KR101155668B1 - 광원들을 구동하기 위한 컨버터 디바이스， 관련된 방법과 컴퓨터 프로그램 물건 - Google Patents
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Abstract
광원들(L)을 구동하기 위한 디바이스는,
적어도 하나의 광원(L)을 구동하기 위한 자기-발진 출력단(112);
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위한 시동기 회로(120); 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 선택적으로 시동시키기 위해, 상기 시동기 회로(120)를 구동(S)하도록 적응된 제어 회로(108)를 포함한다.
상기 시동기 회로(120)는,
전압(12 V)으로부터 충전될 수 있는, 커패시터(CS)를 갖는 RC 네트워크(Rs, Cs); 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위해 상기 RC 네트워크(Rs, Cs)의 상기 커패시터(CS)를 상기 출력단(112)에 선택적으로 연결시키기 위해 상기 제어 회로(108)에 의해 구동(S)되는 전자 스위치(T1)를 포함한다.
적어도 하나의 광원(L)을 구동하기 위한 자기-발진 출력단(112);
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위한 시동기 회로(120); 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 선택적으로 시동시키기 위해, 상기 시동기 회로(120)를 구동(S)하도록 적응된 제어 회로(108)를 포함한다.
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Description
본 기재는 전자 컨버터들에 관한 것이다.
본 기재는 예컨대 LED 모듈 또는 저전압 할로겐 램프와 같은 광원을 구동하기 위한 가능한 애플리케이션에 대한 특정한 관심에 의해 창안되었다.
종래 기술로부터, 자기-발진(self-oscillating) 출력단, 예컨대 자기-발진 하프-브릿지를 포함하는 전자 컨버터들의 다양한 솔루션들이 알려져 있다. 이러한 컨버터들은 종종 저전압 할로겐 램프들과 같은 광원들에 에너지를 공급하는데 사용된다.
도 1은 이러한 컨버터의 메인 컴포넌트들을 나타낸다. 구체적으로, 컨버터는 입력으로서 예컨대 메인즈(mains)로부터 공급 신호(M)를 수신한다. 라인 필터(102)에 의해 선택적으로 필터링된 이후, 상기 공급 신호는 상기 공급 신호에 대하여 2배 주파수를 갖는 정류된 전압(V)을 생성하기 위해 정류기(104)에 의해 정류된다.
본 명세서에서 고려되는 예에서, 상기 컨버터는 자기-발진 하프-브릿지(112)를 포함하고, 상기 자기-발진 하프-브릿지(112)는 공급 신호(V)를 위해 공급 라인을 갖는다. 하프-브릿지(112)는 전압(V)과 접지 사이에서 직렬로 연결되는 두 개의 전력 바이폴라 전력 트랜지스터들(BJT)(Ta 및 Tb)을 포함한다. 트랜지스터들(Ta e Tb)은 세 개의 권선들(La, Lb e Lc)을 포함하는 전류 트랜스포머에 의해 구동된다. 구체적으로, 권선(La)은 트랜지스터(Ta)의 베이스 및 에미터 사이에 연결되고, 권선(Lb)은 접지에도 연결되는 트랜지스터(Tb)의 베이스 및 에미터 사이에 연결된다.제3 권선(Lc)은 트랜지스터(Ta)의 에미터(또는 트랜지스터(Tb)의 콜렉터) 및 적어도 하나의 광원(L)에 에너지를 공급하는 트랜스포머(T) 사이에 연결된다. 트랜스포머(T)는 또한 두 개의 커패시터들(Ca 및 Cb) 사이의 노드에 연결되고, 상기 커패시터들(Ca 및 Cb)은 전압(V) 및 접지 사이에 직렬로 연결된다. 커패시터들(Ca 및 Cb)은 또한 병렬로 연결된 각각의 다이오드들(Da 및 Db)을 가질 수 있다.
하프-브릿지(112)는 시동 회로(120)와 연관되고, 상기 시동 회로(120)는 전압(V) 및 접지 사이에서 직렬로 연결되는 레지스터(Rs) 및 커패시터(Cs)를 포함한다. 통상적으로, 컴포넌트들(Rs e Cs) 사이의 노드는 트랜지스터(Tb)의 베이스에도 연결되는 다이악(diac)(D)에 연결된다.
커패시터(Cs)는 레지스터(Rs)를 통해 전압(V)에 의해 충전되도록 적응된다. 커패시터(Cs)를 통한 전압이 미리 결정된 레벨에 도달하자마자, 트리거 컴포넌트로서 동작하는 다이악(D)은 브레이크다운되고 트랜지스터(Tb)는 활성화된다.
후속하여, 하프-브릿지의 중심점(Ta 및 Tb의 사이)에서의 전압은 양의 전압을 트랜지스터(Tb)를 활성화된 상태로 유지시키는 이차 권선(Lb)에 인가하기 위해 급속하게 전압(V)으로부터 0으로 변경된다.
이러한 회로는 또한 다이악(D)을 위한 정지 회로(106)를 포함하고, 상기 정지 회로(106)는 트랜지스터(Tb)의 이중 동작을 방지하기 위하여 또는 일반적으로 정상 동작 동안에 다이악(D)을 통한 잡음의 전파를 막기 위하여 커패시터(Cs)를 방전시키도록 적응된다.
이러한 종류의 전자 컨버터의 동작의 추가적 세부사항들은 본 기재의 내용과 특정하게 관련되지 않으며, 그 세부적인 설명을 본 명세서에 제공하는 것은 불필요한 것이다.
앞서 이미 언급된 바와 같이, 컨버터는 공급 신호(M)의 주파수에 대하여 2배 주파수를 갖는 정류된 전압인 전압(V) 상에서 동작한다. 그러므로, 하프-브릿지(112)의 발진은 공급(M)의 각각의 제로 크로싱(zero crossing)시 정지되고, 그런 다음에 다시 트리거링된다.
다양한 솔루션들이 "디밍(dimming)"으로서 알려진 기능을 수행하는 광원(L)의 밝기를 조절하기 위하여 이러한 동작을 사용한다. 특히, 컨버터는 예컨대 "디지털 주소 지정 가능 조명 인터페이스(DALI:Digital Addressable Lighting Interface)"와 같은 제어 커맨드들을 통해 디밍 조절 커맨드를 수신하기 위한 추가적 입력부(DI)를 포함할 수 있다.
라인(DI) 상에서의 이러한 조절 커맨드들은 제어 유닛(108), 예컨대 Vcc 전압으로 피딩(feeding)되는 마이크로프로세서에 공급된다. 예컨대, 제어 유닛(108)은, 구동 신호(S)를 통해, 커패시터(Cs)의 충전을 지연시키고 그에 따라 다이악(D)에 의한 하프-브릿지(112)의 활성화를 지연시키기 위하여, 펄스-폭 변조(PWM)로 변조된 펄스된 신호를 이용하여, 커패시터(Cs)와 병렬로 연결된 스위치(Td)를 구동할 수 있다.
PWM 신호는 또한 공급 신호(M)와 동기화될 수 있다. 예컨대, 제어 유닛(108)은, 스위치(Td)의 구동을 공급 신호(M)와 동기화시키는 방식으로, 제로 크로싱 검출기(ZCD)(110)에 연결되고, 상기 제로 크로싱 검출기(ZCD)(110)는 공급 라인(M) 또는 블록(102) 다음에 있는 필터링된 공급 신호에 연결된다.
이러한 방식으로, 시스템은 "리딩 에지(leading edge)"를 제어하는 기능을 실질적으로 수행하고, 이로써 하프-브릿지는 공급 신호(M)의 하프-기간의 선택적으로 조정될 수 있는 주어진 부분 동안에만 발진한다.
그러므로, 전자 컨버터의 이러한 아키텍처는 광원(L)에 의해 생성되는 광을 디밍하기 위한 저렴한 솔루션을 제공한다.
발명자들은 커패시터(Cs)의 충전 속도 및 그에 따른 하프-브릿지(112)의 활성화가 공급 전압(M)에 따라 좌우된다는 것을 관찰했다. 이는, 하프-브릿지의 활성화 순간 및 그에 따른 실제 디밍 레벨이 도 1의 회로를 통해 정확하게 셋팅될 수 없다는 점에서 결점이다.
이러한 문제점은 예컨대 조절 커맨드들을 PWM 타입의 제어로 번역하도록 적응되는 마이크로프로세서에 의해 직접 제어되는 두 개의 트랜지스터들(MOSFETs)로 구성되는 하프-브릿지에 의해 어느 정도 다루어져 왔다.
발명자들은 이러한 솔루션이 복잡한 회로 및 MOSFET들의 사용 모두에 연관된 결점들을 갖는다는 것을 관찰했고, 이는 그들 자신이 이러한 종류의 컨버터들에서 일어날 수 있는 전류 서지들에 민감하다는 것을 드러낼 수 있다. 또한, 관련된 제어 시스템은 전자파 간섭(EMI)의 중요한 소스이다.
그러므로, 본 발명의 목적은 위에서 전술된 결점들을 방지할 수 있는 전자 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 이러한 목적은 이어지는 청구범위에서 전개되는 특징들을 갖는 디바이스를 통해 달성된다. 본 발명은 또한 대응하는 방법과, 적어도 하나의 컴퓨터의 메모리 안에 로딩될 수 있고 적어도 하나의 컴퓨터 상에서 실행될 때 상기 방법의 단계들을 수행하도록 적응된 소프트웨어 코드의 일부분들을 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건에 관한 것이다.
청구범위는 본 명세서에 제공되는 본 발명의 기술적 기재의 통합 부분이다.
실시예에서, 전자 컨버터는 다이악과 관련 정지 회로 대신에 스위치를 포함하며, 상기 스위치는 하프-브릿지 발진을 직접 시동시키기 위하여 스타트-업 커패시터를 하프-브릿지에 선택적으로 연결시킨다(예컨대 하프-브릿지의 하부 트랜지스터의 베이스에서).
실시예에서, 스타트-업 커패시터는 레지스터를 통해 충전되도록 적응된다. 미리 결정된 시간 인터벌 이후, 트리거 엘리먼트로서 동작하는 상기 스위치는 폐쇄되고 하프-브릿지의 하부 트랜지스터는 활성화되며, 이로써 하프-브릿지 발진이 시동된다.
실시예에서, 스위칭은 공급 신호와 동기화된다.
실시예에서, 상기 스위치는 구형파 신호를 이용하여 제어 유닛에 의해 구동된다. 예컨대, 제어 유닛은 상기 스위치에 펄스된 신호를 인가하고, 상기 스위치의 활성화 및 비활성화 횟수는 제어 라인 상에 수신되는 커맨드에 기초하여 제어된다.
디밍 커맨드를 검출하고 결과적으로 스위치의 활성화 횟수를 조정하기 위하여, 제어 유닛은 예컨대 소프트웨어를 통해 구성될 수 있다.
실시예에서, 스타트-업 커패시터는 직류 전압(예컨대, 3V, 5V 또는 12V)으로부터 충전되도록 적응되고, 상기 직류 전압은 그러므로 저전압(120-1500 V DC)으로서 또는 초저전압(120 V DC 이하)으로서 정의될 수 있다.
그러므로, 본 명세서에 설명되는 디바이스는 조정될 수 있는 전자 컨버터에 대한 저렴한 솔루션을 제공하는데, 그 이유는 제한된 개수의 컴포넌트들만이 하프-브릿지 발진을 시동시키는 회로를 위해 요구되기 때문이다.
본 발명은 동봉된 도면들을 참조하여 예를 통해서만 이제 설명될 것이다.
도 1은 앞서 설명되었다.
도 2는 전자 컨버터의 제1 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2의 시동기 회로의 구동 신호의 예를 나타내는 도면이다.
도 4 및 도 5는 시동기 회로의 추가적 실시예들을 나타내는 회로도들이다.
도 2는 전자 컨버터의 제1 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2의 시동기 회로의 구동 신호의 예를 나타내는 도면이다.
도 4 및 도 5는 시동기 회로의 추가적 실시예들을 나타내는 회로도들이다.
하기의 상세한 설명에서는, 실시예들의 완전한 이해를 제공하기 위해 많은 특정 세부사항들이 주어진다. 실시예들은 상기 특정 세부사항들 중 하나 이상 없이 또는 다른 방법들, 컴포넌트들, 재료들 등을 이용하여 수행될 수 있다. 다른 예시들에서, 실시예들의 양상들을 불명확하게 하지 않기 위해 잘 알려진 구조들, 재료들 또는 동작들은 나타나지 않거나 세부적으로 설명되지 않는다.
"일 실시예" 또는 "실시예"에 대한 이러한 설명 내내 참조는 상기 실시예와 관련하여 설명되는 특정한 특징, 구조, 또는 특색이 적어도 하나의 실시예에 포함됨을 의미한다. 따라서, 이러한 설명 내내 다양한 위치들에 있는 구절들 "일 실시예에서" 또는 "실시예에서"의 등장들은 전부 동일한 실시예를 반드시 지칭하는 것이 아니다.
또한, 특정한 특징들, 구조들, 또는 특색들이 임의의 적절한 방식으로 하나 이상의 실시예들에서 결합될 수 있다.
본 명세서에 제공된 제목들은 단지 편의를 위한 것이며, 실시예들의 범위나 의미를 설명하지 않는다.
도 2 내지 도 5는 각자의 범용 아키텍처를 위한 것으로서 도 1과 동일한 레이아웃 상에 기초하는 전자 컨버터를 위한 시동기 회로들의 실시예들을 나타낸다. 결과적으로, 도 1을 참조하여 이미 설명된 것들과 동일하거나 동등한 부품들, 엘리먼트들 및 컴포넌트들은 도 2 내지 도 5에서 동일한 참조부호들에 의해 표시된다. 그러므로, 명확성을 위해, 그 상세한 설명은 반복되지 않을 것이다.
하기의 상세한 설명은 하프-브릿지 시동기 회로에 초점을 두며, 전자 컨버터의 자기-발진 출력단의 발진을 시동시키는 것을 가능하게 하는 기준을 언급한다. 그러므로, 당업자는 본 발명의 범위가 본 명세서에 설명되는 자기-발진 출력단의 특정 솔루션에 제한되는 것으로 해석되지 않음을 인정할 것이다.
도 2에 도시된 실시예는 구동 신호(S)에 기초하여 제어 유닛(108)에 의해 제어되는 스위치(T1)를 포함한다.
현재 고려되는 실시예에서, 스위치(T1)는 레지스터(RS) 및 스타트-업 커패시터(CS) 사이의 노드, 그리고 하프-브릿지 트랜지스터(Tb)의 베이스에 연결된다.
현재 고려되는 실시예에서, 스위치(T1)는 바이폴라 접합 npn 트랜지스터(BJT)로 구성되고, 상기 바이폴라 접합 npn 트랜지스터(BJT)의 콜렉터는 레지스터(R1)를 통해 레지스터(RS) 및 커패시터(CS) 사이의 노드에 연결되고, 에미터는 트랜지스터(Tb)의 베이스에 연결되고, 트랜지스터(T1)의 베이스는 레지스터(Rb)를 통해 제어 유닛(108)에 연결된다.
스위치(T1)가 개방될 때, 즉 비 전도성일 때, 예컨대 12 V 전압에 연결된 분배기(Rc)의 하부 브랜치를 표현하는 커패시터(CS)는 레지스터(RS)에 의해 충전된다.
스위치(T1)가 폐쇄될 때, 즉 전도성일 때, 커패시터(CS)는 트랜지스터(Tb)의 베이스에 연결되고, 하프-브릿지 발진은 커패시터(CS)의 전하가 충분하다면 활성화된다.
그러므로, 스위치(T1)의 폐쇄 시간을 제어함으로써, 커패시터(CS)가 하프-브릿지 발진(112)을 시동시키는 순간을 조정하는 것이 가능하다.
예컨대, 스위치(T1)의 스위칭은 입력부(DI)에 수신되는 감쇠 신호(예컨대 DALI 커맨드들)에 기초하여 제어될 수 있다. 상기 감쇠 커맨드의 결정 및 앞서 설명된 바에 따른 구동 신호(S)의 생성에 관하여 제어 유닛(본 경우 마이크로프로세서)의 각각의 구성은 예컨대 알려진 기준에 따라 소프트웨어를 통해 획득될 수 있다.
실시예에서, 제어 유닛(108)은 블록(110), 예컨대 공급 신호(M)(또는 블록(102)의 출력부에서 필터링된 공급 신호(M)의 버전), 즉 전압(V)에 민감한 제로 크로싱 검출기에 연결된다. 이러한 방식으로, 블록(110)으로부터 수신되는 신호는 스위치(T1)를 구동하는 구동 신호(S)를 공급 신호(M)와 동기화하는데 사용될 수 있다.
예컨대, 실시예에서, 제로 크로싱 검출기(110)는 공급 신호(M)의 제로 크로싱을 제어 유닛(108)에 시그널링한다. 후속하여, 제어 유닛(108) 내에서 카운터 또는 타이머가 활성화되고, 상기 제어 유닛(108)은 입력부(DI)에 수신되는 감쇠 신호에 기초하여 제어되는 인터벌(td) 이후 스위치(T1)를 활성화시킨다.
실시예에서, 스위치(T1)는 공급 신호(M)의 제로 크로싱마다 개방된다. 이러한 경우, 인터벌(td) 동안에 충분한 정도까지 커패시터(CS)를 충전시키기 위하여 레지스터(RS)와 커패시터(CS)의 크기는 바람직하게 결정된다.
그러나, 이러한 실시예는 일단 하프-브릿지 발진이 활성화되면 커패시터(CS)가 권선(Lb)을 통해 지속적으로 방전되는 단점을 갖는다. 예컨대, 이는 레지스터(R)=3㏀일 경우 및 커패시터(CS)=1㎌일 경우 대략 4㎃의 전류 스트림을 유발한다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 실시예에서, 스위치(T1)는 하프-브릿지 발진이 시동되었을 때 개방된다.
도 3은 스위치(T1)를 구동하기 위한 이러한 시스템의 예를 나타낸다.
현재 고려되는 실시예에서, 제로 크로싱 검출기(110)는 각각의 순간(t1)에 공급 신호(M)의 제로 크로싱을 제어 유닛(108)에 시그널링한다.
후속하여, 카운터 또는 타이머가 제어 유닛 내에서 활성화되고, 상기 제어 유닛은 인터벌(td) 이후, 즉 각각의 순간(t2)에 스위치(T1)를 폐쇄하며, 여기서 상기 인터벌(td)의 값은 입력부(DI)에 수신되는 감쇠 신호의 함수로써 제어된다.
마지막으로, 일단 하프-브릿지 발진이 시동되면, 인터벌(ts) 이후, 즉 각각의 순간(t3)에 스위치(T1)가 다시 개방된다.
이러한 방식으로, 커패시터(CS)는 기간(t3) 동안에만 방전되며, 손실들이 상당히 감소된다. 이는, 또한 커패시터(CS)가 순간(t3) 및 이어지는 순간(t2) 사이에서 충전되도록 레지스터(RS)와 커패시터(CS)의 크기를 결정하는 것을 허용한다. 예컨대, 도 3에 도시된 실시예에서, 커패시터(CS)의 전압(VCs)은 순간(t3) 및 이어지는 순간(t2) 사이에서 실질적으로 선형 증가한다. 그러나, 커패시터(CS)가 각각의 순간(t2)에 충분히 충전됨을 보장하기 위하여, 상수(
)는 바람직하게 T/2보다 훨씬 낮으며, 여기서 T=1/F이고 F는 메인즈 전압이다.
발명자들은 도 2에 도시된 바와 같은 BJT npn 트랜지스터의 사용이 그 베이스가 0 볼트에 연결될 때에라도 아마도 T1을 통과해 흐르는 전류들의 결점을 갖는다는 것을 관찰했는데, 그 이유는 T1이 하프-브릿지 발진의 주파수와 동일한 주파수에 의해 스위칭될 때 에미터가 음으로 전환되기 때문이다.
실시예에서, 이러한 문제점을 방지하기 위하여, 구동 신호(S)는 순간(t3) 및 이어지는 순간(t2) 사이에서 부동(floating)으로 머무른다. 이러한 경우, 트랜지스터(T1)의 베이스 및 에미터 사이에 연결되는 추가적 레지스터가 제공된다. 이러한 방식으로, 전류는 트랜지스터(T1)를 통과해 흐르지 않는데, 그 이유는 베이스-에미터 전압(VBE)이 0 볼트에 이르기 때문이다.
후속하여, 하프-브릿지(112)의 발진을 시동시키기 위하여, 블록(108)은 순간(t2) 및 순간(t3) 사이에서(즉, 시간 인터벌 ts 동안에) 전압을 트랜지스터(T1)의 베이스에 다시 인가한다.
시간(ts)은 미리 결정될 수 있거나(예컨대, 카운터 또는 타이머를 통해 결정됨), 또는 하프-브릿지 발진이 실제로 시동되었는지의 검출을 통해 동적으로 검출될 수 있다.
발명자들은 이러한 종류의 전자 컨버터들의 제어를 위해 낮은 성능 특징들(예컨대 저 클록 주파수)을 갖는 저렴한 마이크로제어기들이 보통 사용되는 것을 관찰했다. 이는, 하프-브릿지 발진이 이미 시동되었더라도, 인터벌(ts)이 상당히 길게(예컨대 200 us) 유도할 수 있고 스위치(T1)가 즉시 비활성화되지 않도록 유도할 수 있다.
실시예에서, 이러한 문제점을 해결하기 위하여, BJT npn 트랜지스터 대신에, BJT pnp 트랜지스터가 사용된다. 이러한 경우, 양의 베이스-에미터 전압(VBE)을 인가하는 대신에, 음의 베이스-에미터 전압(VBE)이 사용된다. 이러한 방식으로, 커패시터(CS)에 대한 전압이 방전으로 인해 감소할 때, 트랜지스터(T1)가 "자동으로" 폐쇄된다.
도 4는 관련 실시예를 나타내며, 여기서 커패시터(CS)는 +12 V 전압으로부터 충전되고, 제어 유닛은 논리 레벨 0 V 및 논리 레벨 Vcc(예컨대 3 V 또는 5 V) 사이에서 스위칭하는 구동 신호(S)를 생성한다. 이러한 경우, 트랜지스터(T1)를 정확하게 액츄에이팅하기 위하여, 각각의 전압 레벨들(예컨대 Vcc부터 +12 V까지)을 변환시키는 변환 모듈(122)이 제공된다.
현재 고려되는 실시예에서, 변환 모듈은 "풀-업" 레지스터(Rc)를 통해 전압 12V에 연결된 스위치(T2)를 포함한다. 예컨대, 스위치(T2)로서 BJT npn 트랜지스터를 사용하는 것이 가능하며, 여기서 콜렉터는 풀-업 레지스터(Rs)에 연결되고, 에미터는 접지에 연결되며, 트랜지스터(T2)의 베이스는 레지스터(Rb2)를 통해 제어 유닛(108)으로부터 나오는 신호(S)에 연결된다. 이러한 경우, 도 2 및 도 3을 참조하여 앞서 설명된 것과 동일한 구동 신호(S)가 사용될 수 있다. 특히, BJT pnp 트랜지스터의 사용은 구동 신호(S)가 반전되도록 요구할 것이다. 그러나, 도 4에 도시된 실시예에서, 이러한 반전은 변환 모듈(122)에 의해 이미 수행되며, 상기 변환 모듈(122)은 실질적으로 반전단으로서 동작한다.
도 5는 논리 레벨들의 변환 모듈(122)을 요구하지 않는 실시예를 나타낸다.
이러한 실시예에서, 커패시터(CS)는 전압 Vcc로부터 직접 충전되고, 트랜지스터(T1)의 베이스는 레지스터(Rb)를 통해 신호(S)에 바로 연결된다. 전술된 바와 같이, 이러한 경우, 구동 신호(S)가 도 3을 참조하여 도시된 구동 신호에 대하여 반전되는 파형을 갖는다는 것이 예견된다.
선행 실시예들에서는, 레지스터(RS)와 커패시터(CS)로 구성되는 RC 네트워크를 저직류전압 또는 초저직류전압(예컨대 Vcc 또는 12 V)으로 충전시키는 것이 선택되었다. 당업자는 RC 네트워크를 또한 공급 신호(M)로부터(또는 상기 공급 신호(M)의 정류된 버전 V로부터) 직접 충전시킬 수 있다는 것을 인정할 것이다. 그러나, 저전압 조절된 신호의 사용은 커패시터(CS)의 충전 시간 또는 동작이 공급 신호(M)의 변동들과 완전히 무관하게 되는 장점을 제공한다. 또한, 레지스터(RS) 상의 손실들은 레지스터(RS)가 저전압에 의해 공급받는다면 현저하게 감소된다. 이는, 또한 작은 크기의 레지스터(RS)를 사용할 수 있게 하는데, 그 이유는 레지스터(RS)가 과도한 전력을 소비하거나 그리고/또는 자신의 단부들에 과도한 전압을 감수할 필요가 없기 때문이다.
물론, 본 발명의 기저 원리들에 대한 편견 없이, 세부사항들 및 실시예들은 훨씬 주목할만하게 예를 통해서만 설명된 것에 대하여 이어지는 청구범위에 의해 정의되는 바와 같은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고서 가변할 수 있다.
Claims (13)
- 광원들(L)을 구동하기 위한 디바이스로서,
적어도 하나의 광원(L)을 구동하기 위한 자기-발진(self-oscillating) 출력단(112);
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위한 시동기 회로(120); 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 선택적으로 시동시키기 위해 상기 시동기 회로(120)를 구동(S)하도록 구성된 제어 회로(108)
를 포함하고,
상기 시동기 회로(120)는,
전압(12 V, Vcc)으로부터 충전될 수 있는 커패시터(CS)를 갖는 RC 네트워크(Rs, Cs); 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위해 상기 RC 네트워크 RC(Rs, Cs)의 상기 커패시터(CS)를 상기 출력단(112)에 선택적으로 연결시키기 위한 상기 제어 회로(108)에 의해 구동(S)되는 전자 스위치(T1)
를 포함하고,
상기 전자 스위치(T1)는 상기 출력단(112)의 트랜지스터(Tb)에 연결되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 1 항에 있어서,
상기 제어 회로(108)는 상기 적어도 하나의 광원(L)에 대한 디밍 커맨드를 수신하기 위한 제어 라인(DI)을 포함하고, 상기 제어 회로(108)는 상기 디밍 커맨드의 함수로써 상기 출력단(112)의 자기-발진을 선택적으로 시동시키도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 자기-발진 출력단(112)은 하프-브릿지인,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 RC 네트워크 RC(Rs, Cs)는 DC 전압(12 V, Vcc)으로부터 충전되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 자기-발진 출력단(112)은 AC 공급 신호(M, V)를 통해 피딩(feeding)되고, 상기 제어 회로(108)는 상기 AC 공급 신호(M, V)의 제로-크로싱 이후에 제1 시간 인터벌(td)이 경과될 때마다 상기 스위치(T1)를 폐쇄하도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 5 항에 있어서,
상기 제어 회로(108)는 상기 AC 공급 신호(M, V)의 각각의 제로-크로싱시 상기 스위치(T1)를 개방하도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 5 항에 있어서,
상기 제어 회로(108)는 상기 스위치(T1)의 폐쇄의 순간 이후로 제2 시간 인터벌(ts)이 경과될 때 상기 스위치(T1)를 개방하도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 5 항에 있어서,
상기 제어 회로(108)는 상기 출력단(112)의 발진이 시동되었을 때 상기 스위치(T1)를 개방하도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 스위치(T1)는 바이폴라 접합 트랜지스터인,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 자기-발진 출력단(112)을 이용하여 광원들(L)을 구동하기 위한 방법으로서,
RC 네트워크(Rs, Cs)의 커패시터(CS)를 충전시키는 단계; 및
상기 출력단(112)의 자기-발진을 시동시키기 위해 상기 출력단(112)의 트랜지스터(Tb)에 연결된 전자 스위치(T1)를 통해 상기 RC 네트워크 RC(Rs, Cs)의 상기 커패시터(CS)를 상기 출력단(112)에 선택적으로 연결시키는 단계
를 통해,
상기 출력단(112)의 자기-발진을 선택적으로 시동시키는 단계를 포함하는,
광원들을 구동하기 위한 방법. - 프로그램을 저장하는 컴퓨터-판독가능한 매체에 있어서,
상기 프로그램은,
컴퓨터의 메모리에 로딩될 수 있고, 상기 컴퓨터 상에서 실행될 때 제 10 항의 방법의 단계들을 수행하도록 적응된 소프트웨어 코드 부분들을 포함하는,
컴퓨터-판독가능한 매체. - 제 4 항에 있어서,
상기 DC 전압(12 V, Vcc)은 120-1500 V DC 범위인 DC 저전압 또는 120 V DC 이하인 DC 초저전압으로서 선택되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스. - 제 4 항에 있어서,
상기 자기-발진 출력단(112)은 AC 공급 신호(M, V)를 통해 피딩(feeding)되고, 상기 제어 회로(108)는 상기 AC 공급 신호(M, V)의 제로-크로싱 이후에 제1 시간 인터벌(td)이 경과될 때마다 상기 스위치(T1)를 폐쇄하도록 구성되는,
광원들을 구동하기 위한 디바이스.
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