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KR100958088B1 - 다중경로 간섭을 완화하기 위하여 다중분석으로 신호 상관을 수행하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

다중경로 간섭을 완화하기 위하여 다중분석으로 신호 상관을 수행하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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KR100958088B1
KR100958088B1 KR1020057002423A KR20057002423A KR100958088B1 KR 100958088 B1 KR100958088 B1 KR 100958088B1 KR 1020057002423 A KR1020057002423 A KR 1020057002423A KR 20057002423 A KR20057002423 A KR 20057002423A KR 100958088 B1 KR100958088 B1 KR 100958088B1
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correlation
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챨스 아브라함
도날드 엘. 푸치
Original Assignee
글로벌 로케이트, 인크.
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Publication date
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Abstract

디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 방법 및 장치는 디지털 신호 및 의사랜덤 기준코드간의 상관응답의 진폭 또는 전력을 나타내는 값들을 형성한다. 그 다음에, 상관응답에서 초기 피크는 시간 지연을 계산하기 위하여 정확한 피크로서 선택된다.

Description

다중경로 간섭을 완화하기 위하여 다중분석으로 신호 상관을 수행하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING SIGNAL CORRELATION AT MULTIPLE RESOLUTIONS TO MITIGATE MULTIPATH INTERFERENCE}
본 발명은 디지털 신호 수신기용 신호 상관기, 특히 예컨대 위성위치확인시스템(GPS) 수신기에서 신호 상관을 수행하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
위성위치확인시스템(GPS) 신호를 측정하기 위한 프로세서는 공지된 의사범위 잡음(PRN) 코드를 사용하여 입력신호의 일련의 상관을 시도함으로서 잡음이 존재하는 GPS 신호의 탐색절차를 시작한다. 이들 탐색 프로세스는 정확한 신호 주파수 및 도달지연시간이 알려지지 않기 때문에 시간이 오래 걸릴 수 있다. 신호를 찾기 위하여, 수신기들은 통상적으로 2차원 탐색을 수행하여 결과적으로 모든 가능한 주파수에서 각각의 지연가능성을 체크할 수 있다. 특정 주파수 및 지연에서 신호의 존재를 테스트하기 위하여, 수신기는 주파수에 동조되며, 입력신호는 도달시간에 대응하는 양만큼 지연된 알려진 PRN 코드와 상관된다. 만일 신호가 검출되지 않으면, 탐색은 다음 지연 가능성으로 계속되며, 모든 지연 가능성들이 체크된후다음 주파수 가능성으로 계속된다. 각각의 개별 상관은 충분한 신포 평균이 잡음으로부터 신호를 구별하도록 하기 위하여 수 밀리초이상 수행된다. 수천 주파수 및 지연 가능성들이 체크되기 때문에, 전체 동기포착 프로세스는 수십초 걸릴 수 있다.
최근에, 무선장치들에서 GPS 기술의 새로운 응용들은 긴급 위치결정 능력을 제공하기 위하여 셀룰라 전화들에 GPS를 사용하는 것에 집중되고 있다. 이들 응용에서는 수초동안 신호를 신속하게 동기포착하는 것이 요구된다. 게다가, 이들 응용들은 불완전한 신호 환경들 및 실내에서 동작하는 GSP 수신기를 필요로 하며, 여기서 GSP 신호 레벨은 크게 감쇄된다. 감쇠된 신호들을 검출하기 위해서는 긴 기간동안 상관이 수행될 것을 요구한다. 예컨대, 적분은 통상적인 GPS 수신기들에서 사용되는 1-10밀리초 기간에 대조적으로 수초동안 수행될 수 있다. 통상적인 수신기들에 의하여 사용되는 2차원 시퀀셜 탐색 프로세스는 전체 탐색시간이 100 이상의 인자만큼 증가하기 때문에 긴 적분기간에서 비현실적이다.
탐색 프로세스를 가속시키기 위하여, GPS 설계자들은 다중 도달시간 가능성들이 동시에 체크될 수 있도록 수신기에 부가의 상관기들을 부가한다. 전형적으로, 부가되는 각각의 상관기는 개별 코드 혼합기 및 신호 누적기를 필요로한다. 주어진 감도 레벨에서, 이는 상관기들의 수에 비례하여 탐색 시간을 감소시킨다. 셀룰라 전화 응용들에서 요구된 감도 및 동기포착시간을 달성하기 위해서는 수천개의 상관기들을 통합해야 한다. 이러한 부가는 전형적으로 소비자 클래스 장치에 대한 비용 및 복잡성을 상당히 증가시킨다.
예컨대, 1999년 5월 4일에 특허 허여된 미국특허 제5,901,171호는 사용된 단일 시간 공유 처리블록이 12개 채널의 각각을 통해 최대 20개의 상관을 동시에 수행하도록 하는 3중 다중화 기술을 개시하고 있다. 이는 20개의 지연 가능성들의 블록들이 동시에 체크되기 때문에 단일 상관기 설계들에 비하여 성능을 상당히 개선시킨다. 전체 지연 불확실성 범위에 대한 전체 신호 탐색은 2046개의 지연들을 체크하기 위하여 20개의 상관기들의 블록을 대략 100번 사용하는 것을 요구한다. 따라서, 만일 동기포착이 수초동안 수행되어야 하면, 적분시간은 수십초로 제한된다. 이는 내부 GPS 응용들을 위하여 필요한 감도를 달성하기에 불충분하다.
탐색 프로세스를 추가로 개선하기 위하여, 다른 GPS 수신기 구조들은 입력신호 및 알려진 PRN 코드간의 컨벌루션을 발생시킬 수 있는 처리를 포함한다. 이는 전체 C/A 코드 에포크(1023 칩들)에서 모든 시간 지연 가능성들을 스패닝하는 완전한 상관기 세트를 제공하는 것과 동일하며, 1997년 9월 2일에 특허허여된 미국특허 제5,663,734호는 소프트웨어 알고리즘들을 사용하여 필요한 상관 결과들을 효율적으로 발생시키는 고속 푸리에 변환(FET) 기반 소프트웨어 기술들을 개시하고 있다. 이러한 방법은 소프트웨어 FFT를 실행하는데 프로그램가능 디지털 신호 프로세서(DPS)가 필요하고 미처리된 신호 샘플들을 저장하는데 큰 메모리가 필요하기 때문에 모든 응용들에 적합하지 않다. 게다가, 이러한 방법은 소프트웨어 계산들로 인하여 큰 처리 지연을 가질 수 있으며, 또한 신호의 완전한 스냅숏이 저장된후에만 소프트웨어 처리가 시작한다는 단점을 가질 수 있다. 많은 응용들에서, 대규모 소프트웨어 처리를 포함하지 않는 실시간 처리 솔루션이 바람직하다. Lyusin 등의 "GPS/GLONASS 수신기들에 대한 매칭 필터 기술에 의한 고속 동기포착"중 307-315쪽에는 1023탭들을 가진 매칭 필터를 사용하여 실시간으로 컨벌루션을 수행하기 위한 하드웨어 방법들을 개시하고 있다. 매칭 필터는 전체 C/A 코드 에포크를 유지하기 에 충분히 큰 시프트 레지스터들 뿐만아니라 전체 신호 에포크 및 C/A 코드들간의 내적을 발생시키는 폭 1023 벡터 곱셈기 및 가산기를 포함한다.
이러한 회로는 셀룰라 전화들과 같은 저비용 소비자 장치의 제약에 비하여 복잡하다. P-코드 동기포착을 위한 군용 수신기들에 사용되는 것과 같은 다른 매칭 필터 방법들은 큰 벡터 곱셈기들을 포함한다.
따라서, 전체 신호 에포크 및 C/A 코드를 처리할 수 있는 단순하고 저비용의 개선된 GPS 처리 블록에 대한 필요성이 요구되고 있다. 이러한 장치는 큰 벡터 곱셈기 없이 전체 컨벌루션 또는 많은 병렬 상관들을 발생시킬 수 있는 비교적 단순한 하드웨어로 구축되어야 한다.
본 발명은 디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명은 디지털 신호 및 의사랜덤 기준코드간의 상관 응답에 대한 전력 또는 진폭들을 나타내는 값들을 형성한다. 그 다음에, 본 발명은 시간지연을 계산하기 위하여 상관 응답에서 초기 피크를 선택한다. 일 실시예에서, 본 발명은 상관 응답에 대한 다수의 최대치를 결정함으로서 상관 응답에서 초기 피크를 선택한다. 그 다음에, 본 발명은 다수의 최대치에서 초기 최대치를 초기 상관 피크로서 선택한다.
다른 실시예에서, 본 발명은 상관 응답의 상승에지에 대한 기울기를 계산한다. 또한, 본 발명은 상관응답의 평균 잡음레벨을 수신한다. 본 발명은 상관 응답에서 초기 상관 피크를 결정하기 위하여 평균 잡음레벨 및 기울기의 교차점을 사용한다.
본 발명의 앞서 인용된 특징들이 달성되고 상세히 이해될 수 있는 방식, 본 발명의 특정 설명 및 앞의 요약은 첨부 도면에 기술되는 실시예들을 참조로하여 이해될 수 있다.
그러나, 첨부 도면들은 단지 본 발명의 전형적인 실시예들을 기술하며 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
도 1은 본 발명을 포함하는 GPS 수신기의 블록도.
도 2는 도 1의 발명에 의하여 발생되는 파형들의 예를 도시한 도면.
도 3은 도 2의 누적된 진폭 파형을 상세히 도시한 도면.
도 4는 컨벌루션 프로세서 및 컨벌루션 결과 처리 회로에 대한 일 실시예를 기술한 블록도.
도 5는 도 1의 발명에 대한 동작방법을 기술한 흐름도.
도 6은 전체 컨벌루션을 통상적인 방식으로 계산하는 단순화된 예를 그래프적으로 기술한 도면.
도 7은 본 발명을 사용하여 도 6의 전체 컨벌루션을 수행하는 방법을 그래프적으로 기술한 도면.
도 8은 도 1의 발명에 사용하기에 적합한 코드 룩업 장치의 실시예를 기술한 도면.
도 9는 도 1의 발명에 대한 다른 실시예에 사용하기에 적합한 2차원 코드 시 프트 레지스터에 대한 실시예를 기술한 도면.
도 10은 본 발명의 또 다른 실시예를 포함하는 GSP 수신기의 블록도.
도 11은 고해상도 모드의 누적된 진폭 파형을 상세히 기술한 도면.
도 12는 도 10의 발명에 사용하기에 적합한 코드 룩업 장치의 일 실시예를 기술한 도면.
도 13은 도 10의 발명에 대한 동작방법을 기술한 흐름도.
도 14A-B는 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는 상관 응답들을 상세히 기술한 도면.
도 15는 디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 방법을 기술한 흐름도.
도 1은 본 발명을 통합한 위성위치확인시스템(GPS) 수신기(100)의 블록도를 도시한다. 본 발명이 통합되는 플랫폼으로서 GPS 수신기의 사용은 본 발명을 일 응용을 형성한다. 신호 상관을 필요로하는 다른 플랫폼들은 본 발명의 용도를 찾을 수 있다.
신호들(GPS 신호들과 같은)은 안테나(101)에 의하여 수신된다. 무선 주파수 대 중간 주파수 변환기(RF/IR 변환기)(102)는 신호를 필터링하고 증폭하고 주파수 시프트한후 아날로그 대 디지털 번환기(A/D)(103)에 전송되어 디지털화된다. 엘리먼트들(101, 102, 103)은 종래의 GPS 수신기에 사용되는 엘리먼트들과 거의 유사하다.
A/D(103)의 출력은 디지털 로직에서 실행되는 처리채널 세트(1041, 1042,...,104N)(여기서 n은 정수임)에 접속된다. 각각의 처리채널(104n)은 특정 GPS 위성으로부터의 신호를 처리하기 위하여 사용될 수 있다. 특정 채널의 신호는 수치적으로 제어되는 발진기(NCO)(106)에 의하여 튜너(105)에 의하여 디지털 동조된다. 튜너(105)는 두가지 목적을 수행한다. 첫째, RF/IF 변환후에 유지되는 IF 주파수 성분이 제거된다. 둘째, 위성의 이동에 의하여 야기되는 위성 도플러 주파수 시프트, 사용자 이동 및 기준 주파수 에러가 제거된다. 튜너로부터의 출력은 동위상 성분(I) 및 직교위상 성분(Q)로 구성된 기저대역 신호이다. 튜너(105) 및 캐리어 NCO(106)는 종래의 GPS 수신기 설계시에 사용되는 것들과 거의 유사하다.
데시메이션 회로(107)는 튜너(105)의 출력을 처리한다. 데시메이션 회로(107)의 출력은 I 및 Q 성분들을 가진 일련의 복소수 신호 샘플들이며, 이는 입력 신호의 타이밍과 매칭되도록 정밀하게 타이밍된 레이트로 출력된다. 본 발명의 일 실시예에서, 데시메이션 동작은 출력 샘플의 기간동안 모든 입력 신호 샘플들을 합산하는 단순한 전치 합산기이다. 수치적으로 제어된 발진기(NCO)(108)는 샘플링 프로세스를 타이밍하기 위하여 사용된다. 예컨대, 만일 P=2이면, 코드 NCO(108)는 도플러 시프트를 위하여 조절되는 (2xfs)의 주파수를 발생시키도록 세팅되며, 여기서 fs는 f0(GPS 신호의 C/A 코드 치핑 레이트)이다. NCO는 펌웨어 명령들로부터의 외부 입력에 기초하여 도플러 시프트를 조절한다. 도플러 시프트가 각각의 위상에 대하여 다르기 때문에, 개벌 코드 NCO(108) 및 데시메이션 회로(107)는 각각의 채 널(104n)에 대하여 요구된다. 코드 NCO(108)가 임의의 주파수를 발생시킬 수 있기 때문에 입력 샘플 레이트가 fs의 정수배일 수 있다는 것을 유의해야 한다. 만일 데이메이션 회로(107)가 전치 합산기이면, 합산된 샘플들의 수는 전형적으로 두개의 값사이에서 토글될 것이며, 이에 따라 긴 기간동안 정확한 샘플 타이밍이 유지된다. 예컨대, 만일 입력 샘플 레이트가 10MHz이고 적정 샘플 레이트가 2.046MHz이면, 전체 합산기는 4개 또는 5개의 샘플들을 가산할 것이며, 이에 따라 적정 샘플 레이트는 평균적으로 유지된다.
데시메이션 회로(107)는 추가 처리전에 신호 성분들에서 비트들의 수를 감소시키기 위하여 그것의 출력에서 양자화기(도시안됨)를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 2비트 양자화가 사용된다.
데이메이션 회로(107)로부터의 신호 샘플들은 컨벌루션 프로세서(109)에 접속된다. 컨벌루션 프로세서(109)는 신호 랜덤 액세스 메모리들(RAM)(110a, 110b)에 저장되는 결과치들을 발생시킨다. 특히, 이들 RAM(110a, 110b)는 입력신호 및 기준 PN 코드(예컨대, GPS C/A 코드)간의 전체 컨벌루션의 모두 또는 일부를 구성하는 복소 벡터를 유지한다. 컨벌루션 결과는 신호 및 기준(PN 코드)간의 높은 상관도에 대응하는 포인트들에서 피크를 가질 것이다. 이하에서 더 상세히 기술되는 바와같이, 다양한 위성 신호들에 대한 피크들의 상대 위치는 위치 정보를 계산하기 위하여 사용된다.
컨벌루션 프로세서(109) 및 신호 RAM(110a, 110b)는 1밀리초 간격들로 반복 하는 GPS 신호의 다중 에포크들에 대한 컨벌루션 결과치들을 누적한다. 예컨대, 만일 신호의 10 밀리초가 처리되면, RAM(110a, 110b)의 값들은 하나의 에포크에서 각각 발생되는 10개의 상관 결과치들의 합이다. 모든 개별 상관들이 유사한 특징을 가져야 한다. 왜냐하면, 데시메이션 동작의 타이밍은 샘플들이 각각의 에포크내에서 동일한 시간에 선택되도록 하기 때문이다. 개별 상관들로부터의 유사한 결과치들을 누적하면, 신호대 잡음비가 개선되며 이에 따라 약한 신호들을 검출하는 수신기의 능력이 강화된다. 이러한 처리는 코히어런트 적분으로서 언급될 수 있으며, 기술되는 바와같이 최대 수초까지의 기간에 걸쳐 평균된 상관 결과치들을 산출하기 위하여 진폭 적분과 결합될 수 있다.
코히어런트 적분간격이 수행되는 시간의 길이는 비보상 도플러 시프트, GPS 신호 네비게이션 데이터 비트들 및 수신기(100)의 이동에 의하여 유도된 위상 시프트들을 포함하는 여러 인자들에 의하여 제한된다. 이들 인자들은 느린 그러나 표면상으로 랜덤한 위상 변이들로 신호들에 유입된다. 수십초동안, 이들 위상 변화는 코히어런트 적분 목적을 방해하는 상쇄 간섭을 유발한다.
따라서, 긴 평균간섭을 달성하기 위하여, 수신기(100)는 진폭 누적의 2차 단계를 수행한다. 특히, 신호 RAM들(110a, 110b)에 저장되는 신호들은 복소수 컨벌루션 벡터의 복소수 진폭값을 발생시키는 복소수 정규화기(111)에 주기적으로 출력된다. 복소수 진폭값들은 가산기(112)에 의하여 누적되고 진폭 RAM(113)에 저장된다. 신호의 복소수 진폭이 계산되는 시간마다, 신호 RAM들(110a, 110b)은 다른 코히어런트 적분이 발생하도록 클리어된다. 프로세스는 적정수의 진폭 누적이 계산 될때까지 계속된다. 예컨대, 만일 코히어런트 평균 간섭이 10밀리초이고 200 진폭 누적들이 적정하면, 전체 프로세스는 2초 이상 실행될 것이다.
컨벌루션 처리후에, 진폭 RAM(113)은 신호대 잡음비를 개선시키기 위하여 적분되는 컨벌루션 결과의 복소수 진폭을 포함하는 벡터를 포함한다. 이하에서 설명되는 바와같이, 벡터는 수신기의 위치를 산출하기 위하여 사용되는 의사범위 데이터를 발생시키기 위하여 CPU(114)에 의하여 실행되는 소프트웨어 알고리즘들에 의하여 추가로 처리된다. 이들 단계들을 위한 CPU 계산 로드는 상관기를 기초하는 FFT 또는 종래의 GPS 수신기와 비교하여 작다는 것을 유의해야 한다. 이러한 구현에서, 계산적으로 강한 상관 및 적분 과정들은 소프트웨어 처리전에 완료된다.
도 2는 도 1의 구성요소들에 의하여 발생되는 파형들(201I, 201Q, 202)을 도시한다. 파형들(201I, 201Q, 202)은 신호 강도(축 208) 대 코드 칩(축 210)에 대한 도면이다. 파형은 코히어런트 적분 및 진폭 적분동안 컨벌루션 프로세서(109)의 출력을 도시한다. 명확화를 위하여, 단지 9밀리초의 신호처리 시간이 3개의 코히어런트 적분들에 각각 기초하는 3개의 진폭 누적들을 구성하는 것으로 기술되어 있다. 예에서, P=2이며, 결과적으로 코히어런트 적분마다 2046개의 신호 샘플들이 존재한다. 파형들(201I, 201Q)은 컨벌루션 프로세서(109)로부터의 출력이며, 여기서 201I는 출력의 I-성분이며 201Q는 출력의 Q-성분이다. 2046 샘플들의 각각의 블록은 간격동안 처리된 2046 신호 샘플들로부터 컨벌루션 프로세서(109)에 의하여 실시간으로 발생되는 전체 컨벌루션 결과이다. 컨벌루션 결과는 신호의 시간지연에 대응하는 단일 피크(도면부호 206I 및 206Q로 지시됨)의 주변을 제외하고 잡음 을 포함한다. 신호는 에포크마다 반복하며, 그 결과 피크는 각각의 2046 샘플에서 다시 나타난다. 제 1의 3개의 사이클에서, 상관 결과들은 각각의 에포크로부터의 대응 지연들에서의 값들을 합산함으로서 RAM(110a, 110b)에서 누적된다(예컨대, 출력 시간 4에서의 값들은 출력 시간 2050 및 4096에서의 값들과 합산된다). 상관 피크는 동일한 지연 오프셋에서 항상 나타나며, 피크의 크기는 누적에 따라 증가하며, 즉 대략적으로 3 에포크에 대하여 3배로 증가한다. 잡음의 레벨은 또한 증가하나, 잡음 상관이 에포크마다 상관되지 않기 때문에 3 제곱근으로서만 증가한다. 신호대 잡음비는 누적 프로세스를 통해 3제곱근 만큼 개선된다. 파형(201Q)은 직교채널에서 발생하는 동일한 신호 누적 프로세스를 기술한다.
신호의 4번째 사이클에서 시작할때, 신호 RAM들(110a, 110b)는 0으로 클리어되며, 신호 누적 프로세스가 다시 시작된다. 파형(201I, 201Q)은 9개의 신호 에포크에서 3번 누적 및 덤핑하는 상관을 도시한다.
코히어런트 평균 간격의 끝에서, 누적된 신호의 진폭은 진폭 RAM(113)에서 계산 및 합산된다. 진폭 RAM(113)의 신호는 파형(202)으로서 도시된다. 예에서, 파형(202)은 각각의 코히어런트 적분의 완료에 대응하여 3번 업데이트된다. 피크는 도면부호 (2121, 2122, 2123)에 의하여 식별되며, 잡음은 도면부호(214)에 의하여 식별된다. 알 수 있는 바와같이, 신호대 잡음비는 각각의 진폭 누적과 함께 증가하며, 이에 따라 도달시간에 대응하는 피크를 식별하기 위한 시스템의 능력이 강화된다.
예에서 신호의 복소수 위상은 9 에포크에서 변화한다는 것을 유의하라. 특히, 신호는 초기에 I 및 Q 채널들에 존재하나, 신호가 I 채널에서 강하고 Q 채널에서 거의 존재하지 않도록 최종 에포크에 의하여 회전된다. 앞서 언급된 바와같이, 불완전한 도플러 시프트 동조 및 다른 효과들이 상기와 같은 회전을 유발한다. 많은 에포크에서, 위상은 많은 사이클을 통해 회전하며, 이에 따라 누적될때 신호가 삭제될 수 있다. 이러한 이유로 인하여, 본 발명의 수신기는 짧은 간격에서만 코히어런트적으로 누적하며, 이에 따라 긴기간 평균에 대한 진폭(비-코히어런트) 누적에 의존한다. 진폭값들은 위상과 무관하며 수초동안 성공적으로 적분될 수 있다.
도 3은 누적된 진폭 파형(202)을 더 상세히 기술한다. 도면(300)은 신호의 시간지연에 대응하는 피크(2123) 근방에서의 컨벌루션의 진폭을 도시한다. 코드 칩축(210)상의 포인트들은 P에 의하여 분할되는 C/A 코드 칩 길이와 동일한 간격으로 이격되어 있으며, 여기서 P는 신호 샘플링 레이트 대 C/A 코드 치핑 레이트의 비이다. 예에서, P=2이며, 결과적으로 포인트들은 1/2 칩 간격들 또는 대략 500ns로 이격된다(이러한 시간 간격은 150 미터의 범위 차이에 대응한다). 수미터 정도의 의사범위 측정을 달성하기 위하여, 컨벌루션 결과치들은 위치결정 정보를 발생시키기 위하여 전형적으로 CPU(114)에서 추가로 처리된다. 컨벌루션 프로세스에 의하여 제공된 개별 상관값들을 사용하여 정확한 시간지연을 추정하기 위하여 사용될 수 있는 다수의 보간기술들이 존재한다. 일 실시예는 잡음 측정된 데이터에 가장 적합한 신호의 파라미터들을 식별하기 위하여 최소자승 추정기술을 사용한다. 신호의 이상적인 응답은 신호의 자기상관의 진폭이다. 이러한 파형은 상승된 삼각형(302)의 형태를 가지는 것으로 용이하게 도시될 수 있다. 삼각형 베이스의 폭(303)은 정확하게 2 C/A 코드칩들이거나 또는 컨벌루션 결과(P=2인 경우)에 대한 4개의 포인트들이다. 삼각형의 베이스에 대한 높이(304)는 신호에 대응하지 않은 시간지연에 대한 컨벌루션에서의 잡음의 진폭이다. 이러한 잡음의 진폭은 데이터로부터 추정될 수 있거나, 또는 증폭기 잡음도, 케이블 및 필터 손실 및 시스템 온도와 같은 설계 파라미터들에 기초하여 미리 계산될 수 있다. 삼각형의 피크(305) 및 삼각형의 중심(306)은 신호 진폭 및 시간지연에 대응하게 알려지지 않는다. 최소자승 방법은 주어진 피크 및 중심을 가진 삼각형에 잡음 데이터 포인트들을 맞추기 위하여 상기와 같은 두개의 파라미터들을 추정하는데 사용될 수 있다.
도 4는 컨벌루션 프로세서(109)(및 컨벌루션 결과 처리 회로(400)), 특히 전체 컨벌루션이 작은 회로블록의 반복 사용에 의하여 발생되는 방법을 기술하는 상세 블록도를 도시한다. 이러한 실시예에서, 회로들의 동작은 도 4, 도 4의 프로세서(109)의 동작을 나타내는 도 5의 흐름도, 및 도 6 및 도 7의 단순 비교를 참조할때 더욱 명백하게 이해될 수 있다.
데시메이션 회로(107)로부터의 신호는 I 및 Q 성분을 각각 조절하는 시프트 레지스터들(401a, 401b)에 접속된다. 각각의 시프트 레지스터(401a, 401b)는 길이 P×K이며, 여기서 P는 C/A 코드 칩당 샘플들의 적정 수이며 K는 설계 파라미터로서 선택된다. 설명되는 바와같이, K는 1023의 인자이다. 설명을 단순화하기 위하여, 나머지 설명은 P=2(샘플들이 1/2칩 이격됨) 및 K=33을 가진 특정 일실시예에 집중된다. 시프트 레지스터를 통해 신호를 전진시키는 상기와 같은 수단은 신호를 이중 버퍼링하기 위한 회로의 필요성을 제거하며, 이에 따라 구현 비용 및 복잡성이 감소된다.
신호들은 코드 NCO(108)에 의하여 타이밍된 2f0의 레이트로 시프트 레지스터들(401a, 401b)을 통해 전진한다. 신호는 많은 클록 사이클도안 시프트 레지스터들에서 제 위치에 유지되며, 이에 따라 부분 일련의 상관 동작들이 수행될 수 있다. 특히, 전체 M 부분 상관들이 수행되며, 여기서 M=1023/K 또는 31이다. 각각의 부분 상관은 P×K(예컨대, 66) 코드 샘플들을 포함하는 코드의 세그먼트간의 고속 벡터 곱 및 가산 연산으로 이루어진다. 고속 벡터 곱 및 가산은 회로들(402a, 402b)에서 발생한다. 회로들(402a, 402b)은 곱셈기들(410a, 410b)과 합산기들(412a, 412b)을 각각 포함한다. 연산은 신호 레지스터(401a 또는 401b)내의 각각의 66 신호 샘플들에 66 코드 샘플들(코드 확장자(409)를 사용하여 33개 코드 샘플들을 확장함으로서 형성됨)을 곱하는 단계 및 합산기(412a, 412b)에서 상기 결과치들을 합산하는 단계를 포함한다. 연산은 I 및 Q 채널들에서 개별적으로 그리고 동시에 발생한다. 수학적으로, 이러한 연산은 내적으로서 언급되며 다음과 같이 정의된다.
Figure 112005007455741-pct00001
벡터 곱 및 가산의 출력은 RAM(404a, 404b)의 오버플로우를 방지하기 위하여 작은 범위내에서 수들을 유지하기 위하여 재양자화될 수 있다. 단순화를 위하여, 양자화기가 도시되지 않는다. 일 실시예에서, 재양자화는 2비트의 해상도까지 이다.
벡터 곱 및 가산의 결과치들은 가산기들(403a, 403b)에 의하여 누적되며 종래의 결과치 처리 회로(400)에 의하여 처리된다. 회로(400)는 신호 RAM(110a, 110b), 복소수 정규화기(111), 가산기(112) 및 진폭 RAM(113)을 포함한다. 누적 프로세스는 특정 시간지연동안의 현재의 값들을 RAM(110a 110b)로부터 판독하는 단계, 방금 계산된 부분 상관들을 가산하는 단계, 및 합들을 다시 RAM들(110a, 110b)에 기록하는 단계를 포함한다. 특정 시간지연에 대응하는 부분 상관들을 적절히 결합함으로서, 상기 지연에 대한 전체 상관이 계산된다. 이전에 기술된 바와같이, 프로세스는 신호대 잡음비를 강화하기 위하여 많은 신호 에포크에 대하여 계속된다. 따라서, 가산기들(403a, 403b)은 두가지 목적, 즉 에포크내에서 부분 상관들의 결합 및 여러 에포크들에 걸처 상관들의 누적을 수행한다.
신호 RAM들(110a, 110b)로부터의 출력은 신호의 진폭을 형성하기 위하여 복소수 정규화기(405)에서 결합된다. 이들 RAM들(110a, 110b)의 I 및 Q 파형들은 복소수 파형의 실수부 및 허수부로서 보여질 수 있다. 진폭을 형성하는 단계는 각각의 성분들을 제곱하는 단계, 결과치들을 합산하는 단계, 및 결과치의 제곱근을 취하는 단계를 포함한다. 회로들을 단순화하기 위하여 사용될 수 있는 진폭에 대하여 여러 근사화방식이 존재한다. 일 실시예에서, 복소수 진폭은 I 및 Q의 스칼라 진폭을 취하고 어느 것이 큰지를 결정함으로서 근사화된다. 진폭은 큰 진폭을 취 하여 이를 작은 진폭의 1/2에 가산함으로서 근사화될 수 있다.
진폭 연산의 결과치들은 RAM(113)의 오버플로우를 방지하기 위하여 작은 범위내에서 값들을 유지하도록 스케일링될 수 있다. 단순화를 위하여, 스칼라가 도시되지 않는다. 일 실시예에서, 스케일링 단계는 결과치들을 3비트만큼 시프트하는 단계(즉, 8로 나누는 단계)를 포함한다.
신호 진폭들보다 오히려 신호 전력들을 누적하는 것이 가능하다. 이러한 경우에, 405에서의 연산은 전력 추정일 수 있으며, 이는 I 및 Q의 제곱들의 합을 취함으로서 계산된다. 이러한 경우에, 도 3을 참조로하여 기술되는 의사범위 결정 알고리즘들은 진폭 파형과 대조적인 전력 파형에 대하여 피트(fit)를 수행하기 위하여 약간 수정되어야 한다. 선택적으로, 추가 비선형 연산들은 I 및 Q의 진폭 또는 전력을 나타내는 값들을 발생시키기 위하여 사용될 수 있다.
복소수 정규화기(111)로부터의 출력은 가산기(112)에 의하여 진폭 RAM(113)에 누적된다. 누적 프로세스는 특정 시간지연에 대한 현재의 진폭값을 RAM(113)으로부터 판독하는 단계, 방금 계산된 진폭 결과치를 가산하는 단계, 및 합을 다시 RAM(113)에 기록하는 단계를 포함한다. 이전에 언급된 바와같이, 진폭 누적은 신호대 잡음비 강화를 달성하는데 필요한 많은 사이클동안 계속된다.
벡터 곱셈기들(402a, 402b)은 신호의 각각의 시프트에 대한 M 부분 상관들을 수행한다. 코드 룩업 회로(408)는 각각의 부분 상관에 대한 기준 코드 샘플들을 발생시킨다. 룩업은 두개의 룩업 인덱스에 의하여 제어된다. 첫째, 코드는 32개 코드들중 하나의 코드로부터 선택되어야 한다. 이러한 선택은 컨벌루션 프로세스 를 통해 일정하게 되며 처리채널이 특정 위성 신호와 상관되도록 구성될때 설정된다. 제 2 인덱스는 1 및 M사이의 세그먼트 인덱스이다. 각각의 C/A 코드는 각각이 K개의 인접 코드 칩들로 이루어진 M개의 비중첩 세그먼트들로 분할되는 1023칩들로 이루어진다. 룩업 인덱스는 어느 코드 세그먼트가 필요한지를 식별한다. 코드 룩업회로로부터의 출력은 세그먼트를 포함하는 K개의 칩들이다. 선택 프로세스는 제어/어드레스 로직(414)에 의하여 제어된다.
코드 확장자(409)의 입력은 세그먼트의 입력 K 칩들이며, 세그먼트를 K×P 코드 샘플들로 확장한다. 확장 동작은 각각의 코드 칩을 동일한 P 코드 샘플들로 변환하는 단계를 포함한다. 코드 확장자(409)로부터의 출력은 기준 코드 입력을 벡터 곱셈기들(402a-b)에 대한 기준 코드 입력을 형성한다.
예에서, 코드 확장자로부터의 출력은 각각 두번 복사되는 33개의 고유값들로 구성된 66개의 샘플들이다.
도 4에 도시된 구조는 C/A 코드 레이트 f0보다 빠른 클록을 필요로한다. 예컨대, C/A 코드 칩당 두개의 샘플들이 사용되고(P=2) K 및 M이 각각 33 및 31이면, 전체 컨벌루션을 수행하는 단계는 레이트 2×f0으로 전진하는, 신호 시프트 레지스터의 각각의 시프트에 대한 31개의 부분 상관들을 수행하는 단계를 필요로한다. 전형적으로, 적어도 두개의 클록 사이클들은 RAM들(110a, 110b)을 판독하고 기록하는데 필요하다. 두개의 클록 사이클들을 가정하면, 전체 컨벌루션을 수행하는데 필요한 최소 클록킹 레이트는 다음과 같다.
Figure 112005007455741-pct00002
이러한 레이트는 기존의 집적회로 로직에서 용이하게 달성할 수 있다.
본 발명이 전체 컨벌루션의 부세트를 계산하기 위하여 사용될 수 있다는 것을 유의해야 한다. 이러한 경우에, M개의 부분 상관들보다 적은 것은 신호 시프트 레지스터의 각 시프트에 대하여 수행된다. 이러한 경우에, 전체 지연범위는 전체 컨벌루션을 구성하는 P×1023보다 적을 수 있다. 특히, 만일 M2 부분 상관들이 수행되면, M2×K ×P 지연값이 발생된다. 프로세서에 대한 클록킹 레이트는 M2 대 M의 비만큼 감소된다. 게다가, RAM들의 크기는 또한 상기 비율만큼 감소된다. 따라서, 이러한 대안은 전체 컨벌루션을 처리하기 위하여 계산 또는 메모리 자원들을 가지지 않는 시스템들에서 유용할 수 있다.
K 및 M 결과에 대한 다른 선택은 설계가 교환되도록 하나, 1023의 프라임 인자들이 3, 11 및 31이기 때문에 K 및 M에 대한 선택들은 제한된다. K를 감소시키는 것은 이것이 시프트 레지스터들(401a, 401b)의 크기 및 벡터 곱셈기들(402a, 402b)의 복잡성을 감소시키나 큰 M을 필요로하여 그 결과 큰 클록킹 레이트를 필요로하기 때문에 바람직하다. K에 대한 선택들은 3, 11, 31, 33 93이다. 이들 선택들은 각각 1.39GHz, 380MHz, 135MHz, 127MHz 및 45MHz의 클록킹 레이트들을 필요로한다(부분 상관마다 항상 P=2 및 2개의 클록 사이클들 가정함). 전시(demonstration)의 시간에 이용가능한 기술에 기초하여, 일 실시예에 대하여 K=11이 선택된다. 미래의 기술에서는 K=11 및 380MHz의 클록 비율에 대한 선택이 실행 가능하게 될 수 있으며, 로직의 복잡성을 추가로 감소시킬 수 있다. 따라서, 상기 구조는 속도 및 로직의 복잡성간을 최적으로 절충하기 위한 바람직한 속성을 가진다.
코드 세그먼트들의 시퀀싱은 제어 로직(44)에 의하여 제어된다. 이러한 제어 로직은 또한 RAM들(110a, 110b, 113)에 대한 정확한 어드레스들을 식별한다. 이하에서 언급되는 바와같이, 부분 상관들은 비순차 순서로 발생되며, 이에 다라 RAM 어드레스들의 발생은 중요하다.
도 4의 회로들에 대한 동작은 도 5의 흐름도를 참조로하여 이해될 수 있다. 동작은 단계(501)에서부터 시작하며, 단계(501)에서는 신호 시프트 레지스터들(401a, 401b)을 미리 로드한다. 이때에, 컨벌루션 처리가 시작된다. 단계(502)에서, 코드 세그먼트는 특정 부분 상관을 위하여 액세스된다. 단계(503)에서, 코드 세그먼트는 C/A 칩당 P개의 샘플들을 가지도록 코드 확장자에 의하여 확장된다. 다음에, 단계(504)에서는 지연 인덱스 및 대응 RAM 어드레스들이 계산된다. 지연 인덱스는 전체 컨벌루션의 포인트가 부분 상관에 의하여 업데이트되는지를 지시한다. 도 7과 관련하여 논의된 예로부터 명백한 바와같이, 지연 인덱스는 비선형 그러나 결정론적 방식으로 점프한다. 어드레스 계산은 코드 세그먼트 및 신호 시프트들의 수에 대한 함수이다.
단계(505)에서는 부분 상관이 벡터 곱셈기들(402a, 402b)을 사용하여 계산된다. 단계(506)에서는 지연 인덱스에 의하여 지시된 위치로 신호 RAM들로 누적된다. 다음에, 단계(507)에서는 처리가 코히어런트 적분 간격의 끝에 도달했는지의 여부를 결정하기 위한 검사가 이루어진다. 만일 그렇치 않다면, 방법은 단계(502a)로 다시 리턴하며, 다음 코드 세그먼트에 대한 앞의 단계들을 반복한다.
만일 모든 코드 세그먼트(예컨대, 31개의 부분 상관들)에 대하여 부분 상관들을 완료했다는 것을 단계(507)에서의 검사가 지시하면, 방법은 단계(508)로 진행한다. 단계(508)에서는 신호 레지스터들(401a, 401b)가 한 샘플만큼 시프트된다.
그 다음에, 프로세스는 단계(509)로 이동하며, 단계(509)에서는 마지막 시프트가 코히어런트 적분 간격의 끝에 도달했다는 것을 알기 위한 검사가 수행된다. 만일 그렇치 않다면, 프로세스는 단계(502)로 다시 순환된다. 코히어런트 적분 간격의 끝을 검사가 지시하면, 방법은 단계(510)로 계속되며, 단계(510)에서는 신호 진폭이 복소수 정규화기(111)에 의하여 계산된다. 결과치는 가산기(112)를 사용하여 가산되며 진폭 RAM(113)에 저장된다. 다음에, 단계(511)에서는 모든 진폭 누적들이 수행되었는지를 결정하기 위한 검사가 이루어진다. 만일 그렇다면, 방법은 단계(512)에서 완료된다. 만일 그렇치 않다면, 단계(501)에서 다음의 부분 상관을 수행함으로서 처리가 계속된다.
도 6 및 도 7은 단순한 예를 통해 본 발명이 전체 컨벌루션 결과치들을 누적하기 위하여 부분 상관들을 이용하는 방법을 기술한다. 명확화를 위하여, 이들 도면은 GPS 신호의 길이 1023 C/A 코드에 대조되는 매우 짧은 길이 6 코드들의 컨벌루션을 기술한다. 예를 더 단순화하기 위하여, 코드 칩당 한 샘플이 사용된다(즉, P=1). 도 6은 표준 매칭 필터링 방법을 통해 컨벌루션을 기술하며, 도 7은 부분 상관들의 결합방법을 통해 동일한 컨벌루션을 기술한다. 도 7의 상세한 설명은 본 발명의 전체 동작을 이해하는데 도움이 된다. 양 방법들은 동일한 컨벌루션 결과치들을 발생시킨다.
도 6은 길이 6 신호에 대한 종래의 매칭 필터에 대한 동작을 기술한다. 동작은 시프트 0으로 지시된 시간에 시작된다. 이 시간에, 신호의 전체 사이클을 포함하는 6개의 연속 신호 샘플들은 신호 시프트 레지스터(601)에 존재한다. 개별 샘플들은 대문자 인덱스 A, B, C, D, E 및 F로 라벨링된다. 전체 길이 6 코드에 대한 코드 샘플들은 기준 레지스터(602)에서 유지되며, 소문자 인덱스 a, b, c, d, e 및 f로 라벨링된다. 시프트 0의 시간에, 벡터 곱셈 및 가산은 시프트 0에 대한 상관 결과를 발생시키기 위하여 수행된다. 각각의 신호 샘플은 대응 코드 샘플에 의하여 곱해지며 그 결과치는 상관 결과치(603)를 산출하기 위하여 합산된다.
다음으로, 신호 시프트 레지스터(604)는 시프트 1에 의하여 지시된 바와같이 한 샘플만큼 전진된다. 신호는 주기적이며, 그 결과 레지스터의 좌측으로 입력된 새로운 샘플은 우측으로 시프트된 시프트된 것과 동일하다. 레지스터(604)의 시프트된 내용들은 인덱스 F, A, B, C, D 및 E로 지금 샘플링된다. 코드는 시프트되지 않는다. 벡터 곱셈 및 가산은 시프트 1에 대한 상관 결과치(605)를 산출한다. 이러한 시프팅 프로세스는 5개의 추가 시프트를 위하여 계속되며, 이 때에 전체 컨벌루션을 구성하는 모든 6개의 상관 결과치들이 이용가능하다.
도 7은 부분 상관 방법을 통해 동일한 컨벌루션 결과치가 획득될 수 있는 방법을 기술한다. 기술된 바와같이, 본 발명은 코드가 길이 K의 M개의 세그먼트들로 팩터링되는 것을 요구한다. 도 7의 단순화된 예에서, 길이 6 코드는 길이 2, 즉 K=2 및 M=3의 3개의 세그먼트들로 팩터링된다. 동작은 시프트 0으로 지시된 시간에서 시작된다. 이 때에, 두개의 신호 샘플들은 신호 시프트 레지스터(701)에서 유지된다. 신호 샘플들은 대문자 인덱스 A 및 B로 라벨링된다. 6개의 코드 샘플들은 각각 길이가 2인 3개의 세그먼트들에 포함된다. 제 1 코드 세그먼트(702)는 소문자 인덱스 a 및 b로 라벨링된 2개의 코드 샘플들을 포함한다. 신호는 3개의 부분 상관 동작들을 위하여 제위치에 유지되며, 이에 따라 부분 상관 결과치들(703a, 703b, 703c)이 발생한다. 제 1 부분 상관 결과치는 신호 레지스터의 내용들 및 제 1 코드 세그먼트(세그먼트 1)간의 벡터 곱셈 및 가산에 의하여 생성된다. 제 2 및 제 3 결과치들은 제 2 및 제 3 코드 세그먼트들에 대한 신호 레지스터의 벡터 곱셈들에 의하여 생성된다. 신호 레지스터가 수행될 모든 3개의 곱셈들을 위하여 충분한 시간동안 제위치에 유지되며 다른 코드 세그먼트들이 선택되는 것보다 오히려 상기 시간동안 코드가 시프트되지 않는다는 것을 유의하라.
부분 상관 결과치들은 신호 경로들(705)에 따라 메모리에 누적된다. 예컨대, 시프트 0에서, 제 1 코드 세그먼트로부터의 부분 상관치들은 상관 결과치(704)와 합산된다. 제 2세그먼트로부터의 부분상관은 시프트 2에 대한 상관 결과치(706)와 합산된다. 제 3 세그먼트로부터의 부분 상관은 시프트 4에 대한 상관 결과치(708)에 기여한다.
3개의 부분 상관들후에, 신호가 시프트된다. 시프트 1로서 지시된 이 스테이지에서, 신호 레지스터는 샘플들 F 및 A를 포함한다. 다시, 3개의 부분 상관치들이 이전처럼 동일한 3개의 코드 세그먼트들과 함께 발생된다. 이들 부분 상관들 로부터의 결과치들은 시프트들 1, 3 및 5에 대한 상관 결과치들 (710, 712, 714)에 기여한다. 프로세스는 4개의 추가 신호 시프트들에 대하여 계속되며, 이 때에 전체 컨벌루션 결과가 이용가능하다. 알 수 있는 바와같이, 동작은 컨벌루션을 포함하는 6개의 전체 결과치들에 기여하는 전체 18개의 상관들을 발생시킬 것을 요구한다.
도 7에 의하여 기술되는 구조는 본 발명의 두가지 중요한 특성들을 기술한다. 첫째, 길이 2의 벡터 곱셈 및 가산 유닛과 단지 하나의 시프트 레지스터를 사용하여 길이 6 코드에 대하여 전체 컨벌루션이 수행되는 것이 명백하다. 이는 도 6보다 적은 엘리먼트들을 필요로하며, 도 6에서 엘리먼트들은 길이가 6이다. 둘째, 도 7에서, 코드 샘플들은 각각의 시프트에 대하여 동일한 고정 세그먼트들에서 액세스되며, 각각의 세그먼트는 코드의 개별 비중첩 섹션이다. 따라서, 샘플 룩업 또는 레지스터 구조는 도 8 및 도 9를 참조로하여 더 기술되는 바와같이 벡터 곱셈기들에 코드를 제공하기 위하여 사용될 수 있다. 이들 구조들은 예컨대 더 복잡한 순열세트에서 이용가능하도록 만들어질 큰 코드 비트 블록들을 필요로할 수 있는 다른 구조들보다 더 적은 엘리먼트를 필요로한다. 본 발명은 코드 발생 회로를 제공할 필요성을 제거한다.
도 8은 코드 룩업 회로(408)의 일 실시예에 대한 블록도를 도시한다. 테이블(801)은 예컨대 판독전용 메모리(ROM) 또는 하드-와이어 로직에 저장된 32코드의 각각에 대한 모든 1023 비트들을 포함한다. 테이블(801)은 32개의 부테이블들로서 편성되며, 각각의 코드에 대하여 하나의 부테이블들이 존재한다. 각각의 부테이블 은 길이 K의 M 세그먼트들로서 편성되며, 여기서 K×M=1023이며 K 및 M은 이전에 기술된 바와같이 선택된다. 멀티플렉서(802)는 선택된 값에 기초하여 특정 코드를 선택한다. 멀티플렉서(802)의 출력은 적정 코드에 대한 특정 부테이블이다. 멀티플렉서(803)는 1 및 M사이의 세그먼트 선택 값에 기초하여 특정 세그먼트를 선택한다. 멀티플렉서(803)의 출력은 코드 확장자(409)에 제공된 코드 비트들을 포함하는 길이 K의 특정 코드 세그먼트(804)이다.
멀티플렉서(803)는 코드 세그먼트가 각각의 부분 상관마다, 즉 두개의 클록 사이클마다 변경되도록 하기 위하여 고속으로 동작되어야 한다. 이러한 이유로 인하여, 모든 코드 비트들이 통상적인 코드 발생기 방식으로 비행중에 발생되는 것과 대조적으로 테이블(801)에 미리 저장되는 것이 필요하다.
도 8의 회로들은 예시적으로 기술된다. 실제로, 기능적으로 등가인 많은 다른 회로 설계들이 존재한다. 특히, 기존의 ASIC 설계시에 사용되는 로직 합성 프로세스는 앞서 기술된 것과 동일한 방식으로 수행하나 필수적으로 앞서 기술된 방식과 같이 멀티플렉서들을 사용하지 않는 임의의 형태의 게이트들을 야기할 거이다.
도 9는 코드 룩업회로(408)의 대안 실시예에 대한 블록도이다. 특정 코드에 대응하는 1023 코드 비트들은 길이 K의 M 행들로서 편성된 1023 양방향 시프트 레지스터들(901)에서 유지된다. 시프트 레지스터들은 두가지 모드, 즉 실행모드 및 로딩모드에서 동작한다.
실행모드에서, 각각의 레지스터(901)는 레지스터들의 하부 행으로 시프트하 는 레지스터들의 상부 행을 제외하고 다음행에 있는 레지스터(레지스터(901) 위에 있는)로 그것의 샘플들을 시프트하도록 구성된다. 실행 모드동안의 시프트 방향들은 레지스터(901)내의 실선들에 의하여 지시된다. 모든 레지스터들을 클록킹함으로서, 코드 비트들의 행들은 순환되며, 이에 따라 임의의 시간에 상부 행은 길이 K의 M 코드 세그먼트들중 한 세그먼트를 포함한다. 비트들의 상부 행은 코드 확장자(409)에 제공된다. 레지스터들은 고속으로 순환하며, 이에 다라 다른 코드 세그먼트들은 각각의 부분 상관을 위하여 이용가능하게 만들어진다.
로딩 모드에서, 각각의 레지스터는 앞의 행에 있는 레지스터들의 제 1열로 시프트하는 레지스터들의 마지막 열을 제외하고, 그것의 행에서 다음 레지스터로 그것의 샘플을 시프트하도록 구성된다. 로딩 모드동안의 시프트 방향들은 레지스터(901)내에서 포인트 선들로 지시된다. 좌측하부 레지스터(904)는 코드 발생기(902)에 접속된다. 코드 발생기는 선택값에 기초하여 특정 코드의 1023 코드 비트들을 순차적으로 생성할 수 있는 통상적인 코드 발생기이다. 코드 룩업회로가 특정 코드를 위하여 구성될때, 레지스터들은 로딩모드로 들어가며, 발생기는 레지스터들을 통해 클록킹하는 코드의 비트를 발생시키기 위하여 사용된다. 모든 비트들이 클록킹된후에, 코드는 길이 K의 M 세그먼트들로서 레지스터들에 상주할 것이다. 그 다음에, 회로는 실행모드에서 사용하기위하여 준비된다.
도 10은 다중 해상도 모드에서 동작할 수 있는 GPS 수신기(1000)의 대안 실시예에 대한 블록도를 도시한다. GPS 수신기(1000)는 표준 해상도 모드 또는 고해상도 모드에서 동작하는 컨벌루션 프로세서들(1009)을 가진다. 더욱이, 표준 해상 도 모드에서 디지털 신호 샘플들은 C/A 코드 칩의 1/2 정도 이격된다(즉 P=2). 고해상도 모드에서의 디지털 신호 샘플들은 C/A 코드 칩의 1/5 정도 이격된다(즉, P=5). 마찬가지로, 코드 NCO(1008) 및 데시메이션 회로(1007)는 다수의 샘플링 레이트들에서 동작한다. 당업자는 샘플 간격에 대한 다른 값들을 용이하게 고안할 수 있으며 본 발명이 두개 이상의 해상도 모드에서 동작할 수 있다는 것을 이해해야 한다.
도 10의 실시예들은 도 1에 도시된 구성요소들과 유사한 구성요소들을 가진다. 도 1의 구성요소들과 동일한 참조부호를 가진 구성요소들은 도 1을 참조로하여 앞서 기술된 바와같이 동작한다. 데시메이션 회로(1007), 코드 NCO(1008), 컨벌루션 프로세서(1009) 및 모드 선택 프로세서(1002)와 같은 구성요소들은 다수의 해상도 모드들의 사용을 용이하게 하기 위하여 이하에 기술된 바와같이 동작한다. 도 10은 모드 선택 프로세서(1002)를 추가로 포함한다. 모드 선택 프로세서(1002)는 처리 채널(1004)이 고해상도 모드에서 동작하는지 또는 표준 해상도 모드에서 동작하는지의 여부를 결정하기 위하여 수신된 신호들을 처리한다.
도 1에 도시된 실시예에서 마찬가지로, 도 2는 도 10의 구성요소들에 의하여 발생된 파형들을 도시한다. 비록 도 2에 도시된 파형들이 표준 모드에서의 동작을 예시할지라도, 고해상도 모드에서의 동작은 유사한 부호의 파형들을 발생시킬 수 있다. 특히, 만일 고해상도 모드에서 P=5이면, 전체 컨벌루션에서의 전체 포인트들의 수는 2046보다 오히려 5115이다. 그러나, 이하에서 더 상세히 기술되는 바와같이, 컨벌루션의 단지 일부분만이 고해상도 모드에서 발생된다.
표준 해상도(즉, P=2)에서 최소자승 추정은 도 3에 도시된 삼각형 베이스의 폭(303)에 의하여 도시된 바와같이 상관폭에 대하여 단지 4개의 포인트들을 사용한다. 잡음이 존재하는 경우에, 이는 곡선 피팅 프로세스의 정확성을 제한한다. 게다가, 많은 경우에, 삼각형의 중심(즉, 최대 상관 포인트)은 관찰된 상관값사이에 배치될 것이다. 이러한 상황에서, 관찰된 상관 및 관찰된 신호대 잡음비는 삼각형의 피크가 관찰된 포인트에 근접하는 경우보다 상당히 낮다. 고해상도 모드는 최소자승 추정 프로세스에서 많은 정밀하게 이격된 포인트들을 포함함으로서 정밀성 및 신호대 잡음비를 개선한다.
특히, 도 11은 도 2에 도시된 것과 동일한 상관이 고해상도 모드에서 처리될때 누적된 진폭 파형을 상세히 기술한다. 그래프(1100)는 고해상도 모드에서 처리되는 신호의 시간지연에 대응하는 피크(2123)의 근방에 있는 컨벌루션의 진폭을 도시한다. 코드 칩 축(210)상의 포인트들은 P로 분할된 C/A 코드 칩 길이와 동일한 간격으로 이격되며, 여기서 P는 신호 샘플링 비 대 f0,즉 C/A 코드 치핑 레이트의 비이다. 고해상도 예에서는 P=5이며, 그 결과 포인트들은 1/5 칩 간격들 또는 대략 200ns로 이격된다(이러한 간격은 대략 60 미터들의 범위 차이에 대응함). 고정밀 의사범위 측정을 수행하기 위하여, 컨벌루션의 출력은 전형적인 CPU(114)에서 추가로 처리된다.
표준 해상도 처리와 마찬가지로, 컨벌루션에 의하여 제공된 이산 컨벌루션 값들을 사용하여 정확한 시간지연을 추정하기 위하여 사용될 수 있는 다수의 보간 기술들이 존재한다. 일 실시예는 잡음 데이터에 가장 적합한 신호의 파라미터들을 식별하기 위하여 최소자승 추정 기술을 사용한다. 상관 응답은 상승형 삼각형(1102)의 형태를 띤다. 삼각형(1102)의 폭(1103)은 11개의 샘플 포인트들(P=5 인 경우)에 대응하는 2 C/A 코드 칩들이다. 삼각형(1102)의 베이스에 대한 높이(1104)는 신호에 대응하지 않는 시간 지연에 대한 컨벌루션에서 잡음의 진폭이다. 이러한 잡음의 진폭은 데이터로부터 추정될 수 있거나, 또는 증폭기 잡음도, 케이블 및 필터 손실, 및 시스템 온도와 같은 설계 파라미터들에 기초하여 미리 계산된다. 삼각형(1102)의 피크(1105)와 중심(1106)은 신호 진폭 및 시간지연에 대응하게 알려지지 않는다. 최소자승 방법은 특정 피크 및 중심을 가진 삼각형에 잡음 데이터 포인트들을 맞추기 위하여 상기 두개의 파라미터들을 추정하도록 사용될 수 있다.
표준 해상도 모드에 비하여 고해상 모드의 한 장점은 상승형 삼각형 상관 응답이 많은 포인트들에 비하여 2배 이상으로 샘플링된다. 당업자에 의하여 이해되는 바와같이, 피팅 프로세스의 정확성은 추정시에 사용된 값들의 수에 따른다. 게다가, 삼각형의 피크 대 삼각형의 베이스에 대한 비는 고해상도 모드에서 증가된다. 이는 최대 상관의 포인트에 근접하게 이용가능한 상관 포인트들로 신호대 잡음비의 개선을 지시한다. 따라서, 고해상도 모드는 표준 모드에서 적절하게 인식할 수 없을 수 있는 상관 피크들을 신뢰성있게 식별하고 측정하기 위하여 사용될 수 있다. 이는 GPS 위성들로부터 실내에서 수신된 신호들과 같은 낮은 에너지 신호들을 처리할때 매우 유리할 수 있다.
도 12와 관련하여 추가로 기술되는 바와같이, 두가지 동작모드는 적정 해상도를 얻기 위하여 파라미터 값들 P, K 및 M의 동적으로 변경시킴으로서 수행된다. 일 실시예에서, 표준모드에서 P=2(즉, C/A 코드 칩당 두개의 샘플들)이며, 고해상도 모드에서 P=5(즉, C/A 코드 칩당 5개의 샘플들)이다. 완료된 상관 포인트들은 1/P 칩 정도 이격되며, 이에 따라 P의 값이 크면 클수록 해상도가 정밀해진다는 것을 알 수 있다. 앞서 논의된 바와같이, K는 설계 파라미터로서 선택되며 1023의 인자이다. 단순화를 위하여, 나머지 설명은 표준모드에서 P=2 및 K=33이고 고해상도 모드에서 P=5 및 K=11인 특정 실시예에 집중된다.
도 12는 다중 해상도 모드에서 본 발명의 동작에 적합할 수 있는 컨벌루션 프로세서(1009)의 다른 실시예에 대한 블록도를 기술한다. 단순화를 위하여, 단지 I 처리채널만이 도시되며 Q 채널이 동일한 처리 엘리먼트들을 포함한다는 것이 명확하다. 본 실시예에서, 컨벌루션 프로세서(1009)는 시프트 레지스터(1201), 벡터 곱셈기 회로(1202), 가산기(1203), 코드 확장자(1209) 및 코드 룩업 테이블(1208)을 포함한다. 코드 확장자(1209)는 표준 코드 확장자(1204) 및 고해상도 코드 확장자(1205)를 더 포함한다. 데이메이션 회로(1007)로부터의 I 신호는 시프트 레지스터(1201)에 접속된다. 시프트 레지스터(1201)는 표준 및 고해상도 모드에 대하여 P×K의 값이 변경되기 때문에 가변 길이를 가진다. 특히, 시프트 레지스터(1201)는 표준모드에서 66개의 샘플들을 유지해야 하며 고해상도 모드에서 55개의 샘플들을 유지해야 한다. 따라서, 시프트-레지스터(1021)은 양 길이들을 지원하기 위하여 66개의 엘리먼트들을 포함한다. 고해상도 모드에서, 마지막 11개의 엘리먼 트들은 무시할 수 있다.
신호들은 표준 모드 또는 고해상도 모드에 대하여 코드 NCO(1008)에 의하여 타이밍되는 바와같이 Pf0의 레이트로 시프트 레지스터(1201)를 통해 전진한다. 신호들은 많은 클록 사이클동안 제위치를 유지하며, 이에 따라 일련의 부분 상관 동작들이 실행될 수 있다. 특히, M 부분 상관들의 전체가 수행되며, 여기서 M=1023/K이다. 본 예에 대하여, 표준 모드에서는 M=31이며 고해상도 모드에서는 M=93이다. 각각의 부분 상관은 시프트 레지스터(1201)의 내용과 P×K 코드 샘플들을 포함하는 코드의 세그먼트간의 고속 벡터 곱셈 및 가산 동작을 포함한다. 이 동작은 곱셈기들(1210) 및 합산기(1212)를 포함하는 벡터 곱셈기(1202)를 통해 수행된다. 시프트 레지스터(1201)과 유사하게, 벡터 곱셈기(1202)는 표준 해상도 동작모드 및 고해상도 동작모드 둘다를 지원하기 위하여 가변 길이를 가진다.
상관 동작은 시프트 레지스터(1201)의 각각의 P×K 신호 샘플들에 P×K 코드 샘플들(코드 확장자(1209)를 사용하여 코드 샘플들을 확장함으로서 형성됨)을 곱하는 단계, 및 합산기(1212)에서 상기 결과치들을 합산하는 단계를 포함한다. 앞서 기술된 바와같이, 수학적으로, 이러한 동작은 내적으로서 언급된다. 벡터 곱셈 및 가산의 결과치들은 가산기(1203)에 의하여 누적되며 도 4와 관련하여 앞서 기술된 것과 동일한 방식으로 컨벌루션 결과치 처리회로들(400)에 의하여 처리된다.
코드 룩업 테이블(1208)은 각각의 부분 상관에 대한 기준 코드 샘플들을 발생시키며 표준 해상도 모드 및 고해상도 모드에 대한 코드 세그먼트들을 지원하도 록 편성된다. 첫째, 코드는 32개의 코드들중 하나로부터 선택되어야 한다. 이러한 선택은 컨벌루션 프로세스를 통해 일정하게 되며, 처리채널이 특정 위성 신호와 상관되도록 구성될때 설정된다. 제 2 인덱스는 1 및 M사이의 세그먼트 인덱스이다. 본 예에서, 세그먼트당 샘플들의 수는 표준모드에서 33개이며 고해상도 모드에서 11개이다. 양 모드들을 지원하기 위하여, 코드 룩업 테이블(1208)은 11개의 칩들의 93개의 세그먼트들(1207)을 포함한다. 93개의 세그먼트들(1207)은 31개의 세그먼트들의 3개의 블록들(1206a-c)로 편성된다. 각각의 그룹(1206a-c)(11개의 칩 세그먼트)의 출력은 코드 확장자(1209)에 접속된다.
표준모드에서, 각각의 그룹(1206a-c)의 출력 세그먼트는 33개의 칩들을 가진 넓은 세그먼트를 형성하기 위하여 결합된다. 특히, 세그먼트 선택은 1 내지 31개 사이에서 만들어진다. 세그먼트 선택 및 코드 선택은 그룹들(1206a-c)로부터 11개의 샘플들중 3세그먼트들(1207)를 다중화하기 위하여 사용된다. 세그먼트들(1207)은 표준 코드 확장자(1204)에 입력되는 33개의 샘플의 넓은 세그먼트를 형성하기 위하여 연결된다. 고해상도 모드에서, 세그먼트 섹션은 1에서 93으로 진행한다. 단지 세그먼트들(1207)중 하나의 세그먼트만이 그룹들(1206a-c)로부터 선택된다. 그 다음에, 11개의 샘플 세그먼트들(1207)이 고해상도 코드 확장자(1205)에 접속된다.
표준모드에서, 33개 샘플의 넓은 코드 세그먼트들을 66개의 샘플들로 확장시키는 표준 코드 확장자(1204)가 활성화된다. 고해상도 모드에서, 11개 샘플 코드 세그먼트들을 55개 샘플들로 확장시키는 고해상도 코드 확장자(1205)가 활성화된 다. 비록 코드 확장자(1209)가 표준코드 확장자(1204) 및 고해상도 코드 확장자(1205)를 포함하는 것으로 도시될지라도, 그들이 단일 코드 확장자(1209)에 기능적으로 결합될 수 있다는 것이 당업자에 의하여 이해된다.
클록 레이트들은 표준 및 고해상도 모드사이에서 변화한다. 예컨대, 표준모드에서, 도 4와 관련하여 논의된 바와같이, 대략 127MHz의 클록 레이트는 P, K 및 M이 각각 2, 33 및 31이고 두개의 클록 사이클들이 RAM 사이클마다 필요한 경우에 전체 컨벌루션을 실시간으로 수행하는 단계를 지원한다. 바람직한 실시예에서, 고해상도 모드 파라미터들 각각 P, K 및 M은 5, 11 및 93이다. 따라서, 전체 컨벌루션을 발생하는 클록킹 레이트는 다음과 같다.
Figure 112005007455741-pct00003
이러한 레이트가 기존의 집적 회로 로직에서 수행하기에 곤란하고 RAM들의 크기가 2046 샘플들로부터 5115 샘플들로 커지기 때문에, 컨벌루션 프로세서(109)의 비용 및 복잡성을 감소시키기 위하여 고해상도 모드에서 동작할때 전체 컨벌루션보다 적게 발생시키는 것이 바람직할 수 있다.
그러므로, 일실시예에서는, 전체 컨벌루션보다 적은 컨벌루션이 입력 신호들의 각각의 시프트에 대해 수행되는 부분 상관의 횟수를 감소시킴으로써 고해상도 모드에서 계산된다. 도 13과 관련하여 아래에서 설명될 바와 같이, 상기 부분 상관은 상관 포인트들이 전체 컨벌루션 내에서 해당 특정 범위에 대해 생성되도록 선택된다. 이러한 대안적인 실시예에서, 필요한 클록 레이트는 다음과 같다:
Figure 112005007455741-pct00004
여기서, L은 M보다 작은 수이며, 입력 사이클 시프트마다의 부분 상관의 수를 나타낸다. 따라서, 생성되는 상관 포인트들의 총 수는 P ×K ×L이다. 예컨대, 일실시예에서 L=12이고 P ×K ×L = 660이거나 C/A 코드 에포크의 대략 1/8이다. 본 실시예에서, 필요한 클록킹 레이트는 다음과 같고:
Figure 112005007455741-pct00005
이는 표준 모드에서 클록킹 레이트와 같은 값이다.
전체 컨벌루션의 서브세트만이 생성되기 때문에, 신호 피크를 포함하고 있는 해당 부분을 선택하는 것이 필요하다. 도 13은 다중 상관 해상도들을 계산하기 위한 발명의 동작 모드(1300)에 대한 흐름도를 나타낸다. 본 방법(1300)은 단계(1302)에서 시작한다. 단계(1304)에서는, 고해상도 모드를 직접 사용할 수 있게 하는 충분한 외부 도움 정보가 존재하는지 여부를 결정하기 위한 검사가 이루어진다. 이러한 도움 정보는 해당 위성에 대해 추정된 의사범위 및 로컬 클록 바이어스의 추정치를 포함해서 수 가지의 형태를 취할 수 있다. 만약 상기 도움 정보가 충분히 정확하다면, 본 방법은 단계(1310)에서 고해상도 모드로 전환한다. 그러나, 종종, 로컬 클록 바이어스는 알려지지 않는다. 예컨대, 추정되는 의사범위는 저장된 추산위치표(ephemeris) 및 마지막으로 통보된 수신기 위치로부터 획득될 수 있지만, 그렇지 않고 수신기가 정확한 타임키핑(timekeeping)을 유지하거나 외부적으로 동기된다면, 로컬 클록 바이어스가 통보되지 않은 것이다. 만약 충분한 외부 도움 정보가 없다면, 단계(1306)에서 의사범위 측정들이 표준 모드에서 이루어진다. 단계(1306)에서는, 전체 컨벌루션이 표준 해상도를 사용하여 획득된다. 한번 이상의 측정이 표준 모드에서 이루어진 이후에는, 로컬 클록 바이어스가 단계(1308)에서 추정된다. 이 단계는 선택적으로 타임 태그 에러의 추정을 포함한다. 다음으로, 방법(1300)은 단계(1310)에서 고해상도 모드로 전환한다. 이 시점에, 표준 해상도에서 상관 피크들을 브래킷하는(bracketing) 다수의 윈도우에 대해 신호 지연들이 경계가 지정될 수 있다. 범위 윈도우가 계산된 이후에, 방법(1300)은 단계(1314)에서 고해상도 모드에서(즉, 고해상도 상관 피크들을 사용하여) 의사범위 측정을 수행한다. 방법(1300)은 단계(1316)에서 종료한다.
방법(1300)은 단지 부분 컨벌루션만이 계산된다는 제약에도 불구하고 고해상도 모드가 유리하게 사용될 수 있게 한다. 적어도 하나의 위성이 표준 모드에서 검출되는 동안에는, 고해상도 모드가 호출될 수 있다. 고해상도 모드에서는, 상관 처리의 감도가 향상되고, 이는 추가 위성들이 검출될 수 있게 한다. 게다가, 위에서 설명된 바와 같이, 고해상도 모드에서 모든 측정의 정확도가 향상된다.
또 다른 실시예에서, 본 발명은 신호 상관 동안에 수신된 위성 신호의 다중경로 간섭을 감소시킨다. 일반적으로, 도 3 및 도 11에 도시되어 있는 높은 삼각형 상관 응답이 수신 신호가 다중경로 간섭을 포함하고 있는 경우에 왜곡될 것이다. 도 14는 도 11의 상관 응답과 유사한 상관 응답을 나타내지만, 다중경로 간섭에 의해 영향을 받는다. 특히, 도 14A는 상관 응답(1406)의 누적된 크기를 나타내는데, 여기서 직접 위성 신호는 반사 위성 신호(즉, 다중경로 신호)보다 더 강하 다. 도 14B는 상관 응답(1408)의 누적된 크기를 나타내는데, 여기서 직접 위성 신호는 반사 위성 신호보다 더 약하다. 도 14A 및 도 14B에서, 축(1402)은 신호 강도를 나타내고, 축(1404)은 샘플 수를 나타낸다.
도 14A 및 도 14B에 도시된 바와 같이, 샘플 축(1404) 상의 포인트들은 C/A 코드 칩 길이를 P로 나눈 것과 동일한 간격으로 이격되는데, 여기서 P는 신호-샘플링 레이트 대 f0, 즉 C/A 코드 칩핑 레이트의 비율이다. 고해상도 예에서, P=5이기 때문에 상기 포인트들은 1/5 칩 간격, 즉 거의 200ns(거의 60m 범위 차이)으로 이격된다. 수신 위성 신호에 다중경로 간섭이 존재하는 것은 상관 응답에서 두 개 이상의 피크들이 형성되게 한다. 위성으로부터 직접 신호가 수신되는 경우에, 제 1 피크(1410)는 직접 신호로부터의 복원된 PRN 코드와 생성되는 복제 코드 사이의 상관성에 상응할 것이다. 제 2 피크(1412)는 위성 신호의 반사로부터 복원된 PRN 코드와 생성되는 복제 코드 사이의 상관성에 상응한다. 반사 신호는 직접 신호보다 시간적으로 나중에 도달하고, 따라서 제 2 상관 피크(1412)는 제 1 상관 피크(1410)보다 시간적으로 더 늦다.
도 14A에서, 제 1 상관 피크(1410)는 제 2 상관 피크(1412)보다 더 큰 크기를 갖는다. 즉, 직접 신호는 반사 신호보다 더 강하다. 도 14B는 제 1 상관 피크(1410)가 제 2 상관 피크(1412)보다 크기면에서 더 작다는 포인트를 제외하고는 도 14A와 유사하다. 따라서, 도 14B에서는, 직접 신호가 반사 신호보다 더 약하다.
도 14A 및 도 14B로부터 자명한 바와 같이, 데이터에 최상으로 적합한 상관 응답은 높은 삼각형의 형태를 반드시 취하지는 않는다. 대부분의 경우에는, 상관 함수(1406 및 1408)에 삼각형을 적합시키려는 시도로 인해 적절한 시간 지연에 상응하지 않는 중심이 유발될 것이다. 즉, 삼각형의 중심은 포인트 선(1414)으로 표시된 올바른 중심으로부터 벗어날 것이다. 포인트 선(1414)은 직접 위성 신호의 상관 피크(1410)에 상응하고, 따라서 정확한 시간 지연을 나타낸다. 게다가, 초기-후기(E-L) 상관과 같은 종래의 추적 상관기들도 또한 제 2 상관 피크(1412)로 인해 정확한 시간 지연에 집중할 수 없게 된다.
아래에서 설명되는 바와 같이, 본 발명은 왜곡된 상관 응답의 전체 형태에 근접하기 위해서 충분한 수의 샘플들을 획득함으로써 다중경로 간섭의 영향을 완화시킨다. 상관 응답의 전체적인 형태가 주어진다면, 본 발명은 정확한 상관 피크를 결정하기 위해서 상관 응답의 제 1 최대치에 위치할 수 있다. 매우 많은 수의 샘플들을 이용함으로써 본 발명은 정확한 시간 지연 및 신호 크기를 결정하고 E-L 상관기와 같은 폐쇄 루프 상관기의 필요성을 제거하기 위해 개방 루프 추정을 사용할 수 있다. 또한, 본 알고리즘은 상관 응답의 누적된 크기나 전력에 대해 동작한다(상기 크기는 전력의 제곱근이다). 이는 종래의 코히어런트 상관기들을 통해 가능한 것보다 훨씬 더 낮은 신호-대-잡음비에서 동작하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 본 발명은 도심 환경에서 발생될 수 있는 바와 같이 많은 다중경로 신호들을 갖는 약한 신호 환경에서 정확한 상관을 가능하게 한다.
특히, 도 15는 디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 방법(1500)을 나타내는 흐름도를 나타낸다. 본 방법(1500)은 도 14를 동시에 참조하면 가장 잘 이해될 수 있다. 본 방법(1500)은 CPU(114)(도 1)에 의해 실행되는 소프트웨어로서 구현될 수 있다. 본 방법(1500)은 단계(1502)에서 시작하여 단계(1506)로 진행하는데, 상기 단계(1506)에서는 수신된 위성 신호가 고해상도 모드에서 처리된다. 위에 설명된 바와 같이, 고해상도 모드는 1/5 칩 간격 또는 200ns 샘플 이격에 상응한다. 또 다른 실시예에서, 1/10 칩 간격이나 100ns 샘플 이격을 갖는 "슈퍼" 고해상도 모드가 이용될 수 있다. 당업자라면 P에 대한 다른 값들이 고해상도 모드를 위해 사용될 수 있다는 것을 알 것이다.
대안적으로, 수신되는 위성 신호는 제 1 해상도(예컨대, 1/2 칩 간격)로 처리될 수 있으며, 이어서 다중경로 간섭이 존재하는 영역으로 수신기가 들어갔을 때 제 2 고해상도(예컨대, 1/5 칩 간격)로 처리된다. 이러한 다중경로 간섭은 단계(1506)에서의 고해상도 처리 이전에 선택적인 단계(1504)에서 검출될 수 있다. 만약 다중경로 간섭이 검출되지 않는다면, 표준 피크 측정 처리가 도 3과 관련하여 위에서 설명된 바와 같이 사용될 수 있다. 만약 다중경로 간섭이 검출된다면, 본 방법은 단계(1506)로 진행한다.
일실시예에서, CPU(114)는 상관 응답의 상승 에지(1416)의 기울기와 상기 상관 응답의 하강 에지(1418)의 기울기를 측정함으로써 다중경로 신호들에 의해 상기 상관 응답이 영향을 받았는지를 검출할 수 있다. 만약 이러한 기울기들의 각도들이 실질적으로 대칭되지 않는다면, 상기 상관 응답은 다중경로 신호들에 의해 영향을 받은 것이다. 서로 다른 진폭 및 지연을 갖는 다중경로 신호들은 하강 기울기가 상승 기울기보다 상당히 느리도록 한다(또는 반사 경로가 정반대의 위상인 경우 에는 상당히 빠르다).
또 다른 실시예에서, CPU(114)는 상관 응답의 폭을 측정함으로써 다중경로 신호들에 의해 상기 상관 응답이 영향을 받았는지를 검출할 수 있다. 즉, CPU(114)는 평균 잡음 레벨(1420)을 갖는 상응 에지(1416)의 교차점과 평균 잡음 레벨(1420)을 갖는 하강 에지(1418)의 교차점간의 거리를 측정할 수 있다. 만약 이 거리가 두 C/A 칩들보다 크다면, 폭이 훨씬 좁다면, 상관 응답은 다중경로 신호들에 의해 영향을 받기 쉽다. 상기 평균 잡음 레벨은 상관 응답의 처리과정의 일부로서 계산될 수 있거나, 또는 선험적으로 추정될 수 있다(예컨대, 평균 크기와 같은 세팅에 근거하여 추정될 수 있다).
또 다른 실시예에서, 다수의 처리과정 채널(104)이 단일 위성 신호와 사용되는데, 상관의 타이밍이 고해상도를 제공하도록 스태거링된다. 여하튼, 단계(1506)의 처리의 출력은 고해상도 모드에서 생성되는 상관 응답이다.
단계(1508)에서는, 상관 응답의 크기를 나타내는 값들이 형성된다. 단계(1510)에서는, CPU(114)가 상관 응답에서 가장 초기의 피크를 정확한 피크로서 선택한다. 본 방법(1500)은 단계(1512)에서 종료한다.
일실시예에서, CPU(114)는 상관 함수에 대한 최대치를 결정함으로써 가장 초기의 피크를 선택한다. 본 명세서에서 설명되는 "최대치"란 용어는 상관 함수에서 로컬 및 절대 최대 포인트들 모두를 의미한다. 고해상도 모드(예컨대, P=5)에서, 상관 함수는 그것의 전체적인 형태에 근사하도록 충분한 샘플들을 포함한다. 상관 응답의 전체적인 형태가 주어지면, CPU(114)는 직접 신호로부터 발생하는 상관 피 크와 반사 신호들로부터 발생하는 상관 피크들을 구별할 수 있다. 일실시예에서, CPU(114)는 미분 분석을 사용하여 상관 응답의 최대치를 결정한다. 특히, CPU(114)는 상관 응답의 제 1 및 제 2 도함수를 계산하며, 잘 알려진 방식으로 최대치를 구한다. 예컨대, 도 14A 및 도 14B에 도시된 상관 응답을 참조하면, 포인트들(1410 및 1412)이 그것의 최대치이다. CPU(114)는 어떤 최대치가 시간적으로 가장 이른 최대치인지를 결정하기 위해 상관 응답의 계산된 최대치를 분석한다. 위에 설명된 바와 같이, 가장 초기의 피크는 직접 위성 신호에 상응하는 상관 피크이다. 따라서, 상관 응답에 대해 계산된 가장 초기의 최대치는 직접 위성 신호에 상응하는 상관 피크이며, 따라서 정확한 상관 피크이다. 정확한 상관 피크가 주어지면, CPU(114)는 정확한 시간 지연 및 크기를 결정한다.
대안적인 실시예에서, CPU(114)는 상관 응답에서 가장 초기의 피크를 선택하기 위해 다음의 알고리즘을 사용할 수 있다. 다음의 알고리즘은 상관 응답의 폭이 직접 피크 지연 및 반사 피크 지연과 동일한 크기만큼 표준 상관 응답보다 더 크다는 사실을 나타낸다.
한 알고리즘에서는, CPU(114)가 상관 응답에서 "딥(dips)"(즉, 최대 전력 이전에 계속해서 전력이 증가하지 않는 샘플들)을 찾음으로써 다중 피크들을 검출할 수 있다. 각각의 딥은 로컬 또는 절대 최소치를 나타내며, 상관 응답에서 다중 피크들을 나타낸다. 제 1 딥(즉, 가장 초기의 최대치) 이전에 발생하는 최대치는 상관 응답에서 정확한 피크이며, 따라서 지연의 정확한 측정치이다.
다른 알고리즘에서는, CPU(114)가 상승 에지(1416)에서 상관 응답의 기울기 를 결정할 수 있다. 올바른 상관 피크는 상관 벡터의 평균 잡음 레벨(1420)을 갖는 기울기의 교차점으로부터 1칩만큼 떨어져 있다. 이는 위의 알고리즘들이 반사된 피크의 근접한 근사 또는 다중경로 반사된 피크들의 존재로 인해 다중경로 피크들을 검출할 수 없는 경우에 정확한 지연의 선택을 가능하게 한다.
비록 앞선 설명은 본 발명의 바람직한 실시예에 관한 것이지만, 본 발명의 다른 및 추가적인 실시예들이 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않으면서 안출될 수 있고, 본 발명의 범위는 청구항들에 의해서 결정된다.

Claims (28)

  1. 디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 방법으로서,
    디지털 신호 및 의사범위 기준코드간의 상관응답에 대한 진폭 또는 전력을 나타내는 값들을 형성하는 단계; 및
    시간지연을 계산하기 위하여 상기 상관응답에서 초기(earliest) 피크를 선택하는 단계를 포함하되,
    상기 선택하는 단계는,
    상관응답의 상승에지에 대한 기울기를 계산하는 단계;
    상기 상관응답의 평균 잡음레벨을 제공하는 단계;
    상기 기울기 및 상기 평균 잡음 레벨의 교차점을 계산하는 단계; 및
    상기 교차점을 사용하여 상기 초기 피크를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제 1항에 있어서, 상기 상관 응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상관 응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 상기 단계는,
    상관응답의 상승에지에 대한 제 1기울기를 계산하는 단계;
    상관응답의 하강에지에 대한 제 2 기울기를 계산하는 단계; 및
    상기 제 1 기울기와 상기 제 2기울기를 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  7. 제 5항에 있어서, 상관 응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 상기 단계는,
    상기 상관응답의 상승에지 및 상기 상관응답의 평균 잡음레벨의 제 1교차점을 계산하는 단계;
    상기 상관응답의 하강에지 및 상기 상관응답의 평균 잡음레벨의 제 2교차점 을 계산하는 단계; 및
    상기 제 1 교차점 및 상기 제 2교차점간의 폭을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 형성단계는,
    선택된 샘플간격을 가진 디지털 신호 샘플 세트를 발생시키기 위하여 상기 디지털 신호를 샘플링하는 단계; 및
    상기 상관응답을 발생시키기 위하여 상기 의사랜덤 기준코드와 상기 디지털 신호 샘플세트를 상관시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 상관단계는,
    (a) 상기 의사랜덤 기준코드를 다수의 코드 세그먼트드로 분할하는 단계;
    (b) 코드 세그먼트를 선택하는 단계;
    (c) 부분상관을 발생시키기 위하여 상기 선택된 코드 세그먼트 및 상기 디지털 신호 샘플 세트간의 내적을 형성하는 단계;
    (d) 다수의 부분 상관들을 발생시키기 위하여 상기 단계 (b) 및 (c)를 반복하는 단계; 및
    (e) 상기 상관 응답을 발생시키기 위하여 상기 다수의 부분상관들을 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 의사랜덤 기준코드는 위성위치확인시스템(GPS)의 C/A 코드인 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 의사랜덤 기준코드는 C/A 코드 비트를 정수의 샘플들로 복사하여 코드 세그먼트를 확장시킴으로서 발생되는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 C/A 코드의 고정수의 비중첩 세그먼트들중 하나를 선택함으로서 룩업 테이블로부터 상기 코드 세그먼트들을 발생시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  13. 제 9항에 있어서, 상기 내적은 상기 선택된 코드 세그먼트의 각각의 칩에 상기 디지털 신호 샘플들의 각각을 곱하고 상기 각각의 곱 결과치를 다른 곱 결과치들과 합산함으로서 형성되며 부분 상관을 발생시키는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  14. 제 9항에 있어서, 상기 샘플 간격은 C/A 코드 칩의 적어도 1/2인 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 방법.
  15. IF 신호를 형성하기 위하여 수신된 GPS 신호를 필터링 및 주파수 변환하는 RF/IF 변환기;
    IF 신호를 디지털화하는 아날로그 대 디지털 변환기;
    상기 디지털화된 신호로부터 도플러 시프트를 제거하고 동위상(I) 및 직교위상(Q) 신호를 발생시키는 튜너;
    상기 I 및 Q 신호들을 부샘플링하는 데시메이션 회로;
    상관응답의 진폭 또는 전력을 나타내는 값들을 발생시키기 위하여 상기 부샘플링된 I 및 Q 신호와 C/A 기준코드를 상관시키는 상관 프로세서; 및
    시간지연을 계산하기 위하여 상기 상관 응답에서 초기(earliest) 피크를 선택하는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    상관 응답의 상승 에지에 대한 기울기를 계산하고,
    상기 상관 응답의 평균 잡음레벨을 제공하며,
    상기 기울기 및 상기 평균 잡음레벨의 교차점을 계산하며,
    상기 교차점을 사용하여 상기 초기 피크를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 위성위치확인시스템(GPS) 신호용 수신기.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 제 15항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 상관응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 위성위치확인시스템(GPS) 신호용 수신기.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 프로세서는 상관 응답의 상승에지에 대한 제 1 기울기를 계산하고,
    상관응답의 하강 에지에 대한 제 2 기울기를 계산하며,
    상기 제 1 기울기와 상기 제 2 기울기를 비교하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 위성위치확인시스템(GPS) 신호용 수신기.
  21. 제 19항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 상관 응답의 상승 에지 및 상기 상관 응답의 평균 잡음레벨의 제 1교차점을 계산하고,
    상기 상관 응답의 하강에지 및 상기 상관 응답의 평균 잡음레벨의 제 2교차점을 계산하며,
    상기 제 1 교차점 및 상기 제 2교차점간의 폭을 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 위성위치확인시스템(GPS) 신호용 수신기.
  22. 디지털 신호 상관기에서 다중경로 간섭을 완화하기 위한 장치로서,
    디지털 신호 및 의사랜덤 기준코드간의 상관 응답에 대한 진폭 또는 전력을 나타내는 값들을 형성하는 수단; 및
    시간지연을 계산하기 위하여 상기 상관응답에서 초기(earliest) 피크를 선택하는 수단을 포함하되,
    상기 선택하는 수단은,
    상관 응답의 상승 에지에 대한 기울기를 계산하는 수단;
    상기 상관 응답의 평균 잡음레벨을 제공하는 수단;
    상기 기울기 및 상기 평균 잡음레벨의 교차점을 계산하는 수단; 및
    상기 교차점을 사용하여 상기 초기 피크를 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 장치.
  23. 삭제
  24. 삭제
  25. 삭제
  26. 제 22항에 있어서, 상기 상관 응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 장치.
  27. 제 26항에 있어서, 상관응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 상기 수단은,
    상관 응답의 상승 에지에 대한 제 1 기울기를 계산하는 수단;
    상관응답의 하강 에지에 대한 제 2 기울기를 계산하는 수단; 및
    상기 제 1 기울기 및 상기 제 2 기울기를 비교하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 장치.
  28. 제 26항에 있어서, 상관 응답이 하나 이상의 다중경로 신호들에 의하여 영향을 받는지의 여부를 결정하는 수단은,
    상기 상관응답의 상승에지와 상기 상관응답의 평균 잡음레벨의 제 1교차점을 계산하는 수단;
    상기 상관 응답의 하강에지와 상기 상관응답의 평균 잡음레벨의 제 2 교차점을 계산하는 수단; 및
    상기 제 1 교차점 및 상기 제 2 교차점간의 폭을 계산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중경로 간섭 완화 장치.
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