KR101250124B1 - 에코 억제 필터를 위한 제어 정보를 계산하는 장치 및 방법 및 지연 값을 계산하는 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

제1 오디오 신호에 기반한 에코를 억제하기 위한 제2 오디오 신호 필터링을 위한 억제 필터(210)를 위한 제어 정보를 계산하기 위한 장치 (200)의 일 실시예는 신호 그룹의 적어도 하나의 신호의 적어도 2 개의 시간적으로 연속인 데이터 블록을 위한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 정하기 위한 값 결정 수단(230)을 가지는 계산 수단(220)을 포함한다.상기 계산 수단(220)은 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하기 위한 평균값 계산 수단(250)을 추가로 포함한다. 상기 계산 수단(220)은 밴드패스 신호를 위한 경절된 평균값에 기반하는 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 에너지관련 값을 수정하기 위한 수정 수단(260)을 추가로 포함한다. 상기 계산 수단(220)은 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 기반한 억제 필터(210)를 위한 제어 정보를 계산하기 위한 제어 정보 계산 수단(270)을 추가로 포함한다.

Description

에코 억제 필터를 위한 제어 정보를 계산하는 장치 및 방법 및 지연 값을 계산하는 장치 및 방법{Apparatus and Method for Computing Control Information for an Echo Suppression Filter and Apparatus and Method for Computing a Delay Value}

본 발명의 실시예들은, 예를 들어 회의 시스템(conferencing systems), 통신 시스템(communications systems) 및 음향 에코(acoustic echoes)가 발생할 수 있는 다른 시스템에서 사용될 수 있는 억제 필터(suppression filter)를 위한 제어 정보(control information)를 계산하는 장치(apparatuses) 및 방법(methods), 지연 값(delay value)을 계산하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

음향 에코(acoustic echoes)는 예를 들어 스피커(loudspeaker)로부터의 음조(tones), 소리(sounds), 및 소음(noises)이 같은 방 또는 같은 음향 환경(acoustic environment)에 있는 마이크로폰(microphone)에 의해 감지될 때 발생된다. 통신 시스템(telecommunication systems)에서, 이것들을 먼 또는 반대 편에 있는 가입자에게 음향 피드백 신호(acoustic feedback signals)로 재전송되고, 가입자는 이것들을 자기 자신의 목소리가 지연된 것으로 인식하게 된다. 여기서 에코 신호(echo signals)는 주의를 산만하게 하는 방해(disturbance)가 될 수 있고, 인터액티브(interactive), 양방향 풀 듀플렉스 통신(bi-directional full-duplex communication)을 못하게 할 수 있다. 더 나아가, 음향 에코는 또한 음향 피드백 루프(acoustic feedback loop)의 하울링 효과(howling effects) 및 다른 불안정(instabilities)을 야기할 수 있다.

여기서, 마이크로폰으로부터 감지된 마이크로폰 신호(microphone signal)는 해당 스피커에 공급된 스피커 신호(loudspeaker signal)와 비교할 때 차이가 있는데, 이 차이는 한편으로는 마이크로폰 및 스피커가 배열된 음향 환경, 다른 한편으로는 가장 다양한 물리적 소스로부터 발생된 소음원(noise source)에 기인한다. 음향 환경의 소음원은 차치하고, 잠재적 소스(potential sources) 중 몇몇을 언급하자면, 스피커 자체, 관련된 회로(associated circuits), 마이크로폰 및 이들과 관련된 다른 회로가 소음을 마이크로폰 신호에 결합할 수 있다.

여기서 정체(stationary) 또는 준정체 소음(quasi-stationary noise) 및 마이크로폰 신호에서의 소음의 존재는 시스템의 달성 가능한 오디오 품질에 중대한 영향을 미칠 수 있다.

WO 2006/111370 A1은 다중채널 오디오 신호(multi-channel audio signal)에서 에코를 제거하는 방법 및 장치와 관련된다. 음향 에코 제어(acoustic echo control) 및 소음 억제(noise suppression)는 전화기(telephone), 오디오 또는 비디오 회의 시스템(video conferencing systems)과 같은 모든 핸즈프리 통신 시스템(hands-free telecommunications system)의 중요한 부분이다. 계산 복잡성(computation complexity)에 대한 대역폭 한계(bandwidth limitations) 및 제한(restrictions) 또한 여기서 고려되어야 한다. 이 문서에서 설명된 다중채널 오디오 스피커 신호(multi-channel audio loudspeaker signals) 및 적어도 하나의 마이크로폰 신호를 처리하는 방법은, 상기 입력 마이크로폰 신호를 입력 마이크로폰 단시간 스펙트럼(short-time spectrum)으로 변환하는 단계, 상기 스피커 신호로부터의 결합된 스피커 신호 단시간 스펙트럼을 계산, 입력 마이크로폰 신호로부터 결합된 마이크로폰 신호 단시간 스펙트럼을 계산하는 단계, 상기 결합된 마이크로폰 신호 단시간 스펙트럼에서의 에코의 크기 스펙트럼(magnitude spectrum) 또는 파워 스펙트럼(power spectrum)을 추정하는 단계, 상기 입력 마이크로폰 단시간 스펙트럼의 크기 수정(magnitude modification)을 위한 이득 필터(gain filter)를 계산하는 단계, 적어도 하나의 입력 마이크로폰 스펙트럼에 상기 이득 필터 적용하는 단계, 및 상기 필터된 입력 마이크로폰 스펙트럼을 시간 영역(time domain)으로 변환하는 단계를 포함한다.

본 선행 기술로부터, 본 발명의 목적은 소음 비율(noise proportion)에 대한 에코 억제의 범위 내에서 음향 시스템의 오디오 품질을 향상시키는 것이다.

이 목적은 청구항 1에 따른 장치, 청구항 20에 따른 억제 필터, 청구항 21 또는 22 중 어느 한 항에 따른 방법, 또는 청구항 32에 따른 프로그램에 의해 달성된다.

다른 신호 처리 회로(signal processing circuits)에서, 소음은, 그것이 아날로그(analog) 또는 디지털(digital), 전자(electrical) 또는 광학(optical) 신호라고 해도, 신호 처리 회로로 처리되면, 대응하는 구성 요소의 성능에 또한 부정적인 영향을 가진다. 특히, 한편으로는 관련된 신호로부터 정보를 획득하고, 다른 한편으로는 상기 획득된 정보를 기반으로 원래의 신호에 영향을 미치는 신호 처리 회로가 여기에서 고려된다.

이와 같은 신호 처리 회로의 예로는, 예를 들어 두 신호의 대응하는 비교로부터 지연 값을 얻는 지연 회로가 있다. 고려되는 하나 또는 여러 신호의 소음 비율의 존재는 여기서 고려되는 신호 처리 회로의 성능을 상당히 감소시킬 수 있다. 따라서, 예를 들어, 지연 회로의 범위 내에서, 다른 신호의 파형에 지연 값을 적응시키는 것은 이의 품질 및 이의 적응 속도(adaptation speed)에 의하여 부정적으로 영향 받을 수 있다.

따라서, 본 선행 기술로부터, 본 발명의 또 다른 목적은 지연 수단을 위한 지연 값 계산을 향상시켜, 향상된 지연 값 계산을 가능하게 하는 것이다.

이 목적은 청구항 23에 따른 지연 값 계산 장치, 청구항 31에 따른 지연 값 계산 방법, 또는 청구항 32에 따른 프로그램에 의해 달성된다.

제1 오디오 신호(first audio signal)에 기반한 에코(echo)를 억제(suppress)하기 위하여 제2 오디오 신호를 필터링(filtering)하는 억제 필터(suppression filter)를 위한 제어 정보(control information)를 계산하기 위한 장치의 일 실시예는 계산 수단(computation means)을 포함한다. 상기 계산 수단은 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록(temporally successive data block)의 밴드패스 신호(band-pass signal)에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값(energy-related value)을 결정하는 값 결정 수단(value determination means)을 포함한다. 여기서 신호 그룹은 제1 오디오 신호, 제2 오디오 신호, 및 제1 또는 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함한다. 또한, 계산 수단은 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값(mean value)을 결정하는 평균값 결정 수단(mean value determination means)을 포함한다. 또한, 계산 수단은 밴드패스 신호에 대한 결정된 평균값을 기반으로 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 수정 수단(modification means)을 포함한다. 또한, 계산 수단은 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값을 기반으로 억제 필터를 위한 제어 정보(control information)를 계산하는 제어 정보 계산 수단(control information computation means)을 포함한다.

제1 오디오 신호에 기반한 에코를 억제하기 위하여 제2 오디오 신호를 필터링하는 억제 필터 구성의 본 발명의 일 실시예는 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록(temporally successive data blocks)의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 값 결정 수단을 포함하는 계산 수단을 포함한다. 상기 신호 그룹은 제1 오디오 신호, 제2 오디오 신호, 및 제1 또는 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함한다. 또한, 계산 수단은 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 평균값 결정 수단을 포함한다. 또한, 계산 수단은 밴드패스 신호에 대한 결정된 평균값을 기반으로 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 수정 수단을 포함한다. 더 나아가, 계산 수단은 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값을 적어도 기반으로, 제어 정보를 기반으로 마이크로폰 신호를 필터링 하는 음향 억제 필터(acoustic suppression filter means)를 포함한다.

제2 신호에 대하여 제1 신호를 지연하는 지연 수단을 위한 지연 값 계산 수단을 위한 장치 구성의 본 발명의 일 실시예는 제1 및 제2 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 제1 또는 제2 신호의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 값 결정 수단을 포함하는 계산 수단을 포함한다. 또한, 계산 수단은 제1 및 제2 신호에 대한 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하기 위한 평균값 결정 수단을 포함한다. 또한, 이는 제1 및 제2 신호의 밴드패스 신호를 위한 결정된 평균값을 기반으로 제1 신호의 밴드패스 신호 및 제2 신호의 밴드패스 신호의 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하기 위한 수정 수단을 포함한다. 더 나아가, 계산 수단은 제1 및 제2 신호의 수정된 에너지 관련 값을 기반으로 지연 값 계산을 위해 구성된 지연 값 계산 수단을 포함한다.

본 발명의 실시예들은, 에코 억제를 위한 시스템의 소음원(noise source)에 대한 오디오 품질의 향상이, 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값을 기반으로 한 억제 필터링(suppression filter) 및/또는 억제 필터링(suppression filtering)을 위한 제어 정보의 결정 전에, 평균값에 대한 밴드패스 신호를 위한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정함으로 달성될 수 있다는 발견에 기반한다. 특히 밴드패스 신호를 위한 에너지 관련 값의 평균값을 구하고, 수장하는 것 때문에, 소음 기여(noise contribution)를 고려하는 것이 가능한데, 이는 각각의 순간 값(momentary values)(연장 값(elongation values))에 대하여 시간 영역에서 통계 평균값(statistic mean value) 0, 그러나 밴드패스 신호를 위한 에너지 관련 값에 대하여 0과는 다른 평균값을 포함한다.

수반하는 평균값에 기반한 에너지 관련 값의 평균 및 뒤이은 수정으로, 실제 유용 신호(actual useful signals)로부터 정상 스퓨리어스 신호(stationary spurious signals)를 분리하는 것은, 억제 필터를 위한 제어 정보의 계산 전 및/또는 실제 억제 필터링 전에 가능하다. 이로써, 본 발명의 몇몇의 실시예에서, 특히, 기존의 소음 요소(noise components)와 비교하여 억제 필터의 포커싱(focusing) 및/또는 실제 유용 신호(actual useful signal)에 제어 정보를 수반시키는 것이 가능해졌다.

본 발명의 실시예들에서, 에너지 관련 값은 양의 정수를 지수(positive, integer exponent)로 가지는 실수 값(real value)의 거듭제곱(power)에 비례할 수 있다. 또한, 에너지 관련 값은 양의 실수를 지수로 가지는 크기(절대값(absolute value))의 거듭제곱에 비례할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예들에서 에너지 관련 값은 에너지 값(크기의 제곱(square of a magnitude))이거나 또는 에너지 값에 비례하는 값일 수 있다. 제1 오디오 신호는 여기서 스피커 신호, 및 제2 오디오 신호는 마이크로폰 신호일 수 있다.

본 발명의 실시예들에서, 값 계산 수단은, 이와 같이, 같은 데이터 블록을 위한, 그러나 서로 다른 고유 주파수(characteristic frequencies)를 가진 서로 다른 밴드패스 신호를 위한 복수 개의 에너지 관련 값을 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서, - 일반적으로 말하면 - 밴드패스 신호는 적어도 하나의 고유 주파수가 관련된, 분광(spectral), 근접 주파수(frequency-close) 또는 주파수 관련(frequency-related) 신호이다. 이러한 고유 주파수는 예를 들어, 중심 주파수(center frequency), 초기 주파수(initial frequency), 최종 주파수(final frequency) 또는 다른 대표적인 주파수일 수 있다.

이와 같이, 밴드패스 신호의 예로는 푸리에 해석 필터 뱅크(Fourier analysis filter bank )의 분광 정보(spectral information), 서브밴드(subband) 또는 부분 밴드(partial band) 신호, 제한된 주파수 영역(limited frequency range) 또는 또한 정사각 미러 필터(quadrature mirror filter) 신호가 있다.

본 발명의 실시예들에서, 관련된 밴드패스 신호를 위한 대응하는 에너지 관련 값, 연관된 시간-에버리지드(time-averaged) 평균값, 및 각각 평균값을 고려하여 수정된 에너지 관련 값의 수는, 음향 억제 필터를 위한 제어 정보의 계산에 이용되거나 또는 음향 억제 필터링을 위해 직접적으로 이용되며, 각 개별적인 밴드패스 신호만을 위해서 계산될 수 있을 뿐 아니라, 복수 개의 밴드패스 신호 또는 또한 모든 밴드패스 신호를 위해 계산될 수도 있다.

본 발명의 실시예들에서, 평균값 계산은 슬라이딩 에버리지(sliding average)에 기반하여 수행될 수 있다. 여기서, 실시예들의 구체적인 구현에 따라, 슬라이딩 에버리지 또는 에버리징(averaging)은 시간적으로 현재 데이터 블록과 떨어진, 현재 데이터 블록 이전에 위치하는 데이터 블록에만 기반할 수 있다. 이로써, 예를 들어, 실시간 에버리징이 구현될 수 있다.

본 발명의 추가 실시예들에서, 수정은 상기 연관된 에너지 관련 값으로부터 상기 평균값을 뺄셈(subtraction)하는 것에 기반하여 실행될 수 있다. 본 발명의 실시예들은 또한 추가 필터 요소(further filter element) 또는 지연 수단(delay means)을 포함할 수 있다. 상기 지연 수단은, 신호, 파형(waveform), 또는 값의 시간 시퀀스(time sequence of values)(예를 들어, 에너지 관련 값의 시간 시퀀스와 같은)를 지연 값(delay value)에 의하여 지연하도록 형성될 수 있다. 여기서 지연 값 자체는 수정된 에너지 관련 값, 수정되지 않은 에너지 관련 값 또는 다른 값에 기반하여 결정될 수 있다.

여기서, 본 발명의 실시예들은 또한, 지연 수단을 위한 지연 값의 계산의 향상이 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호의 적어도 하나의 밴드패스 신호에 대한 에너지 관련 값을 결정하고, 이를 애버리징에 제공하고, 이를 상기 결정된 평균값에 기반하여 대응되게 수정하는 것에 의하여 달성될 수 있다는 발견에 기반한다. 이로써, 관련된 밴드패스 신호의 기저를 이루는 주파수 영역(frequency range underlying the band-pass signal concerned) 또는 상기 밴드패스 신호의 기저를 이루는 고유 주파수에서, 영점 시프팅 영향(zero-point shifting influence)으로 상기 에너지 관련 값에 나타나는 정상 신호 부분(stationary signal proportion) 또는 소음 부분(noise proportion)이 제거될 수 있다. 밴드패스 신호에 대한 그리고 에너지 관련 값을 기반으로 한 각각의 수정의 실행에 의하여, 해당 주파수에 대한 소음 신호의 형태로 시간 평균(temporal average)에서 근본적으로 사라지는 방해요소(disturbance)가 제거될 수 있다.

지연 값 계산에 대하여, 본 발명의 일 실시예를 구현함으로써, 예를 들어 제1 및 제2 신호의 파형을 적응시킴으로써, 지연 값을 더 빠르고, 더 신뢰성 있게, 또는 더 빠르면서 더 신뢰성 있게 결정하는 것도 가능할 수 있다.

본 선행 기술로부터, 본 발명의 목적은 소음 비율(noise proportion)에 대한 에코 억제의 범위 내에서 음향 시스템의 오디오 품질을 향상시키는 것이다.

이 목적은 청구항 1에 따른 장치, 청구항 20에 따른 억제 필터, 청구항 21 또는 22 중 어느 한 항에 따른 방법, 또는 청구항 32에 따른 프로그램에 의해 달성된다.

다른 신호 처리 회로(signal processing circuits)에서, 소음은, 그것이 아날로그(analog) 또는 디지털(digital), 전자(electrical) 또는 광학(optical) 신호라고 해도, 신호 처리 회로로 처리되면, 대응하는 구성 요소의 성능에 또한 부정적인 영향을 가진다. 특히, 한편으로는 관련된 신호로부터 정보를 획득하고, 다른 한편으로는 상기 획득된 정보를 기반으로 원래의 신호에 영향을 미치는 신호 처리 회로가 여기에서 고려된다.

이와 같은 신호 처리 회로의 예로는, 예를 들어 두 신호의 대응하는 비교로부터 지연 값을 얻는 지연 회로가 있다. 고려되는 하나 또는 여러 신호의 소음 비율의 존재는 여기서 고려되는 신호 처리 회로의 성능을 상당히 감소시킬 수 있다. 따라서, 예를 들어, 지연 회로의 범위 내에서, 다른 신호의 파형에 지연 값을 적응시키는 것은 이의 품질 및 이의 적응 속도(adaptation speed)에 의하여 부정적으로 영향 받을 수 있다.

따라서, 본 선행 기술로부터, 본 발명의 또 다른 목적은 지연 수단을 위한 지연 값 계산을 향상시켜, 향상된 지연 값 계산을 가능하게 하는 것이다.

이 목적은 청구항 23에 따른 지연 값 계산 장치, 청구항 31에 따른 지연 값 계산 방법, 또는 청구항 32에 따른 프로그램에 의해 달성된다.

본 발명의 실시예들은 도면들을 참조하여 아래에서 좀 더 상세히 설명된다.
도 1은 에코 제거(echo removal)의 근본적인 문제를 설명하는 개념도(schematic diagram)이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 음향 억제 필터(echo suppression filter)를 위한 제어 정보(control information) 계산을 위한 장치의 블록 회로도를 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예들의 기능의 더 자세한 설명을 위한 간소화된 블록 회로도를 도시한다.
도 4는 본 발명에 따른 추가적 실시예의 블록 회로도를 도시한다.
도 5는 도 4에 도시된 본 발명의 실시예의 지연 값 계산 수단의 블록 회로도를 도시한다.
도 6a는 1000 Hz에서의 스피커 신호의 시간-평균값(time-averaged value) 와 함께 단시간 스펙트럼(short-time spectrum)의 시간 코스(temporal course)를 도시한 도면이다.
도 6b는 다양한 에코 추정 필터(echo estimation filters)의 비교(comparison)를 도시한다.
도 6c는 상기 에코 예측 이득(echo predictability gain), 요소(factor)의 시간 코스(temporal course)를 도시한다.
도 7은 본 발명에 따른 추가적 실시예의 블록 회로도를 도시한다.
도 8은 본 발명에 따른 일 실시예의 블록 회로도를 도시한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른, 제어 정보 계산 및 음향 에코 필터를 위한 장치의 블록 회로도를 도시한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른, 몇 개의 채널을 위한 음향 에코 억제 필터를 위한 제어 정보 계산을 위한 장치의 블로 회로도를 도시한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른, 추가적 음향 억제 필터의 블록 회로도를 도시한다.
도 12는 주파수 그룹(group of frequencies)에서 유니폼 단시간 푸리에 변환 필터 뱅크(uniform short-time Fourier transform filter bank)의 그루핑(grouping)을 도시한다.
도 13a는 Hann 삽입 필터(Hann interpolation filters)의 코스를 도시한다.
도 13b는 주파수함수(function of the frequency)로서 이득 필터 계수(gain filter coefficient)의 비교를 도시한다.
도 14는 지연 값 계산을 위한 장치의 일 실시예의 블로 회로도를 도시한다.

도 2 내지 도 14를 참조하여 본 발명의 다양한 실시예들을 자세히 설명하기 이전에 우선 도 1과 관련하여 에코 제거(echo removal)의 기본적인 문제를 설명한다.

예를 들어, 음향 에코(acoustic echoes)는 스피커(loudspeaker)로부터의 음조(tones), 소리(sounds), 및 소음(noises)이 같은 방 또는 같은 음향 환경(acoustic environment)에 있는 마이크로폰(microphone)에 의해 감지될 때 발생된다. 통신 시스템(telecommunication systems)에서는 이것이 먼 또는 반대 편에 있는 가입자에게 음향 피드백 신호(acoustic feedback signal)로 재전송되고, 가입자는 이것을 자기 자신의 목소리가 지연된 것으로 인식하게 된다. 그런 맥락에서 에코 신호는 주의를 산만하게 하는 방해(disturbance)가 될 수 있고, 인터액티브(interactive), 양방향 풀 듀플렉스 통신(bi-directional full-duplex communication)을 못하게 할 수 있다. 더 나아가, 음향 에코는 또한 음향 피드백 루프(acoustic feedback loop)의 하울링 효과(howling effects) 및 다른 불안정을 야기할 수 있다.

그러므로 풀 듀플렉스 핸즈프리 통신 시스템(full-duplex hands-free telecommunication systems)에서 스피커 및 마이크로폰 사이의 연결링(coupling)을 억제, 약화(attenuate), 또는 제거하는데 에코 제어를 종종 권할 만 하다. 도 1은 이러한 음향 에코 문제를 도시한다.

도 1은 예를 들어, 방일 수 있는 음향 환경(120)에서의 스피커(100) 및 마이크로폰(110)의 배치(arrangement)를 나타낸다. 여기서, 도 1에서 x[n]으로 언급된 스피커 신호(130)가 음형 음파(acoustic sound waves)로 변환되면서 스피커(100)에 공급된다. 상기 인덱스(index) n은 스피커 신호 x[n]의 이산 코스(discrete course)의 시간 인덱스(time index)를 언급한다. 상기 인덱스 n은 정수이다.

마이크로폰(110)은 그것에 대한 음파 입사(sound waves incident)를 감지하고 도 1에서 y[n]으로 언급되는, 마이크로폰 신호(140)로 변환한다. 여기서, 마이크로폰(110)은 특히, 스피커(loudspeaker)(100)로부터 다양한 방법으로 마이크로폰(11)에 도달하는, 스피커 신호 x[n]의 스피커(100)로부터 비롯된 음형파(acoustic waves)를 감지한다. 직접 전송 경로(direct transmission path)(150)를 제외하고, 스피커(100)의 음파가 음향 환경(120)에서 반사되고 따라서, 마이크로폰(110)에 오직 간접적으로 도달할 수 있는 2개의 간접 전송 경로(indirect transmission paths)(160-1 및 160-2)는 도 1에 개념적이고 예시적으로 도시되어 있다. 따라서, 전송 파트(transmission parts)(160)은 또한 간접 경로로 언급된다.

따라서, 스피커(100)에서 사용 가능한 스피커 신호 x[n]가 반대편 신호(far-end signal)로 불려지는 반대편 통신 시스템 가입자(far-end telecommunication system subscriber)의 음성 신호(speech signal)라면, 이것은 마이크로폰(110)에 의해 감지(pick up)된다. 즉, 상기 반대편 신호가, 스피커(100)로부터 방출되면, 직접 및 간접 또는 반사된 경로 또는 전송 경로(150, 160)를 통해 마이크로폰(110)으로 이동한다. 따라서, 마이크로폰(110)은 통신 시스템의 인접 편(proximate end)의 지역 음성(local speech)만을 감지하는 것이 아니라, 반대편 사용자(far-end user)에게 피드백 되는, 에코 또한 감지한다.

이 문제를 제어하기 위해서, 통신 시스템은, 도 1에 도시된 바와 같이, 마이크로폰 신호 y[n] 및 스피커 신호 x[n] 모두가 제공되는, 앞에서 에코 제거 처리 회로(echo cancellation process circuit) 또는 에코 제거 처리 유닛(echo suppression process circuit )(170)으로 참조된, 에코 취소 처리 회로(echo cancellation process circuit) 또는 에코 억제 처리 회로(echo suppression process circuit)을 포함한다. 에코 제거 처리 회로(170)는 그 다음 에코 제거된 또는 부분적으로 에코 제거된 또는 부분적으로 에코 취소된 신호 e[n]을 출력한다.

도 1은 이와 같은 음향 에코 제거 문제의 기본적인 구조를 도시한다. 스피커 신호 x는 마이크로폰 신호 y로 피드백 된다. 에코 제거 처리는, 통신 시스템의 이쪽 편(this end)에서 생성된 지역 음성(local speech)은 이상적으로 통과할 수 있도록 하면서, 이 에코는 제거한다.

이러한 에코를 다루는 종래의 접근방법은 참고문헌 [1]에서 설명된 것과 같이, 음향 에코 제거기(acoustic echo canceler)를 에코 신호의 전파 경로(propagation path)(150, 160)에 평행(parallel)하게 놓는 것이다. 음향 에코 제거기에서, 에코 신호의 디지털 복제(digital replica)가 추정되고, 그 다음 측정된 마이크로폰 신호로부터 빼진다(subtracted). 음향 에코의 제거(cancellation)를 위한 기존 접근방법은, 참고문헌 [1]에 설명된 것과 같이, 에코 경로(전송 경로(150,160)의 전반적인 시스템)가 선형 유한 임펄스 응답 (FIR: finite impulse response) 필터에 의하여 모델링되어서 상기 음향 에코 제거가 따라서 구현될 수 있다는 가정에 근거한다.

여기서, 상기 에코 경로는 스피커(100), 마이크로폰(11), 음향 환경(120), 뿐만 아니라 다른 것들의 특징 및 특성을 포함하는 다양한 매개변수(parameters)로 주어진다. 예를 들어, 이 중에서, 공기의 온도 변화(temperature variations) 및 온도 증감률(temperature gradients)이 상기 매개변수일 수 있는데, 이는 일사량(insolation)또는 다른 열원(other heat sources)과 같은 몇 가지 가능한 편차의 근원(sources of deviations)에 기인한다.

상기 에코 경로가 알려져 있지 않고 실행 시간(operating time) 동안 가변적(variable)이기 때문에, 음향 에코 취소(acoustic echo cancellation)의 선형 필터(linear filter)를 적응적으로 실현하는 것이 바람직하다. 그러므로 일반적인 에코 경로를 본뜨자면, 높은 계산 복잡성(high computational complexity)을 암시하는, 몇 백 밀리 초(hundreds of milliseconds) 기간의 선형 유한 임펄스 응답 필터가 종종 구현되거나 필요하다. 상기 필터에 구현된 필터의 계수(coefficient)의 수는 선형 유한 임펄스 응답 필터, 즉, 유한 임펄스 응답을 가진 필터의 기간으로 참조된다. 여기서, 그리고 대응하는 다른 매개변수에서, 실제로는 무한한 양(dimensionless quantity)을 대표하는, 대응하는 수, 또는 대응하는 값이 초(seconds), 밀리 초, 또는 다른 시간 유닛으로 나타내진다면, 이것은 디지털 샘플링 처리(digital sampling processing) 또는 상기 대응하는 활용된 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converters) 및 디지털/아날로그 변환기(digital/analog converters)의 활용된 샘플링 비율(sampling rate)(샘플링 주파수(sampling frequency))와 관련이 있다.

그러나, 실제로는, 이러한 기존 접근방법으로 달성할 수 있는 에코 감쇠(echo attenuation)는, 에코의 긴 반향 시간(long reverberation times)(에코 꼬리 효과(echo tail effects)), 비선형 에코 요소(nonlinear echo components) 및 융합 문제(convergence problems) 때문에 충분히 높지 않다. 앞서 언급된 에코 꼬리 효과는 비선형 에코 요소가 진동 효과(vibration effects) 또는 저-비용(low-cost) 또는 저가(cheap)의 오디오 하드웨어 요소(audio hardware components)의 비선형 작용(nonlinear behavior)에 기인하는 동안, 에코 경로의 언더모델링(undermodeling)에 기인한다. 상기 언급된 융합 문제는, 예를 들어, 높은 시변(high time-varying) 에코 경로의 경우에 일어난다. 이과 관련된 세부 사항들은 참고문헌 [2]에 제시된다.

이런 이유 때문에, 에코 제거기(echo cancellers)가 제거하지 못한 잔여 에코(residual echoes)를 없애기 위해, 음향 에코 제거기를 비선형 후-처리기(nonlinear post-processor)와 결합하는 것이 필요할 수 있다. 이과 관련된 세부 사항들은 참고문헌 [3]에 제시된다. 흔히, 잔여 에코의 억제는, 참고문헌 [4]에 제시되는 것과 같이, 주파수-선정 방식(frequency-selective manner)으로 실행된다. 실제로, 거의 모든 음향 에코 제거기는, 에코가 들리지 않을 정도로 에코를 충분히 줄이는 것에 실패하기 때문에, 상기 후-처리기를 이용한다.

최근, 상기 언급된 비선형 후-처리기와 유사점을 가지지만 음향 에코 제거기(acoustic echo canceler)와 에코 경로의 임펄스 응답(impulse response)을 추정(estimate)할 필요가 없는, 서브밴드 범위(sub-band range)에서 실행되는 음향 에코 억제기(acoustic echo suppressor)의 상당수가 참고문헌 [5] 및 [6]에 제시되는 것과 같이, 제안되었다. 이러한 시스템은 고도의 듀플렉시티(high degree of duplexity)를 달성하는 데 반해, 낮은 계산 복잡성을 지녔다고 알려졌다.

참고문헌 [6]에 제안된 에코 억제 개념(echo suppression scheme)은 스피커와 마이크로폰 신호에서 스펙트럼(spectra)을 계산하기 위해 단시간 푸리에 변환(short-time Fourier transform)(STFT)을 적용한다. 단시간 푸리에 변환 수단에 의해 변환된 스피커 신호 결과 사이의 지연 또는 지연 값은 대부분의 에코 임펄스 응답을 고려하도록 선택된다. 그 다음, 에코 경로 일부의 효과를 모방하는 실 값 에코 추정 필터(real-valued echo estimation filter)가 추정된다. 에코 크기 스펙트럼(echo magnitude spectrum)의 추정치(estimation)를 얻기 위해, 상기 추정된 지연 값 및 에코 추정 필터는 스피커 신호 스펙트럼에 적용된다. 상기 에코 크기 스펙트럼의 추정치(estimation)를 이용하여, 실 값 에코 억제 필터(real-valued echo suppression filter)가 계산되고 에코를 억제하기 위해 마이크로폰 신호 스펙트럼에 적용된다.

그러나, 상기 언급된 음향 에코 억제(AES: acoustic echo suppression) 시스템의 약점은, 그것이 마이크로폰 신호의 정체 소음(stationary noise)을 만족스러운 방법으로 다루지 못하는데 있다. 다음 설명에서 나타내지는 것과 같이, 정체 소음은, 신호의 신호 대 소음 비(signal-to-noise ratios)가 매우 높지 않으면 상기 시스템의 성능을 저하시키는, 에코 추정의 기여(contribution)(성향(bias))를 초래한다. 구현(implementation) 또는 모델에 따라, 본 기여는 예상된 추정치(expected estimate), 영점 시프트(zero-point shift) 또는 시스템상 추정 편차(systematic estimate deviation)로부터의 편차(deviation)로 참조된다.

도 2는, 도 2에서 점선(dashed lines)으로 도시된 선택적 요소(optional component)인 음향 억제 필터(210)를 위한 계산 제어 정보(200)를 위한 장치의 블록 회로도(block circuit diagram)를 도시한다. 여기서, 장치(200)는, 수단(means)(200)의 입력(240)에 값 결정 수단(value determination means)(230)이 연결(coupled)되어 있는 계산 수단(220)을 포함한다. 평균값 결정 수단(mean value determination means)(250)은 한편으로는 값 결정 수단(230)의 출력에 연결되고, 값 결정 수단(230)의 출력은 또한 평행한 방식(parallel manner)으로 수정 수단(modification means)(260)의 제1 입력에 연결되어 있다. 평균값 결정 수단(250)의 출력은 수정 수단(260)의 제2 입력에 연결되어 있다. 출력을 통해서, 수정 수단(260)은 제어 정보 계산 수단(270)의 입력에 연결되어 있고, 제어 정보 계산 수단(control information computation means)(270)은 출력에서 음향 제어 필터(210)을 위한 제어 정보를 출력 및 제공하고, 동시에 장치(200)의 출력이 된다.

이 때문에, 상기 음향 억제 필터(210)는 제어 정보를 위한 입력을 포함한다. 장치(200) 및 음향 억제 필터(210)가 구현되어 있는 시스템의 구체적인 구현(concrete implementation)에 따라서, 입력(240)에 제공되는 신호가 억제 필터(210)의 입력 측에 또한 제공될 수 있다. 또한, 또는 이것의 대안으로, 그러나, 옵션 입력(280)에 추가적인 신호가 제공될 수도 있다. 음향 억제 필터(210)에 이런 방식으로 제공되는, 하나 또는 신호 모두는, 억제 필터(210) 및 출력(290)의 출력에서 제공된 제어 정보를 고려하여 필터된다.

음향 억제 필터(210)을 위한 제어 정보를 계산하는 장치(200)의 기능에 대하여, 상기 언급된 스피커 신호, 상기 언급된 마이크로폰 신호, 또는 이중 하나 또는 모두로부터 비롯된 신호일 수 있는, 적어도 하나의 신호가 입력(240)에 제공된다. 후술된 것과 같이, 물론 장치(200)에 하나 이상의 신호가 제공될 수 있다.

여기서, 장치(200)에 제공되는 신호는, 프레임(frames)으로 또한 언급된, 시간적으로 연속인 데이터 블록을 포함한다. 본 발명의 실시예들에서, 상기 다운스트림 수단 및 유닛(downstream means and units)은, 시간적으로 연속된 데이터 블록에 대하여 여러 데이터 블록에서 실행될 때, 지난 데이터 블록이 추가적으로 고려되는, 각각 하나 또는 여러 데이터 블록에서 실행된다. 이는, 실시간(real time)으로 대응하는 에코 억제를 가능하게 하거나 또는 달성하기 위해 이용되는, 본 발명의 실시예들에 따른 장치(200)의 일반적인 응용 시나리오(application scenario)를 반영한다.

만약 입력(240)에서 장치(200)에 해당 신호가 제공된다면, 적어도 하나의 해당 데이터 블록이 값 결정 수단(230)에 도달해서 적어도 하나의 밴드패스 신호를 위해 에너지 관련 값을 계산하게 한다. 여기서, 밴드패스 신호는, 예를 들어, 분석 푸리에 필터 뱅크(analysis Fourier filter bank), 서브밴드 분석 필터 뱅크(sub-band analysis filter bank) 또는 QMF 분석 필터 뱅크(QMF analysis filter bank)로부터 제공된 것과 같이, 주파수 관련 신호이다.

예를 들어, 저 초기 주파수(lower initial frequency), 고 최종 주파수(upper final frequency), 중심 주파수(center frequency) 또는 다른 전형적인 주파수(other typical frequency)를 나타내는 고유 주파수는 여기서 각각의 밴드패스 신호와 관련이 있다. 만약 밴드패스 신호가 푸리에 분석 필터 뱅크의 분광 값(spectral values)이라면, 예를 들어, 분광 값의 기저를 이루는 주파수는, 예를 들어, 고유 주파수로 여겨질 수 있다. 더 큰 주파수 범위의 주파수 부분을 포함하는, 서브밴드 또는 QMF 신호의 경우, 고유 주파수는 상기 언급된 대표적인 주파수 중 하나일 수 있다.

본 방명의 일 실시예에 따른 장치(200)의 구체적인 구현에 따라, 상기 값 결정 수단(230)은, 시간 인덱스(time index)로 고유하게 인식 가능(uniquely identifiable)한, 같은 데이터 블록에 기반하여, 하나 이상의 밴드패스 신호를 위한 하나 이상의 에너지 관련 값 또한 출력할 수 있다. 따라서, 예를 들어, 서브밴드의 복수 개 또는 전체를 위한 해당 에너지 관련 값을 결정하는 것이 가능하다.

에너지 관련 값은, 예를 들어, 관련된 밴드패스 신호 또는 그것에 비례하는 값의 에너지 값일 수 있다. 마찬가지로, 이는 또한, 밑수 값(value serving as base)이 실수 값이라면, 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱에 비례하는 값일 수 있다. 대안 또는 추가적으로, 상기 에너지 관련 값은 또한 양의 실수의 지수를 가지는 상기 관련 밴드패스 신호의 크기의 거듭제곱(절대값)에 비례할 수 있다. 예를 들어, 이는 복합 값(complex values)을 밑수로 이용하는 것 또한 허락한다.

따라서, 적어도 하나의 밴드패스 신호를 위해 결정된 상기 에너지 관련 값은 이제 적어도 하나의 해당 평균값을 결정하기 위해 구성된, 평균값 결정 수단(250)에 제공된다. 각 데이터 블록 당 하나 이상의 에너지 관련 값이 상기 평균값 결정 수단(250)에 제공되는 본 발명의 실시예들에서, 상기 평균값은 각각의 관련 값 또는 복수 개의 관련 값을 위해 결정될 수 있다.

후술된 것과 같이, 상기 평균값 결정은, 예를 들어, 현재 데이터 블록을 제외한, 시간적으로 연속인 데이터 블록 또는 그것의 복수 개에 기반하는 슬라이딩 에버리지에 기반하여 실행될 수 있다. 이는, 예를 들어, 서로 다른 데이터 블록 각각의 값을 각각 고려하거나, 순환 계산의 형태로 실행될 수 있다. 구체적인 구현은 후술될 것이다.

값 결정 수단(230)의 적어도 하나의 상기 에너지 관련 값 및 평균값 결정 수단(250)의 적어도 하나의 평균값은, 이제, 관련된 밴드패스 신호를 위한 결정된 평균값을 기반으로 에너지 관련 값을 수정하는, 수정 수단(260)에 제공된다. 본 발명의 다른 실시예들에서, 이는, 예를 들어 단순한 뺄셈, 단순한 나눗셈(division), 또는 뺄셈 또는 나눗셈에 기반하는 더 복잡한 수학 연산(mathematical operation)으로 이루어질 수 있다.

이로써, 수정 수단(260)은 음향 억제 필터(210)을 위한 제어 정보를 계산하는 다운스트림 제어 정보 계산 수단(downstream control information computation means)(270)을 기반으로, 하나 이상의 수정된 에너지 관련 값을 생성한다.

장치(200)의 입력(240)에 어떤 신호가 제공되는가에 따라서, 옵션 입력(280)을 통해 음향 억제 필터(210)에 같은 신호 또는 다른 신호를 제공하는 것이 바람직할 수 있다. 만약 입력(240)에 제공된 신호가 상기 마이크로폰 신호라면, 예를 들어, 음향 억제 필터(210)의 입력(280)의 구현이 생략(omitted)될 수 있다. 그렇지만, 만약 입력(240)에 제공된 신호가 상기 스피커 신호라면, 그때 제공된 마이크로폰 신호에 입력(280)을 구현하는 것이 실제로 바람직할 수 있다.

상기 설명된 기존 음향 에코 억제 시스템의 약점은 상기 마이크로폰 신호의 정체 소음을 잘 다루지 못한다는 것이다. 본 발명의 실시예들을 이용하면, 오디오 품질에 연관된 약점은, 적어도 부분적으로, 어쩌면 완벽하게 향상될 수 있다. 후술된 것과 같이, 정체 또는 비정체 소음은, 신호 대 소음 비가 매우 높지 않을 때 이 시스템의 성능을 악화시키는, 에코 추정(echo estimation)에 대한 시스템적인 추정 편차(systematic estimate deviation)를 야기시킨다.

본 발명의 실시예들은 다루어야 할 새로운 기술을 제시하고 상기 언급된 해당 음향 에코 억제 시스템의 약점을 적어도 부분적으로 제거한다. 특히, 도 2에 도시된 본 발명의 일 실시예는, 소음의 존재로 야기되는 시스템적인 추정 편차의 문제가 감소되는 에코 추정 필터를 위한 추정 기술을 근본적으로 실현시키는 것을 가능하게 한다.

따라서, 본 발명의 실시예들은 에코 추정 필터의 계산과 관련된다. 이는, 상기 스피커 스펙트럼(loudspeaker spectra)의 시간 변동(time fluctuations)으로부터 시작되는 상기 마이크로폰 스펙트럼(microphone spectrum)의 시간 변동 추정(estimation of time fluctuations)에 기반한다. 따라서, 본 발명의 실시예들은, 상기 마이크로폰 채널(microphone channel)에서의 가급적 가중 소음(possibly additive noise)으로 인한 시스템적인 추정 편차(systematic estimate deviation)를 도입하지 않고, 상기 에코 추정 필터의 더 정확한 추정을 가능하게 한다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 분광 기여 변동(spectral contribution fluctuations)에 기반한 에코 추정 필터의 구현을 허락한다.

본 발명의 추가적인 실시예들이 그들 각각의 기능에 대해 더 구체적으로 설명되기 전에, 서로 연결된 두 요소는 해당 연결 수단(connecting means), 신호 경로(signal paths) 또는 다른 통신 방법(other communication methods)을 통해 직접 또는 간접적으로 연결된 것을 의미한다는 것을 지적한다. 따라서, 상기 설명된 수단(230, 250, 260, 270)은 모두 계산 수단(220)의 관점에서 구현되었다.

여기서, 각 수단이 서로 다른 회로 블록에 의해 실현되는 것이 불가피하지 않다. 따라서, 하나 이상의 언급된 수단에 속하는 계산 수단(220)의 회로 요소(circuitry components)의 부분적 또는 전체적인 중복(overlaps)이 일어날 수 있다. 예를 들어, 만약 계산 수단(220)이 처리기(processor)라면, 상기 같은 회로는 적어도 부분적으로 서로 다른 수단에 사용될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 산술 논리 연산 장치(ALU: arithmetic logic unit)의 같은 부분이 수정 수단(260)과 더불어 값 결정 수단(230)에도 이용될 수 있다. 그러한 경우에, 수단(230,260) 각각의 연결링은, 예를 들어, 메모리(memory)의 메모리 위치(memory location)를 통해 실현될 수 있다.

이 시점에서, 기능적으로 같거나, 또는 기능적으로 유사한 수단, 유닛, 및 개체들은 하기와 같이 유사하거나 같은 참조 번호(reference numerals)로 지정되어 있다. 상기 같거나 유사한 참조 번호는 또한, 같거나, 비슷하거나, 기능적으로 같거나, 또는 기능적으로 유사한 수단, 개체, 및 유닛을 위해 사용된다. 이러한 이유 때문에, 같거나 또는 유사한 참조 번호가 지정된 개체, 수단 및 유닛에 관련된 설명 구절은, 불필요한 반복할 필요 없이 다양한 실시예들의 더 간결하고 뚜렷한 도시를 허락하도록, 본 발명의 실시예 각각의 사이에서 이동될 수 있다.

본 설명에 후술되어 있는 개술 참조 번호(summarizing reference numerals)는 또한 유사한 참조 번호 중 하나이다. 만약 수단, 개체 및 요소가 하나의 도에서 여러 번, 본 발명의 일 실시예에서 여러 번, 또는 다른 상황에서 여러 번 존재한다면, 수반하는 개술 참조 번호가 모든 해당 수단, 개체, 및 요소의 일반적 특징(general fearues)과 요소의 설명(description), 서술(statement), 또는 논고(discussion)에 이용되는 반면, 상기 개체, 수단, 및 요소 각각은 각각의 참조 번호로 지정될 것이다. 따라서, 예를 들어, 개술 참조 번호(160)은 두 개의 간접 중복 경로(indirect overlap paths)(160-1, 160-2)를 위해 사용되었다. 많은 경우에, 개술 참조 번호의 이용은, 상기 수단, 개체, 및 요소 각각의 설명으로부터 모순(contradictory)되는 것이 얻어지지 않는 한, 지정된 수단, 요소 및 유닛이 같거나 또는 비슷한 기능적 또는 구조적 요소(structural features)를 포함하고 있다는 사실을 나타낸다.

에코 억제 시스템의 중요한 부분은 효과적인 에코 억제 필터가 계산될 수 있도록 상기 에코 신호의 크기 또는 파워 스펙트럼(power spectra)의 정확한 추정이다. 참고문헌 [6]에서, 상기 에코 크기 스펙트럼은 에코 추정 필터의 도움으로 정확하게 지연된 스피커 크기 스펙트럼(correctly delayed loudspeaker magnitude spectrum)을 필터링함으로써 추정된다.

그러나, 상기 마이크로폰 신호에 소음이 있을 때마다 참고문헌 [6]의 에코 추정 필터 계산이 시스템적 추정 편차를 야기하는 것이 처음으로 나타난다. 그런 다음, 상기 신호에 소음이 있어도 (거의) 언제나 시스템적 추정 편차 없이 에코 추정 필터를 계산하는 방법이 제안되었다. 상기 시스템적 추정 편차의 문제는, 도 3에 도시되는 것과 같이, 상기 신호 스펙트럼(signal spectra)의 변동에 기반하여 에코 추정 필터를 추정하도록 해결되었다.

도 3은, 도 3에 직접 구현되지 않고 더 큰 회로의 부분인, 해당 음향 억제 필터를 포함하는 음향 억제 필터를 위한 제어 정보를 계산하기 위한 장치(200)의 간소화(simplified)된 블록 회로도를 도시한다. 도 3에 도시된 블록 회로도는 모든 요소들이 도시되지 않은 간소화된 도면이다. 도 3을 기반으로, 오직 본 발명의 일 실시예에 따른 장치의 기본 기능 및/또는 본 발명의 일 실시예에 따른 해당 음향 억제 필터가 도시된다.

따라서, 도 3은 스피커 신호 x[n]을 재생하는 스피커(100)를 다시 도시한다. 나아가, 도 3은 유닛(300)에 마이크로폰 신호 y[n]을 제공하는 마이크로폰(110) 또한 도시한다.

도 2에 도시된 살기 실시예에 대한 값 결정 수단(230) 및 평균값 결정 수단(250)을 포함하는 유닛(300)은 도 3에서 조금 다른 방법으로 도시된다. 따라서, 도 3의 유닛(300)은, 도 3에서 시간 변동 추정(ETF: estimation of emporal fluctuations)으로 또한 지정되어 있는, 두 개의 시간 변동 추정 수단(310-1, 310-2)을 포함한다. 여기서 추정 수단(310-2)이 마이크로폰(110)의 입력 측에 연결될 동안, 추정 수단(310-1)은 스피커(100)의 입력 측에 연결된다.

여기서, 두 개의 추정 수단(estimation means)(310)은 적어도, 상기 스피커 신호 및 마이크로폰 신호에 포함되어 있는 밴드패스 신호를 위해 도 2와 연관되어 설명된, 값 결정 수단(230)과 평균값 결정 수단(250)의 상기 기능적 요소 및 속성들을 실행한다. 따라서, 도 3에 도시된 장치(200)의 실시예는, 상기 신호 그룹의 오직 하나의 신호가 아닌 적어도 두 개의 신호, 즉, 상기 스피커 신호 및 상기 마이크로폰 신호가 처리되는 일 실시예를 도시한다. 따라서, 두 개의 추정 수단(310)은, 도 3에 도시된 실시예의 상기 해당 밴드패스 신호 및 상기 수반 평균값(accompanying mean values)을 위한 신호 둘 모두를 위한 에너지 관련 값을 결정한다.

두 개의 추정 수단(310)은, 도 2에 도시된 실시예의 설명에 대해 수정 수단(260) 및 제어 정보 계산 수단(270)을 포함하는 에코 추정 필터(320)의 해당 입력들의 출력 각각에 연결된다. 이와 상응하여, 에코 추정 필터(230)은, 에너지 관련 값과 신호 x[n]과 y[n]의 상기 수반 평균값을 기반으로, 도 2와 연관되어 도시된 두 수단(260, 270)의 기능을 수행한다.

나아가, 도 3의 장치(200)은, 또한, 도 3에서 에코 억제로 참조되고 도 2로부터의 음향 억제 필터(210)의 기능을 포함하는, 에코 억제 처리 유닛 또는 에코 억제 처리 회로(325) (ERP: echo removal process)를 포함한다. 그러므로, 에코 추정 필터(320)은 에코 추정 필터(320)로부터 공급되는 제어 정보가 제공되는, 상기 제어 정보를 위한 대응하는 입력 또한 포함한다.

상기 음향 억제 필터와 같이, 에코 억제 처리 유닛(325)는, 앞에 언급된 신호를 기반으로, 스피커(100)로부터 생성된 에코에 대해 적어도 부분적으로 보정된 마이크로폰 신호 y[n]에 기반한 음향 신호 e[n] 또한 생성한다. 이 과정은 또한 분광 수정이라고 언급되는데, 이는, 본 발명의 적어도 몇 실시예들에서, 음향 억제 필터(210)(도 3에 도시되지 않은)와 에코 억제 처리 유닛(325)이 주파수 기반 영역에서 작동하기 때문에, 둘 모두가 분광 수정(spectral modification)이라고 언급되는 이유이다. 에코 억제 처리 유닛(325)에 대해, 특히, 도 7의 도시에 추가적으로 참조된다.

따라서, 도 3은 상기 에코 추정 필터의 제안된 추정의 블록 회로도를 도시하고, 도 3에서 사용된 단순화된 ETF 및 EEF는 각각 시간 변동(temporal fluctuation) 및 에코 추정 필터(echo estimation filter)를 나타낸다.

본 발명의 실시예들의 동작(functioning)을 더 잘 이해할 수 있도록, 도면을 참조하여 신호 모델에 기초하여 상기 동작들을 더 상세히 설명한다. 아래에서, 도 1로부터의 음향 환경의 음향 에코 경로 c_n은 직접 전송 경로(direct transmission path) 또는 직접 전파 경로(direct propagation path) 및 선형 필터(linear filter) g_n의 영향의 결합으로 표현될 수 있다는 것이 가정된다. 여기서, 상기 직접 전파 경로는 v 샘플의 지연 값에 의한 마이크로폰 신호 및 스피커 신호의 지연에 대응한다. 상기 선형 필터 g_n는 환경의 음향 속성(acoustic properties)을 모델링한다. 따라서, 유닛 임펄스(unit impulse)를 나타내는 δ[n]과 (수학적) 콘볼루션(convolution)을 나타내는 * 를 가지고 수학식 (1)을 얻는다.

오직 반대편 가입자만이 활동적이라는 가정 하에, 상기 마이크로폰 신호 y[n]의 시간 영역은 수학식 (2)로 주어진다.

여기서, n은 이산 시간 코스의 샘플된 값에 대한 시간 인덱스를 나타내는 정수이다. 따라서, 수학식 (1) 및 (2)에 존재하는 값 n은 상기 시간 영역에서의 인덱스들이다.

여기서, 수학식 (2)에서의, 식 g_n * x[n - v]은 마이크로폰에 의해 감지된 지연 및 필터된 스피커 신호를 나타낸다. 여기서, 기여 w[n]은 상기 레코딩 구역에 존재하는 정체 배경 소음(stationary background noise)을 나타낸다. 수학식 (2)의 양쪽에, 대응하는 시간-주파수 변환, 예를 들어 단시간 푸리에 변환(STFT)을 적용하면, 수학식 3이 얻어진다.

여기서, k는 정수이며 데이터 블록 번호(프레임 번호(frame number))의 형태로 데이터 블록을 나타내고, m은 주파수 인덱스(즉, 정수임)이다.

여기서, 수학식 4에 따르면, 주파수 또는 STFT 영역에서의 대응하는 지연된 스피커 신호는 x[n - v]이다. 여기서,v는 데이터 블록 시프트(data block shift)(프레임 시프트(frame shift) 또는 샘플 증가 값(sample advance value)) K의 정수 배수(integer multiple)로 가정된다. 즉, 여기에서 수학식 5가 적용되는 것으로 가정된다.

여기서, v, d, 및 K는 대응하는 정수이다. 여기서, 수학식 (5)는 단지 약간의 단순화를 위한 가정을 나타낼 뿐, 다음의 수학식의 유효성(validity) 및 기술적 실현(technical realization)을 위한 정확한 전제조건(prerequisite)을 나타내는 것은 아니다. 이하의 설명에서, 신호의 지연 또는 값의 주파수가 언급되었을 때, 수학식 (5)가 엄격하게 고려될 필요는 없다.

다시 말하면, 상기 연속적(continuous)으로 샘플된 음향 데이터 스트림(data stream)은, 본 발명의 몇 실시예에서, 시간 영역에서의 길이(length)가 K인 데이터 블록으로 나누어져 있다. 물론, 다른 실시예들에서, 데이터 블록은, 상기 관련된 데이터 스트림이 시프트된 값보다는 더 높은 수의 값을 또한 포함할 수 있다. 이것은 예를 들어 중복(overlap)에 의해 달성될 수 있다.

더 나아가, 수학식 (3)에서 G[k,m]의 지정은, 필터 g_n의 수반하는 표현 및/또는 이의 임펄스 응답으로 사용된다. 대응되게, W[k,m]은 주파수 영역에서의 정체 배경 소음(stationary background noise) w[n]의 표현을 지정(designate)한다. 실제로, x[n] 및 w[n]이 상관되지 않는다고 가정하는 것이 합리적이고, 따라서 수학식 (3)과 같이 된다.

여기서, E{}이 수학적 기대 값(mathematical expectation value) 또는 평균값(예를 들어, 산술 평균값)을 나타낸다. 수학식 (6)의 즉각적인 근사치(instantaneous approximation)로서, 이것은 파워 스펙트럼 |Y[k,m]|²의 형태로 수학식 (7)과 같이 쓸 수 있다.

상기 신호 모델링(signal modeling)에 기반하여, 본 발명의 다른 실시예들은, 음향 억제 필터(210)을 위한 제어 정보를 계산하기 위한 장치(200)의 형태로, 도 4 및 도 5와 연관되어 도시된다. 여기서, 도 4 및 도 5는 블록 회로도를 도시하고, 여기서, 도 5는 도 4에서 도시된 실시예에서 사용될 수 있는 지연 계산 수단의 블록 회로도를 도시한다.

도 4는 음향 억제 필터(210)을 위한 제어 정보를 계산하기 위한 장치(200)의 블록 회로도를 도시한다. 장치(200) 및 음향 억제 필터(210) 둘 모두는, 예를 들어 프로세서 또는 중앙 처리 유닛(CPU: central processing unit)일 수 있는 계산 수단(200)의 부분에 포함된다.

여기서, 장치(200)는, 제1 입력(240-1) 및 제2 입력(240-2)이 시간 영역의 스피커 신호 및 시간 영역의 마이크로폰 신호 각각을 위해 제공되는, 제1 입력(240-1) 및 제2 입력(240-2)을 포함한다. 예를 들어, 단시간 푸리에 해석 필터 뱅크, 푸리에 해석 필터 뱅크, 서브밴드 해석 필터 뱅크 또는 QMF 필터 해석 뱅크 또한 될 수 있는, 시간/주파수 변환 수단(time/frequency transformation means)(330-1)은 제1 입력(240-1)에 연결된다. 시간/주파수 변환 수단(330-1)으로부터 제공된 신호를 지연된 방식으로 전달하기 위해 형성된 지연 수단(340)은 시간/주파수 변환 수단(330-1)의 출력에 연결된다.

출력 편에서, 지연 수단(340)은, 도 4의 실시예에서 도시되는, 스피커 신호를 위한 제1 값 결정 서브수단(first value determination sub-means)(234a)을 포함하는 값 결정 수단(230)에 연결된다. 값 결정 수단(230)은 평균값 결정 수단(250)에 연결되고, 평균값 결정 수단(250)은 평균값 결정 서브수단(250a)를 포함한다. 평균값 결정 서브수단(250a)은 지연 수단(240)의 출력 및 값 결정 서브수단(230a)의 출력 둘 모두에 연결된다. 평균값 결정 수단(250) 및 평균값 결정 서브수단(250a)은, 출력단에서, 수정 수단(260)의 수정 서브수단(260a)의 입력에 연결된다. 추가적인 입력을 통해, 상기 수정 서브수단(260a)는 값 결정 서브수단(230a)의 출력에 연결되고, 상기 결정된 평균값과 별도로, 상기 원래의 값이 상기 수정 서브수단(260a)에 사용가능해진다.

상기 스피커 신호를 위한 제1 경로 외에, 장치(200)는 제2 경로를 포함하고, 상기 제2 경로는 상기 마이크로폰 신호를 위한 제2 입력에 연결된다. 더 구체적으로, 여기서, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)는 입력 측에서 제2 입력(240-2)에 연결된다. 출력 측에서, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)는, 값 결정 수단(230)의 부분으로 또한 포함된, 제2 값 결정 서브수단(230b)에 연결된다. 평균값 결정 수단(250)은, 시간/주파수 변환 수단(330-1)의 출력 및 상기 입력 측의 제2 값 결정 서브수단(230b)의 출력 둘 모두에 연결된, 마이크로폰 신호를 위한 평균값 결정 서브수단(250b) 또한 포함한다. 평균값 결정 수단(250a)과 같이, 평균값 결정 서브수단(250b)은, 수정 수단(260)의 입력에 연결된다. 여기서, 평균값 결정 서브수단(250b)은, 수정 수단(260)의 부분이기도 한 제2 수정 서브수단(260b)에 연결된다. 추가적인 입력을 통해, 수정 서브수단(260b)은 여기서, 상기 결정된 평균값 외에도 수정 서브수단(260b)에 상기 원래 값이 이용 가능하도록, 값 결정 서브수단(230b)의 출력에 연결된다.

2개의 수정 서브수단(260a, 260b)의 도움으로, 수정 수단(260) 자체는 제어 정보 계산 수단(270)의 입력에 연결된다. 제어 정보 계산 수단(270)은, 도 4에 도시된 실시예에서, 실제 제어 정보를 위한 계산 수단(360) 및 추정 수단(350)의 직렬 연결은 포함한다. 도 4에 도시되는 장치(200)의 실시예에서, 계산 수단(360)은 값 결정 서브수단(230b)의 출력 및 지연 수단(340)에 추가적으로 연결된다.

계산 수단(360)으로부터 제공된 제어 신호와 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)에서 주파수 영역 또는 근접 주파수 영역으로 변환된 제어 정보 및 마이크로폰 신호에 기반하여 주파수 영역 또는 근접 주파수 영역의 음향 억제 필터(210)에서 에코 억제 신호를 생성해 신호의 분광 수정을 수행하는 신호 둘 모두는 음향 억제 필터(210)에 제공된다. 상기 주파수 영역 또는 상기 근접 주파수 영역에서 수정된 신호는, 그 다음, 상기 시간 영역으로 전 변환(back transformation)을 수행하는 주파수/시간 변환 수단(370)으로 전달된다. 출력 편에서, 이는, 도 2의 실시예에서 도시된 것과 반대로 - 상기 시간 영역에서 에고 - 억제 또는 에코-감소된 마이크로폰 신호(echo-reduced microphone signal)가 제공되는, 장치(200)의 출력(290)에 연결된다.

더 나아가, 도 4에 도시된 장치(200)의 실시예는, 지연 수단(340)의 입력을 통해, 지연 수단(340)의 지연 값을 위한 현재 지연 값 또는 현재 수정 값을 전달하기 위한, 지연 수단(340)의 입력(제어 입력)의 출력에 연결되는 지연 값 계산 수단(380)을 추가적으로 포함한다. 여기서, 지연 값 계산 수단(380)은 상기 스피커 신호 및 상기 마이크로폰 신호 각각을 위한 경로에 연결된다.

구체적인 구현에 따라, 오직 수정 수단(260) 뒤에서 결합되는 상기 두 경로로의 연결(coupling)은, 서로 다른 위치에서 수행될 수 있다. 따라서, 지연 값 계산 수단(280)은, 예를 들어, 제1 시간/주파수 변환 수단(330-1)의 출력, 지연 수단(340)의 출력, 또는 수정 수단(260)의 제1 수정 서브수단(260a)의 출력에 연결될 수 있다. 더 나아가, 지연 값 계산 수단(380)은 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)의 출력 또는 수정 수단(260)의 제2 수정 서브수단(260b)의 출력에, 상기 마이크로폰 신호 경로에 대해 연결될 수 있다.

도 5는, 예를 들어, 도 4에 사용될 수 있는, 지연 값 계산 수단(380)의 블록 회로도를 도시한다. 여기서 지연 값 계산 수단(380)은, 상기 스피커 신호 경로에 연결된 하나와 도 4에 도시된 실시예의 상기 마이크로폰 신호 경로에 연결된 다른 하나인, 제1 입력(390-1) 및 제2 입력(390-2)를 포함한다. 따라서, 예를 들어, 제1 입력(390-2)은 상기 스피커 신호 경로에 대하여 지연 수단(340)의 출력에 연결될 수 있고, 제2 입력(390-2)는 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)의 출력에 연결될 수 있다.

지연 값 계산 수단(380)은 2개의 입력(390) 모두에 연결된 기여도 함수 계산 수단(coherence function computation means)(400)을 포함한다. 이는 두 입력(390)에서 들어오는 신호(incoming signal)에 기반한 대응하는 기여도 함수를 계산하기 위해 형성된다. 출력 편에서, 이는, 대응하는 에코 예측 이득(echo prediction gain)을 계산하고 최적화 수단(optimization means)(420)에 출력하기 위해 형성된, 다운스트림 에코 예측 이득 계산 수단(downstream echo prediction gain computation means)(410)에 연결된다. 상기 최적화 수단(420)은, 상기 대응하는 지연 값을 위해 도 1의 지연 수단(340)의 입력에 연결된, 지연 값 계산 수단(380)의 출력(430)에 연결된다.

따라서, 상기 지연 값 d는, 수학식 (8)에 따른 스피커 및 마이크로폰 파워 스펙트롬에 대한 기여도 함수(coherence function)(예를 들어, 제곱 기여도 함수(squared coherence function))를 사용하여 도 4 및 도 5에 도시된 수단들의 도움으로, 계산되거나 결정될 수 있다.

여기서 수학식 (8)에서 발생하는 기대값(expectation value) E{}는 평규ㅏㄴ 값으로 구현될 수 있다. 상기 계산은, 도 4 및 도 5에 도시된 실시예에서, 지연 값 계산 수단(380)의 기여도 함수 계산 수단(coherence function computation means)(400)에 의해 수행된다.

기본적으로, 상기 지연 값 d는, 밴드패스 신호가 정수인 인덱스 m으로 결정되는, 각 주파수 밴드(frequency band) 및/또는 각 밴드패스 신호를 위해 계산될 수 있다. 하지만, 도 4 및 도 4에 도시된 실시예들에서는, 모든 주파수 및/또는 모든 밴드패스 신호를 위한 단 하나의 지연 값(single delay value)의 사용만이 고려된다. 이 때문에, 상기 이른바 에코 예측 이득(echo prediction gain) ω[k]는, 에코 예측 이득 계산 수단(410)에서 개별 주파수(individual frequency)에 걸치는 기여도 함수 Γ_d[k,m]의 평균값으로서 수학식 (9)에 의하여 계산된다.

여기서, M은 주파수 밴드 및/또는 밴드패스 신호의 수를 나타내는 정수이다. 상기 각각의 밴드의 인덱스 m은 0에서 M-1까지 걸쳐 있다. 상기 실제 지연 값 d는, 그 다음, 상기 에코 예측 이득이, 최적화 수단(420)을 통해 최대화(maximized) 되도록 선택된다. 다른 말로, 이는 수학식 (10)에 따라 수단(420)에 의하여 결정된다.

함수 argmax_d{}는 파라미터 d에 대해 정확한 최대 값(maximum value)의 결정을 나타낸다.

이로써, 도 4에 도시된 것과 같이, 상기 현재 파형(current waveform)의 함수로서의 상기 현재 지연 값 d는, 지연 값 계산 수단(380)을 통해 지연 수단(340)으로 전송된다. 더 구체적으로, 여기서 설명되는 지연 값 계산 수단(380)의 연결은, 상기 지연 신호가 이미 상기 기여도 함수의 계산에서 고려됐기 때문에, 지연 수단(340)에 사용 가능하게 된 신호가 상기 지연 값 d에 대한 보정 신호(correction signal)를 나타내는 경향이 있는 피드백 회로이다. 기본적으로, 따라서, 상기 지연 값(delay value)를, 수학식 (10)에 따라 계산된 대로, Δd로 나타내는 것도 가능하다. Δd는 전에 계산된 지연 값으로부터의 편차를 나타낸다. 이에 대한 고려는 상기 절대 지연 값 d를 얻기 위한 지연 수단(340)으로부터 이루어질 수 있다. 하지만, 지연되지 않은 신호(non-delayed signals)에 기반한 계산의 경우에는, 상기 각각의 지연 값은 수학식 (10)을 통해 직접적으로 결정될 수 있다.

상기 에코 추정 필터(echo estimation filter)에 대해, 다음은, 참고문헌 [6]에서 사용된 추정이 시스템적 추정 편차(systematic estimate deviation)에 의해 시프트된 추정에 이른다는 것을 보여줄 것이다. 참고문헌 [6]에서, 상기 에코 추정 필터의 추정은 파워 스펙트럼 |Y[k,m]|² 및 |Xd[k,m]|², 즉, 직접적으로 측정(measured)되고 검출(detected)된 상기 마이크로폰 및 스피커의 스펙드럼에 직접적으로 기반하여 실행된다. 에너지 영역에서, 수학식 (11)이 에코 추정 필터

_biased[k,m] 를 위하여 얻어진다.

부록 A에서 보여지는 것과 같이, 수학식 (11)의 사용은, 상기 정체 소음(stationary noise) W[k,m]의 가중 비율(additive proportion) 때문에, 상기 에코 추정 필터를 위한 시스템적 추정 편차로 시프트된 추정에 이른다. 따라서, 수학식 (11)에 기반하여, 에너지 영역에서의 상기 에코 추정 필터는 수학식 (12)와 같이 주어진다.

여기서,

[k,m]은 인덱스 m 및 상기 데이터 블록 인덱스 또는 시간 인덱스 k를 가지는 주파수 밴드 내 상기 정체 소음 w[n]의 변화량(variance)이다. 여기서, 상기 시스템적 추정 편차로 시프트된 상기 에코 추정 필터가, 소음 환경(noise environments)에서의 에코 신호를 위해 받아들일 수 없을 만큼 높은 추정을 야기할 가능성이 있다는 것은 수학식 (12)으로부터 직접적으로 기인한다. 에코 신호의 과대추정(overestimation)은 대체적으로 매우 공격적(aggressive)인 에코 억제를 야기하기 때문에, 근단 음성 신호(near-end speech signals)의 방해가 동시 양방향 통신(simultaneous bi0directional communication)(더블토크 상황(double talk situations)) 중에 받아들일 수 없을 만큼 높을 것이다.

도 4 및 도 5에 도시된 것과 같이, 본 발명의 실시예들을 이용할 때, 예를 들어, 상기 에코 추정 필터 G[k,m]은 상기 스피커 및 마이크로폰 파워 스펙트럼의 시간 변동(temporal fluctuations)에 대하여 추정된다. 상기 파워 스펙트럼의 상기 시간 변동(temporal fluctuations)은 여기서, 중심값(centered) 또는 평균값 버전(averaged) 버전(versions)으로, 즉, 상기 대응하는 평균값을 감소시키거나 - 더 일반적으로 - 고려하여, 결정된다. 따라서, 수정 수단(260)에서, 수정된 파워 스펙트럼은 수학식 (13)에 따라 상기 마이크로폰 신호를 위한 수정된 에너지 관련 값으로서의 제2 수정 수단(260b)에 의해 계산된다.

대응적으로, 상기 스피커 신호를 위한 수정된 파워 스펙트럼 또한, 수학식 (14)에 따라 제1 수정 서브수단(260a) 형태의 수정 수단(260)에 의해 계산된다.

수학식 (13) 및 (14)에 들어가는(entering) 상기 수학적 추정 값 E{}는 여기서, 평균값 결정 수단(250)에 의해 형성된다. 여기서, 간편하게, 상기 수학식에서 사용된 것과 같이, 상기 수학적 예측 값(mathematical expectation value) E{}는, 상기 대응하는 파워관련(power-related) 값에 기반한 두 평균값 결정 서브수단(250a, 250b)에 의한 단시간 평균값에 의해 대신된다.

값 A[k,m] 및 B[k,m]은 임의의 값을 나타내고, 동일한 값일 수도 있다. 수학식 (15)에서 시작하여, 값 φ_AB[k,m]에 대한 단시간 평균값

은, 예를 들어 수학식 (16)에 따른 순환 평활(recursive smoothing)을 수행함으로써 얻어질 수 있다.

여기서, 요소 α_avg는 시간에 따른 평활도(degree of smoothing)를 결정하고 어떠한 주어진 요구에도 적응될 수 있다.

다른 말로, 시간 평균값(temporal mean value)은 수학식 (17)에 따라 임의의 양 A[k,m]에 대해 계산될 수 있다.

k는 시간 인덱스이고, 양 (quantity) E(A[k,m])은 현재 값 A[k,m] 및 전에 계산된 평균값 E(A[k - 1,m])에 기반하여 순환적으로 계산된다. 여기서 요소 α_avg는 전에 계산된 평균값에 상기 새로운 값(new value) A[k,m]의 가산(addition)의 기여(contribution)를 가중(weights)한다. 상기 전에 계산된 평균값은 요소 (1 - α_avg)에 의해 가중된다(weighted).

따라서, 수학식 (15)에서 (17)까지 주어진 계산 규칙(rules)의 도움으로, 대응하는 평균값은, 다음 수단에 사용 가능한 대응하는 데이터로부터, 평균값 결정 수단(250)과 그것의 두 평균값 결정 서브수단(250a, 250b)에서 결정될 수 있다. 여기서, 수학식 (15)에서 (17)까지의 계산 규칙에 따른 구현은, 실시간으로 실행될 수 있는 순환, 슬라이딩 에버리지(sliding average)를 나타낸다. 특히, 여기서, "미래(future)" 데이터 블록을 위해 기다릴 필요가 없다.

추정 수단(350)을 가진 제어 정보 계산 수단(270)은 이제, 수정 수단(260)으로부터 제공된 상기 수정된 에너지 관련 값에 기반한 음향 억제 필터(210)을 위한 상기 제어 정보를 계산할 수 있다. 이를 위하여, 처음에는, 에코 추정 필터

가 수학식 (18)에 따른 파워 스펙트럼의 변동을 고려하여, 수정 수단(350)에 의해 계산된다.

더 구체적으로, 상기 대응하는 에코 추정 필터

의 크기 주파수 코스(magnitude frequency course)는 수학식 (18)에 따라 계산된다. 수학식 (18)에서 관련된 페이즈 정보(phase information)가 다양한 방법의 수단으로 추가 및/또는 추정될 수 있다. 이것이 필요한 이상, 예를 들어, 대응하는 주파수 밴드를 위해 상기 지연 값 d의 함수로 결정 또는 상기 시간 코스(temporal course) 또는 상기 대응하는 크기의 분광 코스(spectral course)로부터 결정된, 모든 주파수 밴드, 주파수 범위 또는 밴드패스 신호를 위해, 상수 정보로서의 변함없는 페이즈 (constant phase)가 이와 같이 사용될 수 있다.

수학식 (18)에서 수행된 것과 같이, 본 추정에서, 오직 상기 스피커 신호와 마이크로폰 신호의 분광 역학(spectral dynamics)이, 상기 에코 추정 필터를 추정하기 위해 사용된다. 또한, 부록 B에서 설명되는 것과 같이, 가중 정체 소음 신호 w[n]은, 수학식 (18)에 따른 추정에 의해 상쇄된다. 부록 B의 도출에서 보여지는 것과 같이, 수학식 (18)의 사용은, 에코 변환 함수 (echo transfer function)

의 시프트되지 않은(non-shifted) 추정에 이른다. 더 구체적으로, 수학식 (19)와 같다.

더욱이, 수학식 (8)의 사용에 대한 대안으로, 상기 지연 값 d의 추정은 또한, 수학식 (20)에 따른 기여도 함수(coherence function)를 사용하여, 변동 스펙트럼(fluctuating spectra)에 기반하여 수행될 수 있다는 것이 여기서 지적되어야 한다.

여기서,

은 수학식 (14)와 유사하게 정의된다. 상기 실제 지연 값은 에코 예측 이득(echo prediction gain)이 최대가 되도록, 수학식 (21)의 에코 예측 이득의 기반 하에 선택될 수 있다.

다른 말로, 상기 지연 값 계산은 또한, 수학식 (8) 및 (9)와 연관되어 지정되지 않은 양을 사용하는 지연 값 계산 수단(380)에 의해 실행될 수 있다. 도 4에 대해, 이것은, 다른 값들이 입력(390)에 이용 가능(available)하도록, 다른 값들이 선택적으로 만들어진 경로(optionally drawn paths)를 통해 지연 값 계산 수단(380)에 제공되는 것을 뜻한다. 제어 정보 계산 수단(270)은, 다음에 더 구체적으로 설명될, 디자인 요소(design parameters) β, v 및 L_H에 기반한, 필터 계수(filter coefficients) H[k,m] 형태의 음향 억제 필터(21)에 제어 정보를 이용 가능하게 한다.

본 발명의 실시예들에서, 서로 다른 고유 주파수에 속한 상기 스피커 신호의 밴드패스 신호 또는 그것으로부터 유도된 신호는, 서로 다른 정도(extent)로 지연될 수 있다. 예를 들어 이것은, 직접 전파 경로가 특정 주파수 범위에서 가장 강한 신호 기여(strongest signal contribution)를 제공하지 않도록, 상기 서로 다른 전파 경로가 주파수-선정 감쇠(attenuation)를 가질 때, 권할만하다. 이런 경우에, 상기 지연 값의 결정은, 상기 기여도 함수 및/또는 제한된 주파수 밴드를 통한 상기 에코 예측 이득의 계산에 기반하여 직접적으로 실행될 수 있다.

상기 음향 에코 제어는, 수학식 (22)에 따른 적절한(appropriate) 에코 제어 필터를 가진 마이크로폰 신호를 가중함으로써 음향 에코 필터(210)에 의해 실행된다.

여기서 상기 마이크로폰 스펙트럼 Y[k,m]은, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)의 출력으로부터 음향 억제 필터(210)에 직접적으로 제공된다. 여기서 상기 가중 요소 및/또는 필터 요소 H[k,m]는, 제어 정보를 위한 계산 수단(360) 및/또는 제어 정보 계산 수단(270)으로부터 음향 억제 필터(210)이 얻는 제어 정보를 나타낸다.

상기 에코 추정 팔터 H[k,m] 및/또는 상기 제거 정보는 여기서, 참고문헌 [7]에 설명된 것과 같이, 상기 분광 감산 방법(spectral subtraction method)에 따라 계산될 수 있다. 이 경우에, 상기 제어 정보는 수학식 (23)에 의해 주어질 수 있다.

상기 디자인 요소 β, v 및 L_H은 상기 에코 억제 필터의 목표 성능(desired performance)을 제어하기 위해 사용된다. 여기서 대표적 값은, β= 2, v = 2 및 L_H = -60(최대 감쇄 -60 dB에 대응)이다. 여기서 상기 에코의 상기 파워 스펙트럼의 추정은, 수학식 (24)에 따른 상기 에코 추정 필터에 의해 얻어진다.

수학식 (24)에 따른 상기 계산은 또한, 제어 정보(360)를 위한 상기 계산 수단에 의해 실행될 수 있다. 가급적이면, 상기 에코 추정 및 상기 에코 억제는 상기 스피커 신호 및 마이크로폰 신호의 오리지널 신호에 대해 실행된다.

도 6은 주파수 1000 Hz를 위한 본 발명의 실시예들에 기반한 수적(numerical) 결과를 도시한다. 시뮬레이션은, 6 dB 신호 대 소음 비율을 가진 1/f 소음(핑크 소음(pink noise))에 의해 변질된 음성 신호로 생성됐다. 여기서 상기 시뮬레이션의 전반은 반대 편 액티브 스피커(active far-end speaker)에 기인한 에코에 독점적으로 대응하는 반면, 상기 시뮬레이션의 후반은 양방향 토크 상황(더블토크 상황)에 대응한다.

도 6의 일부분은, 검정 선으로 덧붙여진(superimposed) 주파수1000 Hz를 위한, 단시간 파워 스펙트럼(430) 및 상기 스피커 신호의 단시간 평균된(short-time-averaged) 스펙트럼을 도시한다. 다른 말로, 도 6의 (a)는 스피커 신호를 위한 단시간 파워 스펙트럼(430) 및 대응하는 단시간 평균된 스펙트럼(440)을 도시한다.

여기서 도 6의 (b)는, 실제 에코 추정 필터를 점선으로 도시하고, 게다가 상기 시스템적 추정 편차와의 추정이 점선으로 도시되고 시스템적 추정 편차가 없는 것은 선으로 도시된다. 다른 말로, 상기 도 6의 (b)는, 본 발명과 설명의 실시예들에 의해 제안 및 설명된 데로 계산된, 실제 에코 추정 필터 G[k,m]를 점선으로, 수학식 (11)에 따른 시스템적 추정 편차

로 계산된 추정을 점선으로, 게다가 시스템적 추정 편차 없이 계산된 추정

를 선으로 도시한다.

도 6의 (c)는, 세 부분적 도시 모두가 각각 0초(0 s)에서 15초(15 s)의 시간 규모(time scale)에 기반한, 상기 에코 예측 이득의 시간 코스를 도시한다. 전에 설명된 것과 같이, 오직, 에코 및 마이크로폰을 통해 다시 감지되는 상기 스피커로부터의 음성만이 0 초에서 대략 7.5초의 시간 범위에 포함되는 반면 후반, 즉, 대략 7.5초에서 15초 사이의 시간 간격(time interval)에는 음성이 마이크로폰에 추가로 연결된다.

따라서, 도 6의 (c)는, 상기 에코 추정 필터의 신뢰성(reliability)의 추정을 시간의 함수(function of time)로 나타내는, 상기 에코 예측 이득에 대응한다. 이러한 구성은, 중심에 있는 통계를 고려하지 않고 계산된 상기 에코 추정 필터의 시스템적 추정 편차를 도시하는 반면, 에코 예측 이득이 충분히 클 때, 시간 변동에 기반한 에코 예측 필터가 실제 에코 추정 필터 G[k,m]에 대응한다. 특히, 평균값 제거(mean value removal)를 고려하면, 상기 에코 추정 필터가, 평균값 제거가 없는 것과 비교했을 때, 목표 코스와 뚜렷하게(clearly) 더 잘 조화(matching)되는 것이 도시된다. 특히, 부분적 도시 6b에서10 과 15 초 사이의 시간 범위에서, 대응하는 에코 추정 필터 코스에 대하여 인식 가능한(recognizable), 상당한 차이(significant differences)가 있다.

도 7은 음향 억제 필터(210)을 가진 장치(200)의 추가적인 실시예의 간소화된 블록 회로도를 도시한다. 도 7에서 선택된 도시는 추가적으로, 시간 인덱스 n에 따른 상기 마이크로폰 신호 y[n] 및 상기 스피커 신호 x[n]의 두 시간 코스를 도시한다. 도 3에서 보이는 실시예와 비교했을 때, 도 7은, 이와 같이, 제안된 발명의 일 실시예에 따른 상기 음향 에코 억제 알고리즘의 더 완성된(complete) 블록 회로도를 도시한다. 도 3에 도시된 실시예와의 유사성 때문에, 본 실시예의 설명은 이 시점에서 짧게 유지되고, 추가적인 세부 사항에 대하여 도 3의 설명에 언급된다.

상기 스피커 신호 x[n]은 단시간 푸리에 변환의 형태로 제1 시간/주파수 변환 수단(330-1)에 제공된다. 마찬가지로, 상기 마이크로폰 신호 y[n]은, 또한 대응하는 단시간 푸리에 변환 유닛인, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)에 제공된다. 두 파형의 시간 파형 x[n] 및 y[n]의 비교에 도시되는 것과 같이, 상기 스피커 신호가 상기 마이크로폰 신호를 시간 간격 d로 이끌기 때문에, 제1 시간/주파수 변환 수단(330-2)은 대응하는 상기 스피커 신호 X[k - d,m]의 시간-지연된 스펙트럼을 생성한다.

도 7의 위 편에 있는 두 시간 코스에 대해, 이것은 또한 두 브레이스(braces)(450-1, 450-2), 게다가 시간 간격 d를 나타내는 시간 화살표(arrow)(460)를 사용함으로써 나타내진다. 하지만, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)는, 시간 지연되지 않은 형태로, 상기 마이크로폰 신호에 대응하는 스펙트럼을 제공한다. 도 4에 대하여, 이것은, 지연 수단(340)이 또한, 도 7의 실시예에서 도시되는, 제1 시간/주파수 변환 수단(330-1)에 결합 되는 것을 뜻한다.

상기 두 시간/주파수 변환 수단(330-1)은 차례로, - 도 3의 실시예에서 도시된 것과 같이 - 도 7에서 ETF로 참조되는, 두 추정 수단(310-1, 310-2)을 포함하는, 유닛(300)에 연결된다. 여기서, 상기 축약 ETF는 시간 변동의 추정(estimation of temporal fluctuations)을 나타낸다. 따라서, 추정 수단(310)은 값 결정 수단(230) 및 도 4로부터의 평균값 결정 수단(250)의 기능을 포함한다.

출력 편에서, 유닛(300)은 차례로, 도 7에 다시 EEF(에코 추정 필터)로 지정된, 에코 추정 필터(320)에 연결된다. 여기서, 에코 추정 필터(320)은 수정 수단(260) 및 제어 정보 계산 수단(270)의 추정 수단(350)의 기능들을 포함한다. 에코 추정 필터(320)은, 두 스펙트럼 X[k - d, m] 및 Y[k,m] 그리고 상기 추정 필터

에 기반하여 실제 에코 제거를 실행하는 에코 억제 처리 유닛(325)(ERP = 에코 제거 처리(echo removal process))에 대응하는 추정

을 넘겨준다. 이 기능에 대하여, 에코 억제 처리 유닛(325)는 따라서, 상기 제어 정보 및 실제 음향 억제 필터(210)을 위한 계산 수단(360)에 대응한다.

이 출력에서, 에코 억제 처리 유닛(325)는, 상기 에코에 대하여 감소된, 대응하는 시간 신호 e[n]이 그것의 출력에서 출력되도록, 본 경우에 단시간 푸리에 변환의 역인(inverse), 주파수/시간 변환 유닛(370)에 의해 다루어지는(treated by), 주파수 영역에 속해 있는 에코-억제된 신호를 제공한다.

도 3 및 7에서 도시된 실시예들과 도 4 및 도 5에 도시된 실시예들의 비교는 각각의 수단과 모듈(modules)이 그들의 기능에 대하여 서로 다르게 구현될 수 있다는 것을 분명히 도시한다. 따라서, 각각의 단계는 대응하는 수학적 변환에 의해 재편성(regroup)될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 수학식 (22)에서 (24)까지의 구현은 상기 설명된 에코 억제 처리 유닛(325)에서 설명된 것과 다르게 요약(summarized)될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 상기 각각의 계산은 하나의 계산 처리 또는 여러, 서로 다른 세분화(subdivided)된 계산에서 또한 실행될 수 있다.

도 8은, 본 발명에 따른, 음향 억제 필터(210)을 위한 제어 정보 계산을 위한 장치(200) 형태이고 또한 장치(200)에 포함된, 추가적 실시예를 도시한다. 도 8에 도시된 실시예는 여기서 실시예들이 또한 다른 음향 에코 억제 접근법(approaches)으로 구현 및 내장(embedded)될 수 있다는 것을 강조한다. 상기 음향 억제 접근법의 내장에 대한 다른 제2 접근법을 나타내는 또 다른 실시예는, 도 9에 도시된다.

도 8은 여기서, 상기 에코 추정 필터

가 상기 입력 신호 스펙트럼 X[k,m]에 적용되는, 본 발명의 일 실시예에 따른 음향 에코 억제 접근법의 블록 회로도를 도시한다.

장치(200)은 스피커(100) 및 마이크로폰(110)을 포함한다. 상기 스피커 신호 x[n]는, 상기 신호를 주파수 영역으로 변환하는 이산 푸리에 변환 해석 뱅크(DFT = 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform)의 형태로 시간/주파수 변환 수단(330-1)에 제공된다. 이의 출력에서, 이는 한편으로는 지연 수단(340)에 제공되고, 다른 한편으로는 값 결정 수단(230)의 제1 값 결정 서브수단(230a)제공되는 스펙트럼 X[k,m]을 출력한다. 상기 스펙트럼 스펙트럼 X[k,m]은 여기서 실수 값(real-valued) 또는 복소수 값(complex-valued)일 수 있다.

따라서, 마이크로폰(110)의 상기 마이크로폰 신호 y[n]은, 그것의 출력에서 대응하는 실수 값 또는 복잡 값 스펙트럼 Y[k,m]을 출력하는 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)에 제공된다. 이는 한편으로는 값 결정 수단(230)의 제2 값 결정 서브수단(230b)에 제공되고, 다른 한편으로는 입력 신호로써 음향 억제 필터(210)에 직접적으로 제공된다.

여기서, 상기 두 값 결정 서브수단(230a, 230b)은 각각의 스펙트럼에 대한 크기 제곱을 생성하고, 본 발명의 일 실시예에 따라 상기 필터

의 추정과 지연 값 d(k,m)의 추정을 실행하는 유닛(470)에 이를 제공한다. 유닛(470)은 따라서 평균값 결정 수단(250), 수정 수단(260) 및 지연 값 계산 수단(380)의 과제(tasks)와 기능들을 부분적으로 대신한다. 따라서, 이들이 유닛(470)의 대응하는 회로 및 요소에 적어도 부분적으로 포함된다. 이런 이유로, 유닛(470)은 현재 지연 값 d(k,m) (= d)를 지연 수단(340)에 제공하기 위해 지연 수단(340)의 입력에 연결된다. 상기 필터

의 결정에 대하여, 이것은 예를 들어 수학식 (18)에 부합되게끔 구현될 수 있다.

지연 수단(340)은, 그것에 제공된 상기 스펙트럼 X[k,m]으로부터, 지연 버전 X[k - d(k,m) m]을 생성한다. 이 지연된 스피커 스펙트럼은 그 다음, 지연 수단(340)에 연결된 음향 추정 필터(480)에서 이용 가능하도록 만들어진다.

더욱이, 에코 추정 필터(480)는 또한, 그것이 실제 에코 추정 필터를 얻는, 관련된 필터 계수 형태를 통해, 유닛(470)에 연결된다. 에코 추정 필터(480)는 따라서 도 8에 도시된 실시예에서 수학식 (240)의 기능을 수행하고 따라서, 제어 정보 계산 수단(270)의 부분으로 이해된다.

상기 에코 추정 필터

의 페이즈 위치(phase location)에 대하여, 이는 분광, 시간 또는 그 둘의 결합으로부터 추정될 수 있다. 또한, 물론, 예를 들어 각각의 계수를 고정된(fixed) 페이즈 위치와 관련시키는 것과 같이, 다른 방법으로 페이즈 위치를 결정하는 가능성도 있다. 예를 들어, 0도의 페이즈는 따라서 모든 계수

와 관련될 수 있다.

에코 추정 필터(480)는, 추가적 값 결정 수단(230')의 추가적 값 결정 서브수단(230c)를 통해 제어 정보(360)을 위한 계산 수단에 이용 가능하게 만들어진, 상기 신호

가 출력에서 제공될 수 있게, 들어오는 신호를 필터한다. 유사하게, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)에 의한 상기 마이크로폰 스펙트럼 Y[k,m] 출력은 또한, 제어 정보(360)을 위한 상기 계산 수단의 입력에 연결된, 값 결정 수단(230')의 제 4 값 결정 서브수단(230d)에 제공된다. 두 값 결정 서브수단(230c, 230d)은 그곳에 이용 가능하게 만들어진 스펙트럼의 크기 제곱을 계산하기 위해 차례로 형성된다. 추가적 값 결정 수단(230')은 여기서 도 8에 도시되지 않은 제어 정보 계산 수단(270)의 부분으로, 기능적으로 여겨진다.

제어 정보(360)를 위한 계산 수단은 여기서 또한, 다시 상기 에코 억제 계수 H[k,m]를 계산하고, 대응하는 제어 입력을 통해 음향 억제 필터(210)에 같은 것을 이용 가능하게 만들기 위해 형성된다.

앞에서 설명한 바와 같이, 제2 시간/주파수 변환 수단(330-2)의 출력은 또한 음향 억제 필터(210)의 입력에 연결되어 있기 때문에, 이는 에코-억제 스펙트럼 E[k,m]을 계산할 수 있고, 역 이산 푸리에 변환 필터 뱅크의 형태로 다운스트림 주파수/시간 변환 수단(downstream frequency/time transformation means)에도 이를 이용할 수 있게 한다. 합성 필터 뱅크(synthesis filter bank)라고도 언급되는 상기 주파수/시간 변환 수단은, 그것의 출력에서 에코-억제 시간 신호 e[n]을 제공한다.

도 8에 도시되는 실시예는 따라서, 상기 스피커 스펙트럼에 기반한 에코 추정을 허락한다. 도 8에 도시되는 것과 같이, 상기 지연 및/또는 상기 지연 값 d[k,m] 및 상기 에코 추정 필터

는, 상기 에코 스펙트럼

의 추정을 얻기 위해 상기 스피커 스펙트럼 X[k,m]에 적용된다. 상기 에코 억제 필터 H[k,m]는 그 다음, 추정 스펙트럼

의 스펙트럼의 파워 또는 크기, 또는 상기 마이크로폰 신호 Y[k,m]의 파워 또는 크기 스펙트럼에 기반하여 계산된다.

중요 밴드(critical band)에 대하여 결정되는 상기 에코 추정 필터의 경우, 후술될 것과 같이, STFT 영역에 존재하는 상기 에코 추정 필터의 버전을 얻기 위해, 대응하는 보간법(interpolation)이 실행 될 수 있다는 것이 여기서 지적된다.

도 9는, 장치(200)에 또한 구현된 음향 억제 필터(210)와 함께하는 장치(200)의 형태로 본 발명의 추가적 실시예를 도시한다. 도 9에 도시된 실시예와 반대로, 도 9에 도시된 실시예는, 상기 에코 추정 필터

가 상기 입력 신호

의 파워 스펙트럼에 적용되는, 음향 에코 억제 접근법에 기반한다.

더욱이, 도 9 및 도 8에 도시된 실시예들은 그들의 구조적 요소에 대하여, 매우 작은 정도만 다르다. 더 구체적으로, 상기 실시예들은, 값 결정 서브수단(230a, 230c)의 배치에 대해서는 상당히 다르다. 도시를 간소화하기 위해, 값 결정 수단(230, 230')는 도 9에 도시되지 않는다.

더 구체적으로, 값 결정 서브수단(230a)는 이제, 상기 스피커 신호 X[k,m]이 유닛(470)만이 아니라, 지연 수단(340)에 또한 미리 적용되도록 제1 시간/주파수 변환 수단(330-1)의 직접적인 후속에 연결된다. 대응적으로, 지연 수단(340)은 또한 상기 파워 스펙트럼의 지연된 형태를 생성하고, 에코 추정 필터(480)은, 추가적인 값 결정 서브수단(230c) 없이, 직접적으로 제어 정보(360)를 위한 계산 수단에 제공되는, 수학식 (24)에 부합하는 대응하는 크기 주파수 코스를 생성한다. 다른 말로, 지연 수단(340) "업스트림"(upstream of)으로 값 결정 서브수단(230a)을 움직임으로써, 제 3 값 결정 서브수단(230c)의 구현이 제거될 수 있다. 마찬가지로, 상기 에코 추정 필터

의 상기 페이즈 또는 페이즈 위치의 목표된 정의(targeted definition) 또는 결정은 여기서 저장될 수 있다.

더욱이, 도 8 및 도 9에 도시된 본 발명의 두 실시예들은, 하지만, 서로 많이 다르지 않다. 각 수단의 다른 제공된 신호 및 정보에 의한 편차는 몇 가지 기능적 요소 와 몇 가지 계산 원칙에 대해서만 일어날 수 있다.

따라서, 도 9는 상기 스피커 파워 스펙트럼 또는 스피커 크기 스펙트럼에 기반한 에코 추정을 도시한다. 이것은, 상기 에코 신호의 파워 또는 크기 스펙트럼

을 위한 추정을 얻기 위해, 상기 지연 값 d(k,m) 및 상기 에코 추정 필터

가 상기 스피커 신호의 파워 또는 크기 스펙트럼

에 적용되는, 대안 접근법을 나타낸다.

도 9과 연관하여 도시된 접근법과 비교했을 때, 상기 에코 억제 필터 H[k,m]는 따라서, 상기 추정 에코 크기

및 상기 마이크로폰 신호

의 파워 또는 크기 스펙트럼에 기반하여 다시 계산된다.

도 8 및 9에 도시된 실시예에서, 상기 지연 값 d(k,m)은 시간 및 현재 주파수 둘 모두에 대해 서로 다를 수 있다. 물론, 지연 수단(340)에 사용된 지연 값은 각 밴드패스 신호 및/또는 주파수 범위를 위해 일치하도록 선택될 수 있다.

도 10은, 그것의 구조에 대해 도 2에 도시된 실시예와 유사한, 본 발명의 추가적 실시예를 도시한다. 하지만, 도 10 및 도 2에 도시되는 실시예들은, 도 10에 도시된 실시예가 다중채널 변종(multi-channel variant)을 위한 장치(200)인 것에 있어서 다르다. 구조적으로 말할 때, 도 2 및 도 10에 도시된 실시예들은 따라서 아주 조금만 다르고, 이것이 도 2와 연관된 설명에 있어서 다시 참조가 되는 이유이다.

하지만, 도 2에 도시된 장치(200)의 실시예와 반대로, 도 10에 도시된 실시예(200)는, 전에 정의된 것과 같이, 장치(200)에 복수 개의 신호 그룹의 대응하는 입력 신호를 제공하는 것을 허락하는, 복수 개의 입력(240-1, 240-1, ...)을 포함한다. 따라서, 복수 개의 입력의 입력(240-1, 240-1, ...)은, 장치(200)의 추가적 요소에 이용 가능하게 만들어진, 입력(240)에서 들어오는 신호로부터 싱글, 연결된 신호를 생성하는 결함 수단(490)에 연결된다. 더 구체적으로, 결합 수단(490)의 상기 결합된 신호는 다시, 위에서 설명된 것과 같이 대응하는 제어 정보를 제공하는, 값 결정 수단(230), 평균값 결정 수단(250), 수정 수단(260) 및 제어 정보 계산 수단(270)에 이용 가능해진다.

도 10에 도시된 실시예는, 대응하는 실시예의 구체적 구현에 따라서, 선택적인 추가 입력(optional additional inputs)(280-1, 280-2, ...)을 통하여 장치(200)에 제공되는 다른 신호들 또는 수단(200)의 입력(240)에 제공되는 입력 신호가 제공될 수 있는 서브 필터(210-1, 210-2, ...)를 상기 음향 억제 필터(acoustic suppression filter)가 포함한다는 점에서, 추가적으로 도 2에 도시된 것과 다르다. 다른 말로, 상기 구체적 구현에 따라, 음향 억제 필터(210)의 모든 서브필터(210-1, 210-2)는 입력(240-1, 240-2, ...)에서 이용 가능하게 만들어진 신호 또는 다른 선택적 신호로 제공될 수 있다. 그런 신호는 대응하는 선택적 입력(280-1, 280-2, ...)을 통해 필터(210-1, 210-2)로 제공될 수 있다.

하지만, 제어 정보 계산 수단(270)의 제어 정보는 음향 억제 필터(210)의 모든 서브필터(210-1, 210-2, ...)에 병렬(parallel)로 이용 가능하게 만들어진다. 따라서, 모든 서브필터(210)는 대응적으로 제어 정보 계산 수단(270)의 출력에 연결된다. 각각의 서브필터(210-1, 210-2, ...)는 대응하는, 같이 연결된 출력(290-1, 290-2, ...)에 에코-감소된(echo-reduced) 출력 신호를 제공한다.

본 발명의 실시예들이 이전에는 오직 하나의 스피커 신호와 하나의 마이크로폰 신호가 이용 가능한 단일채널(single-channel)의 경우만을 위해 논해졌다면, 이제는 다중채널 경우 또한 고려된다. 다음에 설명될 것과 같이, 본 발명의 실시예들은 단일채널 경우에 제한되지 않고, 음향 다중채널 에코 억제 시스템에 유사하게 적용될 수 있다.

X_l[k,m]이 l번째 스피커 신호의 STFT 영역 표현을 나타낸다고 하고, 우선, 모든 스피커 채널을 위한 결합된 파워 스펙트럼은 수학식 (25)에 따라 각 스피커 신호의 스펙트럼을 결합함으로써 결합 수단(490)을 통해 계산된다.

여기서, L은 스피커 채널의 수를, l 은 0에서 L-1까지의 범위에 있는 채널의 인덱스를 나타낸다. 하지만, 이것은 음수가 아닌(non-negative) 정수이다.

유사하게, 상기 마이크로폰 채널을 위한 결합된 파워 스펙트럼이 수학식 (26)에 따라 계산된다.

여기서, Yp[k,m]가 p번째 마이크로폰의 신호를 나타내고, P는 자연수로 마이크로폰의 수를 나타낸다. 인덱스 P는 0에서 P -1까지의 범위에 있는 각각의 마이크로폰 신호를 나타낸다. 인덱스 l 및 p 는 이전에 설명된 인덱스 m과 같이 각각 0에서 L-1, P-1 및 M-1의 값 범위에 있다.

수학식 (25) 및 (26)에 있는 결합은, 대응하는 결합 수단, 또한 다른 계산 또는 결정 원칙을 사용하여 구현될 수 있다. 만약 수학식 (25) 및 (26)에 있는 매개변수 L 및 P로 인한 분할은, 각각, 예를 들어, 수학적 에버리징이다. 이러한 이유로, 상기 결합 수단은 부분적으로 에버리징 수단(averaging means)으로 또한 언급된다.

에코를 위한 파워 스펙트럼의 바람직한 모델은, 수학식 (7)과 유사하게 수학식 (27)에 의하여 주어진다.

여기서, 파워 스펙트럼

및

은 다중채널에서 수학식 (25) 및 (26)에 의해 주어진다. 물론, 시간에서 대응적으로 지연된 신호 또한, 위에서 설명되는 것과 같이, 여기서 생성된다.

위에 설명된 것과 같이, 에코 추정 필터

를 결정하기 위해서, 결합된 스피커와 결합된 마이크로폰 파워 스펙트럼이 위에서 정의된 것과 같이 사용되는, 대응하는 접근법이 사용된다. 상기 스피커 채널 각각에 결합된 파워 스펙트럼을 위해 계산된 지연 값 d의 추정에도 같은 것이 적용된다.

그 다음, 실제 에코 억제는 각 마이크로폰 신호를 위해 따로 실행되지만, 각 마이크로폰 채널의 같은 에코 억제 필터를 사용한다. 따라서, p = 0, 1, ..., P-1로, 수학식 (28)이 적용된다.

대응적으로, 도 10과 연관되어 도시된 것과 같이, 대응하는 에코-감소 신호가 우선, 신호가 시간 영역으로 전송될 수 있는 각 마이크로폰 신호를 위한 주파수 영역 E_p[k,m]에서 결정된다.

도 10에 도시된 실시예에서, 물론, 입력(240)에서 제공되는 서로 다른 수의 신호와 신호(280)에서 제공되는 신호가 사용될 수 있다. 병렬 계산 및 채널의 추가적인 처리가 목표가 아닌 이상, 각각의 처리될 신호를 위하여 대응하는 독립된 음향 억제 서브필터(210)를 구현하는 것이 합리적이다.

물론, 본 발명의 실시예들은, 추가적 요소들이 오직 스피커 신호에 대해서만 구현되도록, 오직 하나의 마이크로폰 신호가 복수 개의 스피커 신호와 결합되도록 또한 결합될 수 있다. 유사하게, 오직 하나의 스피커 신호가 복수 대의 마이크로폰 신호를 받아들이도록 구현을 활용할 수 있다. 첫 번째 상황이, 예를 들어, 반대 편의 음성이 수단의 HiFi 시스템(HiFi system)을 통해서 출력되는, 자동차(automobile) 핸즈프리 통신 시스템에서 발생할 수 있다면, 두 번째 시나리오는, 각 사용자를 위한 하나의 중심 스피커와 마이크로폰을 가진 회의 시스템의 경우에서 가능할 수 있다. 여기서 상기 스피커 신호와 상기 마이크로폰 신호의 수는 물론 서로와 같거나 다를 수 있다.

본 발명의 각 실시예의 주파수 해상도(frequency resolution)와 도 12 및 13과 관련되게 도시된 대안들이 설명되지 이전에, 우선, 그들의 회로망(circuitry)과 처리 구현(process implementation)에 대해 각 수단이 유연하게 적용될 수 있다는 것을 또한 도시하는, 필터(500)의 일 실시예가 도 11과 관련되어 설명될 것이다.

도 11에 도시되는 것과 같이 음향 억제 필터(500)은, 여기서 음향 억제 필터(210)과 관련된 도 2에 도시된 장치(200)에 크게 대응한다. 따라서, 도 11의 음향 억제 필터(500)은, 계산 수단(220)과 매우 유사한 계산 수단(510)을 가진 입력 (240)을 포함한다. 입력(240)을 통해, 전에 설명된 신호 그룹의 신호가 계산 수단(510)의 부분인, 값 결정 수단(230)에 제공된다. 값 결정 수단(230)의 출력은, 한편으로는 평균값 결정 수단(250)에 연결되고, 다른 한편으로는 수정 수단(260)에 연결된다. 평균값 결정 수단(250)의 출력은 또한 수정 수단(260)에 연결된다. 이 점에서, 음향 억제 필터(500)의 구조적 설명 및 기능적 연관은 지금까지의 장치(200)의 그것과 다르지 않다.

하지만, 수정 수단(260)의 출력은 이제, 그것의 기능에 대한 음향 억제 필터(210)에 대응하는 음향 억제 필터 수단(520)에 연결된다. 하지만, 도 2로부터의 음향 억제 필터(210)과 비교할 때, 음향 억제 필터 유닛(520)은, 수정 수단(260)으로부터 받은 수정된 에너지 관련 값을 기반으로 각 신호의 하나를 필터하기 위해 입력(240) 또는 추가적 옵션 입력(280)에 직접적으로 연결된다. 대응적으로, 음향 억제 필터 수단(520)은 상기 에코-감소된 신호가 출력될 수 있는 출력(290)에 연결된다.

따라서, 도 11에 도시된 음향 억제 필터(500)의 실시예는, 예를 들어 장치(200)의 기능의 부분이 상기 실제 음향 억제 필터 및/또는 음향 억제 필터 수단(520)에 포함된 점에서, 도 2에 도시된 것과 같이 장치(200)의 실시예와 다르다. 다른 말로, 이것은, 음향 억제 필터 수단(520)이 도 2에 도시된 제어 정보 계산 수단(270)의 기능을 포함하는 것을 의미한다. 전에 설명된 것과 같이, 전에 설명된 블록에 대한 기능적 및/또는 구조적 연화(softening)는, 여기서 발생할 수 있다.

주파수 해상도에 대해, 분광 해상도(spectral resolution)로부터 일 STFT 유닛(one STFT unit)으로 벗어나는(depart) 것 또한 바람직할 수 있다. STFT의 일정한(uniform) 분광 해상도는 인간 인식(human perception)에 잘 적응되지 않는다. 그러므로, 대역폭이 인간의 청각 시스템(auditory system)의 주파수 해상도를 모방(mimic)하는, 일정한 간격을 둔 분광 계수(uniformly spaced spectral coefficients)

및

를, 그것이 참고문헌 [8]에 설명된 것과 같이, 겹치지 않는(non-overlapping) 파티션(partifions) 또는 그룹으로 그룹하는 것이 유리할 수 있다. 이와 연관해서, 참고문헌 [9] 또한 참조된다.

16 kHz의 샘플링 비율을 위해, 길이 512의 DFT 필터 뱅크와 참고문헌 [9]에서 설명되는 것과 같이, 각 파티션이 상기 동등한 사각 대역폭(ERB: equivalent rectangular bandwidth)의 두 배인 대역폭을 가지는, 15개의 파티션의 사용이 적합한 선택을 나타낸다. 도 12에 도시되는 것과 같이, 밴드는 파티션에 대응한다.

따라서, 도 12는 일정한 STFT 스펙트럼의 분광 계수가 인간의 청각 시스템의 일정하지 않은 주파수 해상도를 모방하며 파티션으로 그룹될 수 있는지를 도시한다. 따라서, 도 12는, 주파수 0 Hz 에서 8000 Hz 사이의 함수로써, 16 kHz로 작동하는 셈플링 수단의 수단으로 접근(accessible)할 수 있는 총 15 에서 16 주파수 밴드의 배열을 도시한다. 도 12는 대응하는 주파수 파티션이 증가하는 주파수로 어떻게 더 넓어지는지 분명히 도시한다.

서로 다른 이득 필터는 오직 각 파티션의 중심 주파수를 위해 계산된다. 이것은 일정 STFT 스펙트럼의 모든(full) 분광 해상도와 비교했을 때 더 적은 계산 복잡성을 야기한다. 상기 STFT 스펙트럼의 일정 신호에 마지막 파티션 이득 필터를 적용하기 전에, 상기 대응하는 스펙트럼은 Hann 삽입 필터(Hann interpolation filters)를 사용하여 삽입(interpolated)된다.

도 13a는 따라서, 이득 필터를 주파수 함수로 평활 하는데 사용할 수 있는 잠재적 Hann 삽입 필터를 도시한다. 도 13b는, 도 13b에서 굵은 점으로 나타나 있는, 파티션의 이득 필터를 위한 값의 삽입에 의해 달성될 수 있는, 대응하는 이득 필터 계수를, 선(600)의 형태로 도시한다. 여기서, 도 13b에 도시된 가로 좌표(abscissa)의 주파수 축(frequency axis)은 또한 도 13a에 도시된 도와 관련이 있다.

다른 말로, 도 13a의 부분은 Hann 필터를 도시하고, 도 13b의 부분은 대응하는 삽입의 적용의 전과 후의 이득 필터 값의 예를 도시한다. 여기 전 값들은 점으로 나타내지고, 삽입은 선(600)으로 나타내진다. 이득 필터의 주파수 에버리징은, 주파수함수로써의 결과된 스펙트럼의 변화의 에버리징을 야기하고, 따라서, 음조(tonal), 음악적 소음 및 다른 인공 산물(artifacts)을 감소한다.

구체적 구현에 따라, 본 발명의 실시예들은, 여기서 적어도 하나의 스피커 신호를 받고, 적어도 하나의 마이크로폰 신호를 받고, 상기 스피커 및 마이크로폰 신호를 단시간 스펙트럼으로 변환하고, 대응하는 스피커 및 마이크로폰 신호 파워 스펙트럼을 계산하고, 대응하는 시간 변동 스펙트럼을 얻기 위해 상기 스피커 및 마이크로폰 파워 스펙트럼을 필터링하고, 스피커 시간 변동 스펙트럼으로부터 마이크로폰 시간 변동 스펙트럼을 추정하기 위해 에코 추정 필터를 계산하고, 상기 마이크로폰 신호 스펙트럼에서 에코를 제거하기 위해서 에코 억제 필터를 사용하고, 에코-제거된 출력 신호를 얻기 위해 억제된 에코를 가진 상기 마이크로폰 신호 스펙트럼을 다시 시간 영역으로 변환하는 것을 포함한다.

이 시점에서, 본 발명의 실시예에 있는 밴드패스 신호가, 예를 들어 서브밴드 영역으로 변환 또는 대응하는 해석 필터 뱅크에 의해 QMF 영역으로 변환하는, 푸리에 변환으로 한다는 것을 지적하는 것이 의미가 있다. 대응하는 전 변환은 대응하는 통합 필터 뱅크에 의해 가능하다.

이와 같이, 서로 다른 장치들이 전적으로 또는 부분적으로 같은 회로망, 회로 또는 물체(objects)로 형성될 수 있다는 것을 지적하는 것이 의미가 있다. 이와 같이, 상기 마이크로폰 신호 및 스피커 신호가 대체로 서로 다른 신호라는 것을 지적하는 것이 의미가 있다. 이 시점에서, 상기 설명된 실시예에서 얻어진 중간 결과(intermediate results)는 보통 말하는 그런 것으로 생성될 필요가 없다는 것이 다시 지적되는 것이 의미가 있다. 오히려, 본 발명의 실시예들은, 다른 중간 결과 또는 그 어떠한 중간 결과도 직접적으로 이용할 수 없는 수학적 변환(mathematical conversions)으로 또한 구현될 수 있다. 이와 같이, 다중채널 구현의 경우에서 유도된 신호, 하지만 추가적인 계산은 각 신호에 기반하여 에너지 관련 값을 계산하는 것이 가능하다.

장치 및 시스템 형태로 상기 설명된 구조적 실시예가 각 계산 단계, 방법 단계 및 다른 단계를 나타내는 순서도(flowcharts)로 또한 이해될 수 있는 것 또한 지적된다. 이러한 관점에서, 방법 및 장치의 독립된 설명은, 이 지점에서 필요하지 않다.

본 설명에서, 충분히(substantially), 전기(electrically), 디지털(digitally) 부호화된(encoded) 오디오 신호는 전에 고려되었을 수 있고, 거기서 지연 값 또한 스피커 신호 및/또는 그것으로부터 유도된 신호에 같이 적용되는 에코 취소 시스템에서 계산된다. 하지만, 이미 앞에서 설명될 것과 같이, 다른 신호를 위한 대응하는 지연 값을 결정 및 상기 지연 값으로 신호를 시연시키기 위한 다른 신호 처리 회로의 필요성이 있다.

서로 다른 신호가, 그들의 실행시간(runtimes), 페이즈 위치, 또는 다른 매개변수에 대해 적응되는 보상 회로(compensation circuits) 및 보상 장치(compensation apparatuses)는 가능한 적용(possible fields of application)으로 여기서 언급된다. 이미 언급된 전기 디지털 부호화된 오디오 신호를 재외하고, 다른 전기 디지털 부호화된 신호 또한 대응하는 지연을 필요로 할 수 있다. 아날로그 전기 신호, 광학 아날로그 신호 및 광학적 디지털 부호화된 신호 또한 똑같이 적용된다. 구체적인 구현에 따라, 상기 대응하는 정보는 여기서 전압 값(voltage values), 전류 값(current values), 주파수 값, 페이즈 값, 강도 값(intensity values) 또는 전자 또는 광학 신호의 다른 양으로 부호화될 수 있다. 이미 언급된 오디오 신호를 제외하고, 예를 들어, 비디오 신호(video signals), 일반적 데이터 신호(general data signals), 하지만 동기화 신호(synchronization signals) 및 다른 신호 또한 대응하는 지연이 필요할 수 있다.

다양한 구현의 다양성(multiplicity)에도 불구하고, 디지털 부호화된 전기 신호에 주로 기반한 지연 값을 결정하기 위한 장치 형태의 본 발명의 실시예들은, 적용을 위한 실시예들의 대응하는 다양성이 설명되고 도시되는, 다음에서 후술될 것이다.

도 14는 지연 수단(710)을 위한 지연 값 d를 계산하기 위한 장치(700)를 도시한다. 여기서 지연 수단(710)은 장치(700)를 위한 선택 요소이고 도 14에서 점선으로 도시된다.

여기서 장치(700)는 제1 및 제1 신호를 위한 제1 입력(720-1) 및 제2 입력(720-2)을 포함한다. 전에 설명된 것과 같이, 이 신호는 오디오 신호 또는 대응하는 다른 신호에 전기 디지털 부호화될 수 있다. 여기서 지연 수단(710)은 한편으로는 제1 신호를 위한 제1 입력(720-1)에 연결된다. 다른 한편으로는, 지연 수단(710)은, 제1 신호가 지연된 형태로 출력되는 장치)700)의 출력(730)에 연결된다. 더 나아가, 지연 수단(710)은, 입력(720-1) 및 출력(730) 사이에서 지연될 제1 신호의 지연 값에 대한 신호 구성 정보(signal comprising information)가 제공되는, 입력(710a)을 포함한다. 대응적으로, 지연 수단(710)은 들어오는 제1신호를 대응적으로 상기 지연 값으로 지연하도록 형성된다.

추가적으로 장치(700)은 두 입력(720) 모두에 연결된 옵션 시간/주파수 변환 수단(740)을 포함한다. 이는, 제1 신호에 기반한 신호와 제2 신호에 기반한 신호의 출력을 통해 평균값 결정 수단(760) 및 수정 수단(770)에 차례로 연결된, 값 결정 수단(750)의 제1 및 제2 출력에 연결된다. 수정 수단(770)은 추가로, 평균값 결정 수단(760)과 상기 제1 신호 및 제 3 신호에 대한 신호를 위한 그것의 두 출력에 연결된, 두 추가적 입력을 포함한다.

도 14에 도시되는 장치(700)의 실시예에서, 수정 수단(770)은 지연 값 계산 수단(780)에 연결된 두 개의 대응하는 출력 또한 포함한다. 이것은 지연 수단(710)의 제어 입력(710a)에 연결된 출력을 포함한다.

상기 설명된 제어 정보 계산을 위한 장치(200) 및 음향 억제 필터(500)의 실시예들과 연관하여 설명된 수단은, 처리기의 형태로 구현될 수 있는, 계산 수단(790)의 부분이 될 수 있다. 선택적으로, 거기에서는, 각 요소, 예를 들어 지연 수단(210)이 상기 계산 수단(790)의 부분이지 않은 것이 가능할 수도 있다.

그들의 기능에 대해서, 상기 각각의 수단은 이미 전에 설명된 수단에 대응한다. 따라서, 예를 들어, 시간/주파수 변환 수단(740)은, 추가 장치에서 추가로 처리될 수 있도록, 제1 및 제2 신호의 각 하나의 데이터 블록을 대응하는 분광 표현으로 변환하도록 형성된다. 더 구체적으로, 시간/주파수 변환 수단(740)은 여기서, 각 하나 또는 여럿의 고유 주파수와 관련 있는, 각 두 개의 신호를 위한 하나 또는 하나 이상의 밴드패스 신호를 출력한다. 여기서 상기 밴드패스 신호는, 단지 3가지 예만 들자면, 다시 실제 주파수 영역, 서브밴드 영역, 또는 QMF 영역일 수 있는, 주파수 관련 영역과 관련이 있다.

그것의 기능에 대해, 여기서 전 실시예들에 대한 참조가 이루어지도록, 값 결정 수단(750)이 값 결정 수단(230)에 대응한다. 하지만, 값 결정 수단(230)의 가장 일반적이고 간소화된 형태와 반대로, 도 14에 도시된 장치(700)의 값 결정 수단(750)은, 밴드패스 신호와 연관된 적어도 하나의 에너지 관련 값과 신호 둘 모두를 계산하도록 형성된다. 본 발명의 추가 실시예는, 모든 밴드패스 신호, 즉, 예를 들어 에너지 값 또는 대응하는 밴드패스 신호의 크기 값, 를 위한 복수 개의 대응하는 에너지 관련 값 또는 모든 밴드패스 신호를 위한 대응하는 에너지 관련 값을 계산하기 위해 추가로 형성된다. 여기서 다양한 밴드패스 신호는, 같은 고유 주파수에 대응하는 밴드패스 신호가 그런 경우에 두 신호를 위해 대체로 고려되는, 서로 다른 고유 주파수와 관련된다.

그것의 성능에 대해, 평균값 결정 수단(760)은, 두 신호 모두를 위한 대응하는 평균값을 다시 결정하는, 전에 설명된 실시예로부터의 평균값 결정 수단(250)에 대응한다. 이러한 이유로, 이 지점에서, 평균값 결정 수단(250)에 대한 설명에 참조될 수 있다.

두 신호 모두를 위한 대응하는 수정을 또한 실행하는, 전 실시예들의 수정 수단(260)에 대응하는 수정 수단(770)에도 위와 똑같이 적용한다.

마지막으로, 지연 값 계산 수단(780)은, 상기 지연 값 d[k,m]의 계산 값에 대해, 지연 값 계산 수단(280) 및 유닛(470)에 대응한다. 이런 이유로, 설명에 대해, 상기 수단 및 유닛에 대한 대응하는 설명 문단 또한 참조될 수 있다.

다른 말로, 본 발명의 실시예들에서, 지연 값 계산 수단(780)은, 예를 들어, 수학식(8) 에서 (10)에서 설명된 기능을 실행하기 위해서 형성될 수 있다. 대응적으로, 본 발명의 실시예들에서, 수정 수단(770)은 수학식 (13) 및 (14)에 의해 기능을 설명하도록 대응적으로 구현될 수 있다. 평균값 계산 수단(760)은 따라서 수학식 (15) 에서 (17)에 의해 정의된 기능을 구현하는 것으로 또한 기본적으로 이해될 수 있다. 마지막으로, 값 결정 수단(750)은, 도 2와 연관되어 이미 설명된 에너지 관련 값이, 대응하는 신호의 들어오는 값에 대해 평균을 계산하는 것으로 이해될 수 있다.

그것의 기능에 대해, 지연 수단(710)은, 특히, 지연 수단(340)과, 대응하는 기능 또한 구현하는, 도 7로부터의 시간/주파수 변환 수단(330-1)과 같은, 다른 수단 요소에 대응한다. 이와 같이, 계산 수단(790, 220)은 서로에게 대응한다. 또한, 위에 설명된 입력(240, 280) 그리고 출력(290)에 대한 입력(720) 및 출력(730)에도 똑같이 적용된다.

이 논의에서 보이는 것과 같이, 도 1에서 도 13까지 보여진 많은 장치 및 음향 억제 필터는 또한, 이것들이 거기서 간소화의 이유로 지정되어 있지 않더라고, 장치(700) 형태의 본 발명의 실시예들이다.

전에 이미 언급된 것과 같이, 도 14에서 도시되는 것과 같이, 장치(700)의 형태의 본 발명의 실시예들은, 예를 들어, 더 빠르고 또한 제2 신호에 대해 제1 신호의 지연 값의 향상된 적응 또한 야기할 수 있다. 예를 들어, 이것은, 대응하는 차이가 시간에서 변함없지 않은, 실행시간 보상 문제에 있어서 매우 유리할 수 있다. 이것은 특히, 소음 비율 및 대응하는 에버지링으로 결정될 수 있는 시스템적 추정 편차 형태의 변함없는 값으로 발생되는 에너지 관련 값에 대한 주파수 관련 영역에서의 다른 정체 소음 기여에 의해 달성된다. 이러한 값들은 그 다음 수정 수단(770)에서 추가로 고려될 수 있다.

이미 도 14에서 도시된 것과 같이, 상기 결정된 지연 값은 따라서, 예를 들어 대응하는 신호를 지연하는데 이용될 수 있다. 이미 여러 번 언급된 실시간 보상을 재외하고, 대응하는 지연 회로 또한 각 제거 시스템(removal system) 및 다른 동기화 회로에 이용될 수 있다.

더 나아가, 본 발명의 실시예에서, 장치(700)을 다중채널 변종으로 구현하는 것 또한 가능하다. 그런 경우에, 장치(700)의 다중채널 변종은, 제1 신호를 위해 복수 대의 입력(720-1), 제2 신호를 위해 복수 개의 입력(720-2)을 포함하거나, 후자의 경우에 제1 및 제2 신호를 위한 입력의 수가 서로와 같거나 독립되는, 둘 모두를 포함한다.

상기 장치(700)에서, 대응하는 제1 및 제2 신호의 종류에 따라, 주파수 영역으로의 변환을 실행하기 위해, 시간/주파수 변환 수단(740)에서 각 하나의 신호를 위해 옵션 시간/주파수 변환 서브수단이 구현될 수 있다. 들어오는 제1 신호 및 들어오는 제2 신호를 결합하는 결합 수단은, 이미 전에 결합 수단(490)과 연관하여 설명된 것과 같이, 시간 주파수 변환 수단(740), 값 결정 수단(750), 및/또는 수반하는 입력(720) 및 값 결정 수단(750) 사이에 연결될 수 있다. 상기 신호의 추가적 처리는 위에 설명된 것과 같이 이루어진다.

장치(700)의 상기 다중채널 변종은, 제1 신호를 위한 몇몇의 입력(720-1)에 대체적으로 대응하는, 몇몇의 지연 수단(710)을 포함한다. 이것들은, 이것들 각각이 같은 지연 값 또는 값을 얻기 위해, 지연 값 계산 수단(780)에 병렬로, 그들이 지연 값을 얻는 그들의 제어 입력에서 연결된다.

물론, 고유 주파수를 가진 각 밴드패스 신호를 위한 지연 값 계산은 여기서, 위에 이미 설명된 것과 같이, 복수 개의 밴드패스 신호, 또는 모든 밴드패스 신호를 위해 개별적으로 이루어질 수 있다. 물론, 이것은 또한 장치(700)의 경우에, 도 14, 즉, 다중채널 가능하지 않은 구현에서 도시되는 것과 같이, 구현될 수 있다.

상태에 따라, 본 발명의 실시예들은 하드웨어 또는 소프트웨어 방법의 형태로 구현될 수 있다. 구현은 디지털 저장 매체(digital storage medium), 예를 들어, 플로피 디스크(floppy disk), CD, DVD 또는 본 발명의 실시예에 따른 방법이 실행되는 프로그램이 가능한 컴퓨터 시스템(programmable computer system) 또는 처리기(processor)와 협력(cooperating)하는 것이 가능한 전기적 판독 제어 신호(electronically readable control signals)를 가진 다른 컴퓨터-판독 저장 매체(computer-readable storage medium)에 구현될 수 있다. 일반적으로, 본 발명의 실시예들은 따라서 소프트웨어 프로그램 제품(product)이 컴퓨터 또는 처리기에 실행될 때, 소프트웨어 프로그램 제품 및/또는 컴퓨터 프로그램 제품 및/또는 방법의 일 실시예를 실행하기 위해 기계-판독 매체(machine-readable carrier)에 저장된 프로그램 코드(program code)를 가진 프로그램 제품을 포함한다. 다른 말로, 본 발명의 일 실시예는 따라서 프로그램이 처리기에 실행될 때, 컴퓨터 프로그램 및/또는 소프트웨어 프로그램 및/또는 방법의 일 실시예를 실행하기 위한 프로그램 코드를 가진 프로그램으로 실현될 수 있다. 여기서, 처리기는 컴퓨터, 칩 카드(chip card)(스마트 카드(smart card)), 특수-용도 집적회로(ASIC: application specific integrated circuit), 시스템 온 칩(SOC: system on chip) 또는 다른 집적회로에 의해 형성될 수 있다.

[부록 A] 시스템적 추정 편차가 있는 에코 추정 필터(Echo estimation filter with systematic estimate deviation)

다음에서, 참고문헌[6]에서 제안된 수학식 (11)이 에코 추정 필터

의 영점 시프트 추정(zero-point-shifted estimate)로 이어진다는 것을 설명한다. 영점 시프트(zero-point shift)가 마이크로폰 신호의 정체 소음(stationary noise) w[n] 때문이라는 것을 설명한다.

우선,

에서

[k,m] =

이 인덱스 m을 가지는 주파수 밴드 내의 정체 소음 w[n] 의 변화이다. 더 나아가,

이다.

따라서, 수학식 (11)에 따른 에코 추정 필터는

를 이끌어낸다.

보이는 것과 같이, 정체 소음 신호 w[n]은 에코 추정 필터의 추정에 영점을 소개한다. 더 나아가, 수학식 (29)는 에코 추정 필터의 영점 시프트가 소음 변화가 증가할수록 더 커진다는 것을 암시한다.

[부록 B] 시스템적 추정 편차가 없는 에코 추정 필터(Echo estimation filter without systematic estimate deviation)

본 발명의 설명에 제안된 방법에서, 에코 추정 필터의 추정에 소개된 영점 시프트를 제거하기 위해서, 상기 추정은 중심된 중신 통계

및

의 도움으로 계산된다. 부록 A의 과정과 유사하게, 여기서 제안된 방법은 다음과 같은 표현을 이끈다:

더 나아가,

.

따라서 수학식 (18)에 따른 에코 추정 필터는

를 이끈다.

따라서, 수학식 (18)이, 마이크로폰 신호에 속해 있는 가까운 편의 정체 배경 소음의 경우에 에코 파워 변환 함수의 정확한 추정을 이끈다는 것을 볼 수 있다.

100: 스피커(loudspeaker)
110: 마이크로폰(microphone)
120: 음향 환경(acoustic environment)
130: 스피커 신호(loudspeaker signal)
140: 마이크로폰 신호(microphone signal)
150: 직접 전송 경로(direct transmission path)
160: 간접 전송 경로(indirect transmission path)
170: 에코 제거 처리 회로(echo removal process circuit)
200: 장치(apparatus)
210: 음향 억제 필터(acoustic suppression filter)
220: 계산 수단(computation means)
230: 값 결정 수단(value determination means)
240: 입력(input)
250: 평균값 결정 수단(mean value determination means)
260: 수정 수단(modification means)
270: 제어 정보 계산 수단(control information computation means)
280: 추가 입력(further input)
290: 출력(output)
300: 유닛(unit)
310: 추정 수단(estimation means)
320: 에코 추정 필터(echo estimation filter)
325: 에코 억제 처리 회로(echo suppression process circuit)
330: 시간/주파수 변환 수단(time/frequency transformation means)
340: 지연 수단(delay means)
350: 추정 수단(estimation means)
360: 제어 정보를 위한 계산 수단(computation means for control information)
370: 주파수/시간 변환 수단(frequency/time transformation means)
380: 지연 값 계산 수단(delay value computation means)
390: 입력(input)
400: 기여도 함수 계산 수단(coherence function computation means)
410: 에코 예측 이득 계산 수단(echo prediction gain computation means)
420: 최적화 수단(optimization means)
430: 단시간 파워 스펙트럼(short-time power spectrum)
440: 평균 단시간 파워 스펙트럼(average short-time power spectrum)
450: 브레이스(brace)
460: 화살표(arrow)
470: 유닛(unit)
480: 에코 추정 필터(echo estimation filter)
490: 결합 수단(combination means)
500: 음향 억제 필터(acoustic suppression filter)
510: 계산 수단(computation means)
520: 음향 억제 필터(acoustic suppression filter)
600: 선(line)
700: 장치(apparatus)
710: 지연 수단(delay means)
720: 입력(input)
730: 출력(output)
740: 시간/주파수 변환 수단(time/frequency conversion means)
750: 값 결정 수단(value determination means)
760: 평균값 결정 수단(mean value determination means)
770: 수정 수단(modification means)
780: 지연 값 계산 수단(delay value computation means)
790: 계산 수단(computation means)

Claims (32)

1. 제1 오디오 신호(first audio signal)에 기반한 에코(echo)를 억제(suppress)하기 위하여 제2 오디오 신호(second audio signal)를 필터링하는 억제 필터(suppression filter)를 위한 제어 정보(control information)를 계산하기 위한 장치에 있어서,
   상기 제1 오디오 신호, 상기 제2 오디오 신호, 및 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함하는 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록(temporally successive data block)의 밴드패스 신호(band-pass signal)에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값(energy-related value)을 결정하는 값 결정 수단(value determination means)을 포함하는 계산 수단(computation means)
   을 포함하고,
   상기 계산 수단은, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값(mean value)을 결정하는 평균값 결정 수단(mean value determination means)을 더 포함하고,
   상기 계산 수단은, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 수정 수단(modification means)을 더 포함하고,
   상기 계산 수단은, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 기반하여 상기 억제 필터를 위한 상기 제어 정보를 계산하기 위한 제어 정보 계산 수단을 더 포함하고,
   상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하도록 구성되거나, 또는 상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱 - 양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐 - 에 비례하도록 형성되는 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 값 결정 수단은,
   에너지 관련 값으로 에너지 값 또는 에너지 값에 비례하는 값을 사용하도록 형성되는 장치.
3. 제1항에 있어서,
   상기 값 결정 수단은,
   같은 데이터 블록에 대해, 그러나 서로 다른 고유 주파수(characteristic frequencies)를 가진 서로 다른 밴드패스 신호에 대해, 복수 개의 에너지 관련 값을 결정하도록 형성되는 장치.
4. 제1항에 있어서,
   상기 값 결정 수단은,
   같은 데이터 블록에 대해, 그러나 서로 다른 고유 주파수(characteristic frequencies)를 가진 모든 밴드패스 신호에 대해, 에너지 관련 값을 결정하도록 형성되는 장치.
5. 제4항에 있어서,
   상기 평균값 결정 수단은 상기 밴드패스 신호의 상기 결정된 에너지 관련 값 각각에 대한 평균값을 결정하도록 형성되고,
   상기 수정 수단은 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 결정된 에너지 관련 값의 각각을 수정하도록 형성되고,
   상기 제어 정보 계산 수단은 모든 수정된 에너지 관련 값에 기반하여 상기 제어 정보를 계산하도록 형성되는 장치.
6. 제1항에 있어서,
   상기 평균값 결정 수단은,
   슬라이딩 에버리지(sliding average)를 기반으로 상기 적어도 하나의 평균값을 결정하도록 형성되는 장치.
7. 제6항에 있어서,
   상기 평균값 결정 수단은,
   단지 상기 신호 그룹의 상기 신호의 현재 데이터 블록에 기반하고 시간적으로 현재 데이터 블록 이전에 위치하는 상기 신호 그룹의 상기 신호의 데이터 블록에 기반하여, 상기 슬라이딩 에버리지를 계산하도록 형성되는 장치.
8. 제1항에 있어서,
   상기 수정 수단은,
   상기 밴드패스 신호의 각각에 대한 상기 결정된 평균값의 뺄셈(substraction)에 기반하여 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하도록 형성되는 장치.
9. 제1항에 있어서,
   상기 계산 수단은,
   상기 신호의 상기 데이터 블록에 기반하여 상기 적어도 하나의 신호가 서브밴드 신호(sub-band signal)로 주파수 기반 도메인에 속하도록 형성되는 시간/주파수 변환 수단(time/frequency transformation means)을 더 포함하는 장치.
10. 제1항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하고,
    상기 적어도 하나의 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하고,
    상기 평균값에 기반하여 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하고,
    상기 수정된 에너지 관련 값에 기반하여, 상기 적어도 하나의 제1 오디오 신호 또는 상기 제1 오디오 신호에 기반한 신호, 및 상기 제2 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호에 기반한 신호에 대하여 상기 제어 정보를 계산하도록 형성되는 장치.
11. 제1항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    복수 개의 제1 오디오 신호, 복수 개의 제2 오디오 신호 또는 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 복수 개의 신호에 기반하여, 상기 신호 그룹의 상기 적어도 하나의 신호를 결합(combination)에 의하여 형성하도록 형성되는 장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    상기 복수 개의 제1 오디오 신호, 상기 복수 개의 제2 오디오 신호 또는 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 상기 복수 개의 신호의 각 신호에 대하여 상기 억제 필터를 위한 제어 정보 - 상기 제어 정보는 각 신호에 대해 동일함 - 를 계산하도록 형성되는 장치.
13. 제1항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    상기 신호 그룹의 상기 신호의 적어도 하나에 대한 또는 상기 신호 그룹의 신호의 밴드패스 신호의 적어도 하나의 에너지 관련 값에 대한 지연 수단(delay means)을 더 포함하고,
    상기 지연 수단은,
    상기 각 신호 또는 상기 각 에너지 관련 값을 지연 값만큼 지연시키도록 형성되는 장치.
14. 제13항에 있어서,
    상기 지연 수단은,
    상기 지연 값이 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 기반하도록 형성되는 장치.
15. 제13항에 있어서,
    상기 지연 수단은 기여도 함수(coherence function)의 최대 값에 기반하고,
    상기 기여도 함수는 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 기반하도록 형성되는 장치.
16. 제13항에 있어서,
    상기 지연 수단은
    서로 다른 고유 주파수에 대한 서로 다른 밴드패스 신호에 대한 지연 값이 서로 독립(independent)이도록 형성되는 장치.
17. 제1항에 있어서,
    상기 장치 또는 상기 계산 수단은,
    상기 계산된 제어 정보에 기반하여 상기 제2 오디오 신호를 필터링 하는 억제 필터를 더 포함하는 장치.
18. 제1항에 있어서,
    상기 장치는,
    상기 제1 오디오 신호는 스피커 신호(loudspeaker signal)이고, 상기 제2 오디오 신호는 마이크로폰 신호(microphone signal)인 장치.
19. 제1 오디오 신호에 기반한 에코를 억제하기 위하여 제2 오디오 신호를 필터링하는 억제 필터에 있어서,
    상기 제1 오디오 신호, 상기 제2 오디오 신호, 및 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함하는 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 값 결정 수단을 포함하는 계산 수단
    을 포함하고,
    상기 계산 수단은, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 평균값 결정 수단을 더 포함하고,
    상기 계산 수단은, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 수정 수단을 더 포함하고,
    상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하도록 구성되거나, 또는 상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱 - 양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐 - 에 비례하도록 형성되고,
    상기 계산 수단은, 제어 정보에 기반하여 상기 제2 오디오 신호를 필터링하는 음향 억제 필터 수단(acoustic suppression filter means)을 더 포함하고, 상기 제어 정보는 상기 밴드 패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 적어도 기반하는
    억제 필터.
20. 제1 오디오 신호에 기반한 에코를 억제하기 위하여 제2 오디오 신호를 필터링하는 억제 필터의 제어 정보를 계산하는 방법에 있어서,
    제어 정보 계산을 위한 장치에서, 상기 제1 오디오 신호, 상기 제2 오디오 신호, 및 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함하는 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 단계 - 상기 에너지 관련 값은 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하거나, 또는 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱(양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐)에 비례함 -;
    상기 제어 정보 계산을 위한 장치에서, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 단계;
    상기 제어 정보 계산을 위한 장치에서, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 단계; 및
    상기 제어 정보 계산을 위한 장치에서, 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 기반하여 상기 억제 필터를 위한 상기 제어 정보를 계산하는 단계
    를 포함하는 제어 정보 계산 방법.
21. 제1 오디오 신호에 기반한 에코를 억제하기 위한 제2 오디오 신호의 억제 필터링 방법에 있어서,
    억제 필터에서, 상기 제1 오디오 신호, 상기 제2 오디오 신호, 및 상기 제1 오디오 신호 또는 상기 제2 오디오 신호로부터 얻어진 신호를 포함하는 신호 그룹 중의 적어도 하나의 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 단계 - 상기 에너지 관련 값은 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하거나, 또는 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱(양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐)에 비례함 -;
    상기 억제 필터에서, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 단계;
    상기 억제 필터에서, 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 단계; 및
    상기 억제 필터에서, 제어 정보에 기반하여 상기 제2 오디오 신호를 필터링하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제어 정보는 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 수정된 에너지 관련 값에 적어도 기반하는
    억제 필터링 방법.
22. 제2 신호에 대해 제1 신호를 지연시키는 지연 수단의 지연 값을 계산하는 장치에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신호의 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 상기 제2 신호 및 상기 제1 신호의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 값 결정 수단을 포함하는 계산 수단 - 상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하도록 구성되거나, 또는 상기 값 결정 수단은 상기 에너지 관련 값이 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱(양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐)에 비례하도록 형성됨 -
    을 포함하고,
    상기 계산 수단은, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 대한 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 평균값 결정 수단을 더 포함하고,
    상기 계산 수단은, 상기 제1 및 제2 신호의 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여, 상기 제1 신호의 상기 밴드패스 신호 및 상기 제2 신호의 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 수정 수단을 더 포함하고,
    상기 계산 수단은, 상기 제1 및 제2 신호의 상기 수정된 에너지 관련 값에 기반하여, 상기 지연 값을 계산하도록 형성된 지연 값 계산 수단(delay value computation means)을 더 포함하는
    장치.
23. 제22항에 있어서,
    상기 지연 수단은 기여도 함수(coherence function)의 최대 값에 기반하고,
    상기 기여도 함수는 상기 제1 및 제2 신호의 상기 수정된 에너지 관련 값에 기반하도록 형성되는 장치.
24. 제22항에 있어서,
    상기 장치 또는 상기 계산 수단은,
    상기 지연 값에 의하여 상기 제1 신호를 지연시키는 지연 수단을 더 포함하는 장치.
25. 제22항에 있어서,
    상기 장치는,
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 각각이, 아날로그 전기 신호, 아날로그 광 신호, 디지털 전기 신호, 및 디지털 광 신호를 포함하는 신호 유형의 그룹의 신호인 장치.
26. 제22항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    상기 데이터 블록에 기반하여 상기 제1 및 제2 신호가 서브밴드 신호로 주파수 기반 도메인에 속하도록 형성되는 시간/주파수 변환 수단을 더 포함하는 장치.
27. 제22항에 있어서,
    상기 값 계산 수단은, 상기 제1 및 제2 신호 각각에 대해, 같은 데이터 블록에 대해, 그러나 서로 다른 고유 주파수를 가진 서로 다른 밴드패스 신호에 대해, 복수 개의 에너지 관련 값을 결정하도록 형성되고,
    상기 평균값 결정 수단은, 상기 밴드패스 신호의 상기 결정된 에너지 관련 값 각각에 대한 평균값을 결정하도록 형성되고,
    상기 수정 수단은, 상기 결정된 평균값에 기반하여 상기 결정된 에너지 관련 값의 각각을 수정하도록 형성되고,
    지연 값 계산 수단은, 상기 제1 및 제2 신호의 모든 수정된 에너지 관련 값에 기반하여, 상기 지연 값을 계산하도록 형성되는
    장치.
28. 제22항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    복수 개의 제1 신호, 또는 제1 신호로부터 얻어진 복수 개의 신호에 기반한 결합에 의하여 상기 제1 신호를 형성하도록 형성되거나,
    복수 개의 제2 신호, 또는 제2 신호로부터 얻어진 복수 개의 신호에 기반한 결합에 의하여 상기 제2 신호를 형성하도록 형성되는
    장치.
29. 제28항에 있어서,
    상기 계산 수단은,
    상기 복수 개의 제1 신호, 또는 상기 제1 신호로부터 얻어진 상기 복수 개의 신호의 각 신호에 대하여 상기 지연 수단을 위한 제어 정보 - 상기 제어 정보는 각 신호에 대해 동일함 - 를 계산하도록 형성되는 장치.
30. 제2 신호에 대해 제1 신호를 지연시키는 지연 수단의 지연 값을 계산하는 방법에 있어서,
    지연 값 계산 장치에서, 적어도 2개의 시간적으로 연속인 데이터 블록의 상기 제2 신호 및 상기 제1 신호의 밴드패스 신호에 대한 적어도 하나의 에너지 관련 값을 결정하는 단계 - 상기 에너지 관련 값은 양의 정수의 지수를 가지는 상기 밴드패스 신호의 값의 거듭제곱(power)에 비례하거나, 또는 상기 밴드패스 신호의 상기 값의 크기의 거듭제곱(양의 실수를 상기 거듭제곱의 지수로 가짐)에 비례함 -;
    상기 지연 값 계산 장치에서, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 대한 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 적어도 하나의 결정된 에너지 관련 값의 적어도 하나의 평균값을 결정하는 단계;
    상기 지연 값 계산 장치에서, 상기 제1 및 제2 신호의 상기 밴드패스 신호에 대하여 상기 결정된 평균값에 기반하여, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호의 상기 밴드패스 신호에 대한 상기 적어도 하나의 에너지 관련 값을 수정하는 단계; 및
    상기 지연 값 계산 장치에서, 상기 제1 및 제2 신호의 상기 수정된 에너지 관련 값에 기반하여, 상기 지연 값을 계산하는 단계
    를 포함하는 지연 값 계산 방법.
31. 제20항, 제21항 또는 제30항 중 어느 한 항의 방법을 수행하는 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독가능 기록매체.
    
32. 삭제

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