학식 7과 같은 소정의 판별 함수에 따라 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)의 제곱에서 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)의 제곱을 뺀 판별 출력 값을 출력한다.

루프 필터(36)는 판별기 믹서(35)의 판별 출력의 노이즈 성분을 필터링할 수 있다.

수치 제어 발진기(37)는 필터링된 판별 출력에 기초하여, 수신 신호에 대한 지연 수신 신호의 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 국소 신호 생성부(31)에 출력한다.

예를 들어, 수치 제어 발진기(37)는 판별 출력이 소정의 문턱값보다 큰 양의 값이면, 선행 상관 값이 후행 상관 값보다 더 크다는 것이고, 주상관함수의 주 첨두의 형상에 비추어 볼 때 적용된 위상 지연 τ이 주 첨두의 꼭지점에 상응하는 위상 지연보다 작다는 의미이므로, 위상 지연 τ을 소정 간격만큼 증가시켜서 국소 신호 생성부(31)에 출력할 수 있다.

나아가, 수치 제어 발진기(37)는 만약 필터링된 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있다고 판정되면, 그때의 위상 지연 τ의 값을 코드 위상 지연 값으로서 국소 코드 생성부(22)에 출력한다.

도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BOC 신호 추적 방법을 예시한 순서도이다.

단계(S101)에서, 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성한다.

단계(S102)에서, 수신 신호 B(t)에 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 곱한 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들을 각각 출력한다.

단계(S103)에서, 전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 선행 및 후행 믹싱 신호 쌍들의 자기 상관 연산을 수학식 3과 같이 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S₀(τ+Δ/2), S₁(τ+Δ/2), …, S_N-2(τ+Δ/2), S_N-1(τ+Δ/2)과 후행 부분상관함수들 S₀(τ-Δ/2), S₁(τ-Δ/2), …, S_N-2(τ-Δ/2), S_N-1(τ-Δ/2)을 각각 생성한다.

단계(S104)에서, 첫 번째와 마지막 선행 부분상관함수들 S₀(τ+Δ/2) 및 S_N-1(τ+Δ/2)를 수학식 4와 같이 주어진 주 첨두 형상 파라미터 a를 기초로 조합하여 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 수학식 5와 같이 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 수학식 6과 같이 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성하며, 또한 첫 번째와 마지막 후행 부분상관함수들 S₀(τ-Δ/2) 및 S_N-1(τ-Δ/2)를 수학식 4와 같이 주어진 주 첨두 형상 파라미터 a를 기초로 조합하여 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 수학식 5와 같이 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 수학식 6과 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성한다.

제안되는 선행 및 후행 주상관함수들 R_proposed(τ+Δ/2;a) 및 R_proposed(τ-Δ/2;a)는 각각 높이가 2로 고정되고 밑변의 폭은

인 주 첨두를 가진다.

단계(S105)에서, 수학식 7과 같은 판별 함수에 따라 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)의 제곱에서 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)의 제곱을 뺀 판별 출력 값을 출력한다.

선택적 단계(S106)에서 판별 출력의 노이즈 성분을 필터링할 수 있다.

단계(S107)에서, 필터링된 판별 출력에 기초하여, 수신 신호에 대한 지연 수신 신호의 위상 지연 τ을 결정할 수 있다.

나아가, 단계(S108)에서, 만약 필터링된 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있다고 판정되면, 그때의 위상 지연 τ의 값을 코드 위상 지연 값으로서 출력한다.

도 11 및 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 BOC 신호 추적 장치 및 방법의 성능을 예시한 그래프들이다.

도 11을 참조하면, BOCsin(kn,n) 신호에 대해, k=1일 때와 k=2일 때에, 각각 비특허문헌 항목에서 소개한 종래의 BOC 신호 추적 기법들, 즉 비특허문헌 항목에 소개된 [1](기존발명 1) 및 [2](기존발명 2)와 본 발명의 제안된 새로운 주상관함수를 이용한 기법을 비교하기 위해, 각각의 방식들에서 반송파 대 잡음비(CNR, Carrier-to-noise ratio)에 대한 추적 오차 표준 편차(TESD, Tracking Error Standard Deviation)의 그래프가 나타나 있다.

본 발명의 제안된 방식에서 주 첨두 형상 파라미터 a는 0.1, 0.2, 0.3 및 0.4로 주어진다.

k=1 및 k=2일 때에, 모든 주 첨두 형상 파라미터 a 값들에 관하여, 본 발명의 방식은 자기상관함수 기법에 비해 우수한 결과를 보였다.

k=1일 때에는, 주 첨두 형상 파라미터 a가 0.4 이상이면 종래의 BOC 신호 추적 기법들에 비해 모두 우수하다고 나타났고, a 값이 0.4 미만인 경우에는 비슷하거나 부분적으로 우수한 결과를 보였다.

k=2일 때에는, 주 첨두 형상 파라미터 a가 0.3 이상이면 종래의 BOC 신호 추적 기법들에 비해 모두 우수하다고 나타났고, a 값이 0.3 미만인 경우에는 비슷하거나 부분적으로 우수한 결과를 보였다.

또한 도 12를 참조하면, BOCcos(kn,n) 신호에 대해, k=1일 때와 k=2일 때에, 각각 비특허문헌 항목에서 소개한 종래의 BOC 신호 추적 기법들 중 BOCcos(kn,n) 신호에 적용가능한 기법들, 즉 비특허문헌 항목에 소개된 [1](기존발명 2) 및 [2](기존발명 3)와, 본 발명의 제안된 새로운 주상관함수를 이용한 기법을 비교하기 위해, 각각의 방식들에서 반송파 대 잡음비에 대한 추적 오차 표준 편차의 그래프가 나타나 있다.

k=1일 때에는, 주 첨두 형상 파라미터 a가 0.3 이상이면 종래의 BOC 신호 추적 기법들에 비해 모두 우수하다고 나타났고, a 값이 0.3 미만인 경우에는 비슷하거나 부분적으로 우수한 결과를 보였다.

k=2일 때에는, 주 첨두 형상 파라미터 a가 0.2 이상이면 종래의 BOC 신호 추적 기법들에 비해 모두 우수하다고 나타났고, a 값이 0.2 미만인 경우에는 비슷하거나 부분적으로 우수한 결과를 보였다.

본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.

또한, 본 발명에 따른 장치는 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 기록매체의 예로는 ROM, RAM, 광학 디스크, 자기 테이프, 플로피 디스크, 하드 디스크, 비휘발성 메모리 등을 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

10 대역 확산 신호 수신 시스템
11 프론트엔드부
12 기저 대역 처리부
13 응용 기능 처리부
20 BOC 신호 추적 장치
21 주파수 오차 보정부
22 국소 코드 생성부
23 믹서
24 지연 고정 루프(DLL)
25 위상 고정 루프(PLL)
26 데이터 추출부
31 국소 신호 생성부
32a, 32b 선행 및 후행 믹서
33a, 33b 선행 및 후행 상관부
34a, 34b 선행 및 후행 결합부
35 판별기 믹서
36 루프 필터
37 수치 제어 발진기(NCO)

Claims

대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 지연 고정 루프로서,
상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성하는 국소 신호 생성부;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)의 자기 상관 연산을 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)(여기서, 0≤m≤N-1)과 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)을 각각 생성하는 선행 및 후행 상관부;
첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성하는 선행 결합부;
첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성하는 후행 결합부; 및
상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 함수의 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 위상 지연 τ을 결정하고, 결정된 위상 지연 τ을 상기 국소 신호 생성부에 출력하는 수치 제어 발진기를 포함하고,
상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2) 또는 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)은 다음의 수학식

에 기초하여, 상기 수신 신호 B(t)를 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 N 개의 펄스 중 매 m 번째 (0≤m≤N-1) 펄스들의 중첩하여 얻은 N 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 경우에, 상기 N 개의 부분 수신 신호들의 각각을 자기 상관 연산하여 얻어지고,
여기서, P는 수신 신호 B(t)의 전력, T는 확산 코드의 주기, Tc는 칩 주기, j (0≤j≤T/Tc-1)는 m 번째 부분 수신 신호의 펄스열의 각각의 펄스를 지시하는 인덱스인 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은
각각의 부상관함수를 겹쳐놓고 보면 수직축을 중심으로 대칭의 형태가 되도록 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a) 는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 6에 있어서, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 및 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)는
상기 선행 부상관함수 쌍과 후행 부상관함수 쌍을 각각 소거 연산하여,
높이가 2이고 밑변의 폭은
인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 1에 있어서, 상기 판별 함수는 상기 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있는지 여부를 판정할 수 있도록 선택되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 8에 있어서, 상기 판별 함수 D(τ)는 다음 수학식

에 따라 정의되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
청구항 9에 있어서, 상기 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값은,
상기 판별 함수 D(τ)의 제로크로싱(zerocrossing)이 검출되는 때의 위상 지연 τ의 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 지연 고정 루프.
대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 BOC 신호 추적 방법으로서,
상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ 및 지연 값 차이 Δ에 따라 각각 선행 및 후행 지연된 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)를 각각 생성하는 단계;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 선행 및 후행 지연 수신 신호 쌍 B(t+τ+Δ/2) 및 B(t+τ-Δ/2)의 자기 상관 연산을 각각 수행하여 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)(여기서, 0≤m≤N-1)과 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)을 각각 생성하는 단계;
첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 선행 부분상관함수 S₀(τ+Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 선행 부분상관함수 S_N-1(τ+Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)를 얻고, 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a)와 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a)를 생성하는 단계;
첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 후행 부분상관함수 S₀(τ-Δ/2)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 후행 부분상관함수 S_N-1(τ-Δ/2)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)를 얻고, 같이 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)와 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)를 생성하는 단계; 및
상기 선행 주상관함수 및 후행 주상관함수의 값들에 기초한 판별 함수의 판별 출력에 기초하여, 상기 수신 신호에 대한 위상 지연 τ을 결정하는 단계를 포함하고,
상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 N 개의 선행 부분상관함수들 S_m(τ+Δ/2) 또는 후행 부분상관함수들 S_m(τ-Δ/2)은 다음의 수학식

에 기초하여, 상기 수신 신호 B(t)를 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 N 개의 펄스 중 매 m 번째 (0≤m≤N-1) 펄스들의 중첩하여 얻은 N 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 경우에, 상기 N 개의 부분 수신 신호들의 각각을 자기 상관 연산하여 얻어지고,
여기서, P는 수신 신호 B(t)의 전력, T는 확산 코드의 주기, Tc는 칩 주기, j (0≤j≤T/Tc-1)는 m 번째 부분 수신 신호의 펄스열의 각각의 펄스를 지시하는 인덱스인 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은
각각의 부상관함수를 겹쳐놓고 보면 수직축을 중심으로 대칭의 형태가 되도록 생성되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 선행 부상관함수 쌍 T₁(τ+Δ/2;a) 및 T₂(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 부상관함수 쌍 T₁(τ-Δ/2;a) 및 T₂(τ-Δ/2;a)은 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 선행 중간상관함수 R₀(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 중간상관함수 R₀(τ-Δ/2;a)는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 또는 상기 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a) 는 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 16에 있어서, 상기 선행 주상관함수 R_proposed(τ+Δ/2;a) 및 후행 주상관함수 R_proposed(τ-Δ/2;a)는
상기 선행 부상관함수 쌍과 후행 부상관함수 쌍을 각각 소거 연산하여,
높이가 2이고 밑변의 폭은
인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 11에 있어서, 상기 판별 함수는 상기 판별 출력에 기초하여 위상 지연 τ에 따른 주상관함수 값이 주 첨두의 꼭지점에 있는지 여부를 판정할 수 있도록 선택되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 18에 있어서, 상기 판별 함수 D(τ)는 다음 수학식

에 따라 정의되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
청구항 19에 있어서, 상기 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값은,
상기 판별 함수 D(τ)의 제로크로싱(zerocrossing)이 검출되는 때의 위상 지연 τ의 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 방법.
대역 확산 신호 수신 시스템에서 확산 코드 칩의 한 주기 T_c 내에 N 개의 펄스들이 연속하는 BOC 변조된 수신 신호에 상관될 국소 코드를 위한 코드 지연 위상 값을 추적하는 데에 이용되는 상관함수의 생성 방법으로서,
상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하는 단계;
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 상기 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하는 단계; 및
첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하는 단계를 포함하고,
상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 21에 있어서, 상기 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)는 다음의 수학식

에 기초하여, 상기 수신 신호 B(t)를 매 칩 주기 Tc 내에 존재하는 N 개의 펄스 중 매 m 번째 (0≤m≤N-1) 펄스들의 중첩하여 얻은 N 개의 부분 수신 신호들의 합으로 볼 경우에, 상기 N 개의 부분 수신 신호들의 각각을 자기 상관 연산하여 얻어지고,
여기서, P는 수신 신호 B(t)의 전력, T는 확산 코드의 주기, Tc는 칩 주기, j (0≤j≤T/Tc-1)는 m 번째 부분 수신 신호의 펄스열의 각각의 펄스를 지시하는 인덱스인 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 21에 있어서, 상기 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은,
제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 양의 범위(τ>0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 음의 범위(τ<0) 파형이 수직축에 대해 대칭이고, 제1 부상관함수 T₁(τ;a)의 음의 범위(τ<0)의 파형과 제2 부상관함수 T₂(τ;a)의 양의 범위(τ>0) 파형이 수직축에 대해 대칭이 되도록 생성되는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 21에 있어서, 상기 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)은, 다음 수학식

에 기초하여 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 21에 있어서, 상기 중간상관함수 R₀(τ;a)는 다음 수학식

에 기초하여 생성되는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 21에 있어서, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는 다음 수학식

에 기초하여 생성되는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 26에 있어서, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는
R₀(τ;a) > S_m(τ)를 만족하는 a에 대해, 각각 높이가 2/N이고 폭은
인
의 첨두들을 중첩하여, 높이가 2이고 밑변의 폭은
인 주 첨두를 가지는 파형을 가지도록 각각 생성되는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
청구항 27에 있어서, 상기 주상관함수 R_proposed(τ;a)는
상기 부상관함수 쌍에 관하여, T₁(τ;a)의 절대값과 T₂(τ;a)의 절대값을 더한 파형에서 T₁(τ;a)과 T₂(τ;a)의 합의 절대값의 파형을 차감한 파형을 가지는 것을 특징으로 하는 상관함수 생성 방법.
소정의 데이터를 BOC 변조한 수신 신호에 대해, 반송파 주파수 보정 값을 기초로 반송파 주파수에 대한 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 출력하는 주파수 오차 보정부;
코드 위상 지연 값에 따라 지연 보정된 국소 코드를 생성하는 국소 코드 생성부;
지연이 보정된 국소 코드와 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 믹싱하는 믹서;
상기 지연이 보정된 국소 신호와 상기 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호를 상관하여 얻은 상관 값이 상관함수의 주 첨두의 꼭지점에 위치하도록 하는 코드 위상 지연 값을 반복적으로 추적하여 산출하고, 산출된 상기 코드 위상 지연 값을 상기 국소 코드 생성부에 제공하는 지연 고정 루프;
추적되는 코드 위상 지연 값에 따른 국소 코드의 자기 상관 값에 기초하여 반송파 신호의 위상 오차를 최소화할 수 있도록 반송파 주파수 보정 값을 반복적으로 산출하고, 상기 반송파 주파수 보정 값을 상기 주파수 오차 보정부에 제공하는 위상 고정 루프; 및
상기 지연이 보정된 국소 코드와 상기 보정 수신 신호의 믹싱된 신호로부터 확산 데이터를 추출하는 데이터 추출부를 포함하고,
상기 지연 고정 루프는,
상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하고,
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 상기 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하며,
첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하도록 동작하며,
상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 장치.
청구항 29에 있어서, 상기 BOC 수신 신호는 위성 항법 데이터를 탑재하고,
상기 데이터 추출부는 상기 위성 항법 데이터를 추출하며, 추출된 항법 데이터에 의해 의사거리를 추정하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 BOC 신호 추적 장치.
안테나에서 수신된 공간 무선 신호로부터 BOC 변조된 디지털 수신 신호를 출력하는 프론트엔드부;
출력된 디지털 수신 신호에 대해 지연 고정 루프를 이용하여 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하고, 위상 고정 루프를 이용하여 반송파 주파수 오차를 보정하며, 코드 위상 지연이 보정된 국소 코드 및 주파수 오차가 보정된 보정 수신 신호로부터 탑재 데이터를 추출하는 기저 대역 처리부; 및
추출된 탑재 데이터에 기초하여 소정의 응용 기능을 수행하는 응용 기능 처리부를 포함하고,
상기 기저 대역 처리부는,
상기 수신 신호 B(t)의 수신 신호 펄스열에 대해, 위상 지연 τ에 따라 지연 수신 신호 B(t+τ)를 생성하고,
전체 시간 T(0≤t≤T)에 관하여 상기 수신 신호 B(t)와 상기 지연 수신 신호 B(t+τ)의 자기 상관 연산을 수행하여 N 개의 부분상관함수들 S_m(τ)(여기서, 0≤m≤N-1)을 각각 생성하며,
첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제1 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제2 가중치를 곱한 값을 빼고, 첫 번째 부분상관함수 S₀(τ)에 제2 가중치를 곱한 값에서 마지막 부분상관함수 S_N-1(τ)에 제1 가중치를 곱한 값을 뺌으로써 각각 얻은 부상관함수 쌍 T₁(τ;a) 및 T₂(τ;a)를 주 첨두만 남도록 소거 연산하여 중간상관함수 R₀(τ;a)를 얻고, 중간상관함수 R₀(τ;a)와 부분상관함수들 S_m(τ)의 각각을 추가로 소거 연산한 결과들을 중첩하여 주상관함수 R_proposed(τ;a)를 생성하도록 동작하며,
생성된 주상관함수에 기초하여 위상 지연 τ로부터 코드 위상 지연 값을 획득 및 추적하도록 동작하며,
상기 소거 연산은 실수 x, y에 관하여 |x|+|y|-|x-y|인 연산인 지연 고정 루프를 포함하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 신호 수신 시스템.
청구항 31에 있어서, 상기 대역 확산 신호 수신 시스템은 위성 항법 신호 수신 시스템이고,
상기 기저 대역 처리부는 상기 탑재 데이터로부터 위성으로부터 위성 항법 신호 수신 시스템까지의 의사거리를 추출하며,
상기 응용 기능 처리부는 복수의 위성들에 대해 제공된 의사거리들에 기초하여 상기 위성 항법 신호 수신 시스템의 좌표를 산출하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 신호 수신 시스템.