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KR100938095B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법 Download PDF

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KR100938095B1
KR100938095B1 KR1020030082252A KR20030082252A KR100938095B1 KR 100938095 B1 KR100938095 B1 KR 100938095B1 KR 1020030082252 A KR1020030082252 A KR 1020030082252A KR 20030082252 A KR20030082252 A KR 20030082252A KR 100938095 B1 KR100938095 B1 KR 100938095B1
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KR
South Korea
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preamble sequence
base station
subcarriers
reference base
communication system
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KR1020030082252A
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서창호
황찬수
이현우
박동식
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 상기 m개의 부반송파들 중 n개의 부반송파들에 일대일 대응되는 길이 n의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하며, 상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성함으로써 인접 기지국들간 간섭을 최소화한다.
셀룰라 OFDM 통신 시스템, 기준 기지국, 비기준 기지국, 위상 변환, 기준 프리앰블 시퀀스, 다중 경로 개수

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR GENERATING A PREAMBLE SEQUENCE IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템의 긴 프리앰블 시퀀스(long preamble sequence) 구조를 도시한 도면
도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 짧은 프리앰블 시퀀스(short preamble sequence) 구조를 도시한 도면
도 3은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 기지국들간 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙을 개략적으로 도시한 도면
도 7은 도 6의 L-위상 변환기(623)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 블록도
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 4개의 송신 안테나들을 구비하는 2개의 기지국들간 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙을 개략적으로 도시한 도면
도 9는 도 8의 32-위상 변환기(843)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 블록도
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 비기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 인접 셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선 통신 시스템(wireless communication system)은 무선 통신 서비스를 지원하는 시스템으로서, 기지국(Node B)과 사용자 단말기(UE: User Equipment)로 구성된다. 그리고, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임(frame)을 사용하여 무선 통신 서비스를 지원한다. 따라서, 상기 기지국과 상기 사용자 단말기는 전송 프레임의 송신 및 수신을 위해 상호 동기를 획득하여야 하며, 상기 동기 획득을 위해서 상기 기지국은 상기 사용자 단말기가 상기 기지국 에서 전송하는 프레임의 시작을 알 수 있도록 동기 신호를 전송한다. 그러면, 상기 사용자 단말기는 상기 기지국이 전송하는 동기신호를 수신하여 상기 기지국의 프레임 타이밍(frame timing)을 확인하고, 상기 확인된 프레임 타이밍에 따라서 수신되는 프레임을 복조하게 된다. 그리고 상기 동기신호는 기지국과 상기 사용자 단말기가 미리 약속하고 있는 특정 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 사용하는 것이 일반적이다.
또한 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 사용되는 프리앰블 시퀀스는 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)가 작은 것을 사용하며, 기지국에서 사용자 단말기로 전송하는 프리앰블 시퀀스는 긴 프리앰블 시퀀스(long preamble sequence)로서 대략적 동기(coarse synchronization)를 수행하기 위해 필요한 프리앰블 시퀀스와, 미세 주파수 동기를 수행하기 위해 필요한 짧은 프리앰블 시퀀스(short preamble sequence)를 연결하여 사용한다. 또한 상기 사용자 단말기에서 기지국으로 전송하는 프리앰블 시퀀스는 상기 짧은 프리앰블 시퀀스만을 이용하여 미세 주파수 동기를 획득하도록 한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스로서 PAPR이 작은 시퀀스를 사용해야하는 이유를 설명하면 다음과 같다. 먼저, 상기 OFDM 통신 시스템은 다중 반송파(multi carrier) 통신 시스템으로서 다수의 반송파들, 즉 다수의 부반송파(sub-carrier)들을 사용하기 때문에 상기 부반송파들 각각의 직교성이 중요하게 여겨진다. 그래서, 상기 부반송파들 각각간에는 상호 직교성을 가지도록 위상(phase)이 설정되는데, 상기 부반송파들을 통한 신호 송수신 과정에서 상기 위상이 변경될 경우 상기 부반송파들간의 신호가 겹쳐질 수 있다. 이 경우 상기 위상 변경으로 인해 겹쳐진 신호의 크기는 상기 OFDM 통신 시스템에 구비되어 있는 증폭기(amplifier)의 선형 구간을 벗어나게 되고, 따라서 정상적인 신호 송수신이 불가능하기 때문에 상기 OFDM 통신 시스템은 최소의 PAPR을 가지는 시퀀스를 상기 프리앰블 시퀀스로 사용하는 것이다.
또한 상기 OFDM 통신 시스템에서는 하나의 프레임을 시간적으로 다중화하여 여러 사용자들, 즉 사용자 단말기들에 대한 데이터들을 전송한다. 상기 OFDM 통신 시스템에서도 프레임의 시작을 알려주는 프레임 프리앰블 시퀀스가 프레임의 시작점에서부터 일정 구간동안 전송된다. 또한, 하나의 프레임 내에 상기 각 사용자들에게 전송하는 데이터가 불규칙적으로 전송될 수 있으므로 데이터의 시작을 알리는 버스트 프리앰블 시퀀스가 각 데이터의 앞부분에서 전송된다. 따라서 사용자 단말기는 상기 데이터의 전송 시작점을 알기 위해서는 데이터 프리앰블 시퀀스를 수신하여야만 한다. 즉, 상기 사용자 단말기는 데이터의 수신을 위해 데이터의 시작점에 대한 동기를 맞추어야 하는데, 이를 위해서는 신호를 수신하기 전에 상기 OFDM 통신 시스템에서 공통으로 사용하는 프리앰블 시퀀스를 포착하여 동기를 맞추어야만 한다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 OFDM 통신 시스템이 아닌 통신 시스템, 즉 상기 OFDM 방식을 사용하지 않는 통신 시스템과 소스 코딩(source coding) 방식과, 채널 코딩(channel coding) 방식 및 변조(modulation) 방식 등에 있어서 동일하다. 물론, 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 'CDMA'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 데이터를 확산(spreading)하여 전송하는 반면에, 상기 OFDM 통신 시스템에서는 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)한 후 보호 구간(Guard interval) 신호를 삽입하는 형태로 전송한다. 그래서 상기 OFDM 통신 시스템은 상기 CDMA 통신 시스템에 비해서 광대역 신호를 비교적 간단한 하드웨어(hardware) 구조만을 가지고도 전송할 수 있다. 즉, 상기 OFDM 통신 시스템은 데이터에 대한 변조를 수행한 후에는 다수의 비트(bit)/심볼(symbol)열을 묶어서 주파수 영역(frequency domain)에 해당하는 IFFT 입력으로 병렬화된 비트/심볼열을 입력하면 출력으로 IFFT되어진 시간 영역(time domain) 신호가 출력된다. 여기서, 상기 출력된 시간영역 신호는 광대역 신호를 여러 개의 협대역(narrow band) 부반송파 신호로 다중화한(multiplexing) 것으로, 한 OFDM 심볼 구간동안 다수개의 변조 심볼들이 상기 IFFT 과정을 통해 전송된다.
그러나 상기 OFDM 통신시스템에서 상기와 같이 IFFT된 OFDM 심볼을 그대로 전송하게되면 이전에 송신한 OFDM 심볼과 현재 송신하는 OFDM 심볼간에 간섭(interference)을 피할 수 없다. 상기 심볼간 간섭을 제거하기 위해서 상기 보호 구간 신호를 삽입하는 것이다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심볼의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식 중 어느 한 방식으로 생성된다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 방식 및 Cyclic Postfix 방식의 일정 샘플들은 미리 설정된 샘플들로서 상기 OFDM 통신 시스템에서 그 크기가 미리 결정된다. 상기 보호구간을 시간 영역의 한 OFDM 심볼의 일부분, 즉 한 OFDM 심볼의 처음 부분 혹은 마지막 부분을 복사하여 반복 배치하는 형태의 특성을 이용하여 수신기에서 수신 OFDM 심볼의 시간/주파수 동기를 잡는데 이용할 수도 있다.
한편, 송신기가 송신한 송신 신호는 무선 채널을 통과하면서 왜곡되고, 수신기는 상기 왜곡된 송신 신호를 수신하게 된다. 상기 수신기는 상기 송신 신호가 왜곡된 형태의 수신 신호를 상기 송신기와 수신기간에 미리 설정되어 있는 프리앰블 시퀀스를 이용하여 시간/주파수 동기를 획득하고, 채널 추정(channel estimation)한 후에 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)을 통해서 주파수 영역의 심볼로 복조한다. 이렇게 주파수 영역의 심볼들을 복조한 후, 상기 수신기는 상기 복조된 심볼들에 대해서 상기 송신기에서 적용한 채널 코딩에 상응하는 채널 디코딩(channel decoding) 및 소스 디코딩(source decoding)을 수행하여 정보 데이터로 복호한다.
상기 OFDM 통신 시스템은 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 모두에 있어 프리앰블 시퀀스를 이용한다. 물론 상기 OFDM 통신 시스템의 경우 프리앰블 이외에 보호 구간과 파일럿(pilot) 부반송파 등을 이용하여 프레임 타이밍 동기 및 주파수 동기와 채널 추정 등을 수행하기도 한다. 상기 프리앰블 시퀀스의 경우 매 프레임 또는 데이터의 버스트의 시작부분에 미리 알고 있는(known) 심볼들이 전송되며 이때 추정된 시간/주파수/채널 정보를 데이터 전송 부분에서 보호 구간 및 파일럿 부반송파등의 정보를 이용하여 업데이트(update)하는데 사용한다.
그러면 여기서 도 1 및 도 2를 참조하여 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 사용하고 있는 프리앰블 시퀀스 구조에 대하여 설명하기로 한다.
상기 도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템의 긴 프리앰블 시퀀스 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 설명하기에 앞서, 현재 OFDM 통신 시스템에서는 순방향(DL: Down Link) 및 역방향(UL: Up Link) 모두에서 동일한 프리앰블 시퀀스를 사용하고 있다. 상기 도 1을 참조하면, 상기 긴 프리앰블 시퀀스는 64 길이의 시퀀스가 4번, 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태를 가지며, OFDM 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix가 상기 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 시퀀스 전단과, 상기 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 시퀀스 전단에 첨가되어 있다. 또한, 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT를 수행하기 이전의 신호들은 주파수 영역 신호들이며, IFFT를 수행한 이후의 신호들은 시간 영역 신호들인데, 상기 도 1에 도시한 긴 프리앰블 시퀀스는 IFFT를 수행한 이후의 시간 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스를 도시한 것이다.
한편, 상기 IFFT를 수행하기 이전의 주파수 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스를 나타내면 다음과 같다.
Figure 112003043649867-pat00001
Figure 112003043649867-pat00002
상기 주파수 영역에서의 긴 프리앰블 시퀀스들, 즉 S(-100:100), P(-100:100) 에 명시된 숫자는 IFFT 수행시 적용하는 부반송파 위치를 나타내는 것이며, 이는 하기에서 도 3을 참조하여 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 S(-100:100)은 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 주파수 영역 시퀀스를 나타내며, P(-100:100)은 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 주파수 영역 시퀀스를 나타낸다. 상기 S(-100:100) 및 P(-100:100)의 표현에서 sqrt(2)는 root 2를 나타내며, sqrt(2)*sqrt(2)는 상기 S(-100:100) 및 P(-100:100)의 송신 전력(transmit power)을 증가시키기 위해 2단계로 증폭하는 것을 나타낸다.
상기에서는 도 1을 참조하여 긴 프리앰블 시퀀스 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 짧은 프리앰블 시퀀스 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 짧은 프리앰블 시퀀스 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 짧은 프리앰블 시퀀스는 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태를 가지며, OFDM 통신 시스템의 특성상 상기에서 설명한 바와 같은 Cyclic Prefix가 상기 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 시퀀스 전단에 첨가되어 있다. 또한, 상기 도 2에 도시한 짧은 프리앰블 시퀀스는 IFFT를 수행한 이후의 시간 영역에서의 짧은 프리앰블 시퀀스를 도시한 것이며, 주파수 영역에서의 짧은 프리앰블 시퀀스는 상기 도 2에서 설명한 P(-100:100)이다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 긴 프리앰블 시퀀스는 다음과 같은 사항들을 고려하여 생성되어야만 한다.
(1) 낮은 PAPR을 가져야만 한다.
OFDM 통신 시스템의 송신기 전송단의 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)의 전송효율을 최대로 하기 위해서 OFDM 심볼의 PAPR이 낮아야만 한다. 이는 상기에서 설명한 바와 같이 IFFT가 수행된 신호는 전력 증폭기로 입력되고, 상기 전력 증폭기의 비선형(non-linear) 특성 때문에 낮은 PAPR이 요구되는 것이다. OFDM 심볼의 PAPR은 전송단의 IFFT 출력단에 해당하는 OFDM의 시간 영역 심볼의 최대 전력과 평균전력의 비율이 작아야하고, 상기 최대 전력과 평균전력의 비율이 작기 위해서는 균일한 분포를 가져야한다. 즉, 전송단의 IFFT의 입력단, 즉 주파수영역에서 상호상관이 작은 심볼을 조합하면 출력의 PAPR은 작아지는 것이다.
(2) 통신 초기화에 필요한 파라미터(parameter) 추정에 적합해야 한다.
상기 파라미터 추정은 채널 추정과, 주파수 옵셋(frequency offset) 추정과, 시간 오프셋(time offset) 추정을 포함한다.
(3) 낮은 복잡도(complexity)와 낮은 오버헤드(overhead)를 가져야한다.
(4) 대략적 주파수 옵셋 추정이 가능해야 한다.
상기와 같은 사항들을 고려하여 생성된 긴 프리앰블 시퀀스들의 기능을 설명하면 다음과 같다.
(1) 64 길이의 시퀀스가 4번 반복된 형태의 긴 프리앰블 시퀀스는 시간 옵셋 추정과 대략적 주파수 옵셋 추정을 위해 사용된다.
(2) 128 길이의 시퀀스가 2번 반복된 형태의 긴 프리앰블 시퀀스는 미세 주파수 옵셋과 채널 추정을 위해 사용된다.
결과적으로 상기 긴 프리앰블 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 다음과 같은 용도로 사용된다.
(1) 순방향 프로토콜 데이터 유닛(PDU: Protocol Data Unit, 이하 'PDU'라 칭하기로 한다)의 첫 번째 프리앰블 시퀀스로 사용된다.
(2) 초기 레인징(Initial Ranging)에 사용된다.
(3) 대역폭 요구 레인징(Bandwidth Request Ranging)에 사용된다.
그리고 상기 짧은 프리앰블 시퀀스는 상기 OFDM 통신 시스템에서 다음과 같은 용도로 사용된다.
(1) 역방향 데이터 프리앰블 시퀀스로 사용된다.
(2) 주기적 레인징(Periodic Ranging)에 사용된다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템에서 상기 초기 레인징과 주기적 레인징을 수행함으로써 정확한 동기를 획득할 수 있기 때문에, 상기 역방향 데이터 프리앰블 시퀀스는 채널 추정을 위한 목적으로 주로 사용된다. 상기 채널 추정에서 고려해야 할 사항은 PAPR, 성능 그리고 복잡도인데, 기존의 짧은 프리앰블 시퀀스의 경우 PAPR은 3.5805[dB], 그리고 채널 추정 알고리즘으로는 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다)와 LS(Least Square, 이하 'LS'라 칭하기로 한다) 등 다양한 형태의 채널 추정 알고리즘이 사용될 수 있다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑(mapping) 관계에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 통상적인 OFDM 통신 시스템에서 IFFT 수행시 부반송파들과 프리앰블 시퀀스와의 매핑 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3은 OFDM 통신 시스템의 전체 부반송파들의 개수가 256개일 경우, 즉 -128번 부반송파 내지 127번까지의 256개의 부반송파들이 존재하고, 실제 사용되는 부반송파들의 개수가 200개일 경우, 즉 -100번,...,-1번,1번...,100번 까지의 200개의 부반송파들이 사용될 경우를 가정하고 있다. 상기 도 3에서 IFFT 전단의 입력 번호들은 주파수 성분들, 즉 부반송파들 번호를 나타낸다. 여기서, 상기 256개의 부반송파들중 200개의 부반송파들만, 즉 상기 256개의 부반송파들중 0번 부반송파와, -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파와, 101번 부반송파 내지 127번 부반송파를 제외한 200개의 부반송파들만을 사용한다. 상기 0번 부반송파와, -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파와, 101번 부반송파 내지 127번 부반송파들 각각에는 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입하여 전송하는데 그 이유를 설명하면 다음과 같다. 첫 번째로, 0번 부반송파에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 0번 부반송파가 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스의 기준 점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문이다. 또한 상기 -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파까지의 28개의 부반송파들과, 101번 부반송파부터 127번 부반송파까지의 27개의 부반송파들에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 -128번 부반송파 내지 -101번 부반송파까지의 28개의 부반송파들과, 101번 부반송파부터 127번 부반송파까지의 27개의 부반송파들이 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되기 때문에, 주파수 영역에서 보호 구간(guard interval)을 주기 위함이다.
그래서 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 S(-100:100) 혹은 P(-100:100)가 상기 IFFT기에 입력되면, 상기 IFFT기는 입력되는 주파수 영역의 프리앰블 시퀀스 S(-100:100) 혹은 P(-100:100)를 해당 부반송파들에 매핑시켜 IFFT를 수행함으로써 시간 영역의 프리앰블 시퀀스로 출력한다.
그러면 여기서 도 4를 참조하여 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 매핑기(symbol mapper)(411)로 입력된다. 상기 심볼 매핑기(411)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(413)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(413)는 상기 심볼 매핑기(411)에서 출력하는 심볼을 입력하여 역고속 푸리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transformer, 이하 'IFFT기'라 칭하기로 한다)(419)의 입력수인 A-포인트(A-point)에 일치하도록 병렬 변환한 후 선택기(selector)(417)로 출력한다. 그리고 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(415)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(417)로 출력한다. 상기 선택기(417)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 직렬/병렬 변환기(413)에서 출력하는 신호 혹은 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(415)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(419)로 출력한다.
상기 IFFT기(419)는 상기 선택기(417)에서 출력한 신호를 입력하여 A-포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(421)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(421)로는 상기 IFFT기(419)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 CP의 길이를 가지는 Cyclic Prefix 신호가 입력된다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 신호는 보호 구간 신호이며, 상기 보호 구간 신호는 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 형태의 ‘Cyclic Prefix’ 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심볼의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 ‘Cyclic Postfix’ 방식중 어느 한 방식으로 삽입된다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 방식 및 Cyclic Postfix 방식의 일정 샘플들은 미리 설정된 설정 샘플들로서 OFDM 통신 시스템에서 그 크기가 미리 결정된다. 상기 도 4에서는 상기 보호 구간 신호를 Cyclic Prefix 방식으로 삽입하는 경우를 일 예로 한 것이다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(421)는 상기 IFFT기(419)에서 출력한 신호와 상기 보호 구간 신호를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(423)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(423)는 상기 병렬/직렬 변환기(421)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(425)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(425)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(423)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 안테나(antenna)를 통해 전송한다.
그러면 여기서, 다수개의 송신 안테나(Tx ANT)들, 일 예로 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 프리앰블 시퀀스 및 프리앰블 시퀀스 생성 방안에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 경우, 수신기에서 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해서는 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해서 프리앰블 시퀀스들을 송신해야만 한다. 그러나 현재 OFDM 통신 시스템에서 송신 안테나들의 개수가 2개 이상인 경우 상기 송신 안테나들 각각을 통해서 송신된 데이터들이 겪는 채널을 추정하기 위해 프리앰블 시퀀스를 송신하는 구체적인 방안은 존재하지 않는다.
만약, 상기 송신 안테나들 각각마다 서로 다른 부반송파들을 할당하여 프리앰블 시퀀스를 할당한다면, 수신기에서는 상기 프리앰블 시퀀스를 위해 할당된 부반송파들에 대한 채널 추정만 가능할 뿐 나머지 부반송파들에 대한 채널 추정은 불가능하게 된다. 그러므로 송신 안테나들의 개수가 2개 이상인 경우의 송신 안테나들 각각에 대해서 모든 부반송파들에 대한 채널을 추정하기 위한 프리앰블 송신 규칙이 필요로 하게 된다.
다음으로, OFDM 통신 시스템은 상기에서 설명한 바와 같이 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 현재, 일반적인 OFDM 통신 시스템, 즉 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안 등이 활발하게 연구되고 있다. 상기 1개의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 통신 시스템과 마찬가지로 2개 이상, 즉 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템 역시 낮은 PAPR을 가지는 프리앰블 시퀀스를 사용해야만 한다. 그러나, 현재 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서는 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안이 제시되고 있지 않으며, 따라서 낮은 PAPR을 갖는 프리앰블 시퀀스에 대한 구체적인 생성 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
또한, 셀룰라(celluar) 구조를 가지는 OFDM 통신 시스템(이하 '셀룰라 OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 프리앰블 시퀀스 및 프리앰블 시퀀스 생성 방안에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 셀룰라 OFDM 통신 시스템은 다중 셀(multi-cell) 구조를 가지므로 상기 프리앰블 시퀀스를 송신할 경우 인접 기지국들간의 간섭을 최소화시키기 위해 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 모든 기지국들은 동일한 시구간에서 상기 프리앰블 시퀀스를 송신해야만 한다. 만약, 상기 기지국들 각각이 상이한 시구간에서 프리앰블 시퀀스를 송신하게 되면, 상기 기지국들간의 간섭양은 증가하게 되고 따라서 상기 프리앰블 시퀀스의 성능, 즉 동기 획득 및 채널 추정 성능이 열화하게 된다.
결과적으로, 모든 기지국들이 동일한 시구간에서 프리앰블 시퀀스를 송신할 경우에 기지국들간의 간섭양이 최소화되는 것이다. 따라서 인접 기지국들간의 간섭을 최소화하여 동기 획득 및 채널 추정을 성능을 최대화시키기 위한 프리앰블 시퀀스 생성 및 송수신 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 인접셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 셀룰라 구조를 가지며, 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템에서 인접셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서, 상기 m개의 부반송파들 중 작은 n개의 부반송파들에 일대일 대응되는 길이 n의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 기준 프리앰블 시퀀스 생성기와, 상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 위상 변환기를 포함하며, 상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하고, k개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서, m/k개의 부반송파들에 일대일로 매핑되는 길이 m/k의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 기준 프리앰블 시퀀스 생성기와, 상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 위상 변환기를 포함하며, 상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, 상기 m개의 부반송파들 중 n개의 부반송파들에 일대일 대응되는 길이 n의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함하며, 상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 한다.
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상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하고, k개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, m/k개의 부반송파들에 일대일로 매핑되는 길이 m/k의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 과정과, 상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함하며, 상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명이 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 먼저 전송하고자 하는 정보 비트들(information bits)이 발생하면, 상기 정보 비트는 심볼 매핑기(symbol mapper)(511)로 입력된다. 상기 심볼 매핑기(511)는 상기 입력되는 정보 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심볼 변환한 뒤 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(513)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(513)는 상기 심볼 매핑기(511)에서 출력하는 심볼을 입력하여 B*N 포인트(B*N point)에 일치하도록 병렬 변환한 후 다수 안테나 송신 부호기(515)로 출력한다. 여기서, 상기 B는 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 전체 부반송파들 중에서 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 부반송파, 즉 0번 부반송파와, 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되는 부반송파들, 즉 보호 대역(guard band)에 해당하는 부반송파들을 제외한 부반송파들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 N은 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 송신 안테나(Tx ANT)들의 개수를 나타낸다.
상기 다수 안테나 송신 부호기(515)는 그 사용 목적에 따라 시공간 부호기(space-time coder), 데이터 다중화기(data multiplexer) 등과 같은 장치로 가능하다. 여기서, 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)의 사용 목적이 일 예로 송신 안테나 다이버시티(Tx antenna diversity) 획득이라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)는 시공간 부호기로 구현되고, 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)의 사용 목적이 데이터 용량 증가라면 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)는 데이터 다중화기로 구현된다. 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력된 신호는 선택기(selector)(519) 내지 선택기(531)로 입력된다. 여기서, 상기 선택기들은 상기 송신 안테나들의 개수, 즉 N개로 구비된다.
또한, 0번 송신 안테나(Tx.ANT #0) 프리앰블 시퀀스 생성기(preamble sequence generator)(517)는 제어기(도시하지 않음)의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(519)로 출력한다. 이런 식으로, 마지막 송신 안테나인 N-1번 송신 안테나(Tx.ANT #N-1)에 대응하는 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)는 상기 제어기의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 상기 선택기(531)로 출력한다. 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기 내지 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)의 동작은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 선택기(519)는 해당 시점의 스케줄링(scheduling)에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력하는 신호 혹은 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(521)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(519)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(521)의 입력들중 상기 0번 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다. 그리고, 상기 도 5에는 구체적으로 도시되어 있지 않으나 상기 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기 및 선택기 구조는 송신 안테나들의 개수와 동일한 개수로 각각 구비되며, 동일한 동작을 수행함은 물론이다. 다만, 상기 도 5에서는 설명의 편의상 0번 송신 안테나에 대응하는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517) 및 선택기(519)와, N-1번 송신 안테나에 대응하는 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529) 및 선택기(531)만을 도시하였을 뿐이다.
즉, 상기 선택기(519)는 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 신호를 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따라 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(517) 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 신호를 상기 IFFT기(521)로 출력한다. 상기 IFFT기(521)는 상기 선택기(519)에서 출력한 신호를 입력하여 A 포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(523)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(523)로는 상기 IFFT기(521)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 길이 CP의 Cyclic Prefix 신호가 입력된다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 신호는 보호 구간 신호이며, 상기 보호 구간 신호는 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 형태의 ‘Cyclic Prefix’ 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심볼의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심볼에 삽입하는 ‘Cyclic Postfix’ 방식중 어느 한 방식으로 삽입된다. 여기서, 상기 Cyclic Prefix 방식 및 Cyclic Postfix 방식의 일정 샘플들은 미리 설정된 설정 샘플들로서 OFDM 통신 시스템에서 그 크기가 미리 결정된다. 본 발명의 실시예에서는 상기 보호 구간을 Cyclic Prefix 방식으로 삽입하는 경우를 일 예로 한 것이다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(523)는 상기 IFFT기(521)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix 신호를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(525)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(525)는 상기 병렬/직렬 변환기(523)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(527)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(527)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(525)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 0번 송신 안테나를 통해 전송한다.
이런 식으로, N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)는 상기 제어기의 제어에 따라 해당하는 프리앰블 시퀀스를 생성한 후 선택기(531)로 출력한다. 상기 선택기(531)는 해당 시점의 스케줄링에 따라 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력하는 신호 혹은 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)에서 출력한 신호 중 하나를 선택하여 IFFT기(533)로 출력한다. 여기서, 상기 선택기(531)에서 출력한 신호는 상기 IFFT기(533)의 입력들중 상기 N-1번 송신 안테나에 대응되는 입력들로 일대일 매핑되어 입력된다.
즉, 상기 선택기(531)는 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529)에서 출력한 프리앰블 시퀀스를 선택할 것인지, 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 신호를 송신할 것인지를 선택하고, 상기 선택 결과에 따라 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(529) 혹은 상기 다수 안테나 송신 부호기(515)에서 출력한 신호를 상기 IFFT기(533)로 출력한다. 상기 IFFT기(533)는 상기 선택기(531)에서 출력한 신호를 입력하여 A 포인트 IFFT를 수행하여 병렬/직렬 변환기(535)로 출력한다. 또한, 상기 병렬/직렬 변환기(535)로는 상기 IFFT기(533)에서 출력되는 신호 뿐만 아니라 길이 CP의 Cyclic Prefix 신호가 입력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기(535)는 상기 IFFT기(533)에서 출력한 신호와 상기 Cyclic Prefix 신호를 직렬 변환하여 디지털/아날로그 변환기(537)로 출력한다. 상기 디지털/아날로그 변환기(537)는 상기 병렬/직렬 변환기(535)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 RF 처리기(539)로 출력한다. 상기 RF 처리기(539)는 필터와 전처리기 등을 포함하여 상기 디지털/아날로그 변환기(537)에서 출력한 신호를 실제 에어상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나를 통해 전송한다.
상기 도 5에서는 다수의 송신 안테나들, 즉 N개의 송신 안테나들을 사용하는 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조에 대하여 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 셀룰라(cellular) OFDM 통신 시스템에서 기지국(BS: Base Station)들간 간섭(interference), 즉 셀간 간섭(ICI: Inter Cell Interference)을 최소화시키기 위한 프리앰블 시퀀스 생성 장치에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각의 프리앰블 시퀀스 생성 장치를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 6을 설명하기에 앞서, 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들의 개수가 NB개, 즉 제1기지국부터 제NB기지국까지의 NB개라고 가정하기로 하며, 상기 NB개의 기지국들중 상기 제1기지국을 기준(reference) 기지국으로 설정하기로 한다. 또한, 상기 NB개의 기지국들 각각은 N개의 송신 안테나들, 즉 0번 안테나부터 N-1번 안테나까지 N개의 송신 안테나들을 구비한다고 가정하기로 한다.
상기 도 6을 참조하면, 제1기지국의 프리앰블 시퀀스 생성기(610)는 0번 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(611) 내지 N-1번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(613)로 구성된다. 여기서, 상기 프리앰블 시퀀스는 피크대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)를 최소화하기 위해 골래이 상보 시퀀스(Golay Complementary Sequence) 혹은 복소 골래이 상보 시퀀스(Complex Golay Complementary Sequence)로 구성될 수 있다. 또한, 상기 N개의 송신 안테나들 각각의 직교성을 보장하기 위해 상기 N개의 송신 안테나들 각각을 통해 송신되는 프리앰블 시퀀스를 상기 N개의 송신 안테나들 각각마다 상이한 부반송파들을 사용하여 송신할 수 있다. 즉, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(611) 내지 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(613) 각각에서 생성되는 프리앰블 시퀀스들은 서로 동일하며, 다만 상기 프리앰블 시퀀스들이 송신되는 부반송파들의 위치가 상이하도록 하여 송신할 수 있다. 그리고, 상기 기준 기지국에서 생성하는 프리앰블 시퀀스를 '기준 프리앰블 시퀀스'라 칭하기로 한다. 상기 N개의 송신 안테나들간에 직교성을 보장하기 위해 서로 다른 부반송파들을 사용하는 것은 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, 이하의 설명에서 상기 제1기지국을 제외한 나머지 기지국들 각각은 N개의 송신 안테나들을 구비하고 있으며, 상기 N개의 송신 안테나들간의 프리앰블 시퀀스 송신은 상기 제1기지국과 동일한 규칙을 가지고 있다고 가정하기로 한다.
상기 기준 기지국인 제1기지국을 제외한 기지국들은 상기 기준 기지국에서 생성하는 프리앰블 시퀀스와 미리 설정되어 있는 설정 위상만큼 위상 쉬프트(phase shift)된다. 즉, 제2기지국의 프리앰블 시퀀스 생성기(620)는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(621) 내지 N-1번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(631)와, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(621) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(631)에 연결되는 L-위상 변환기(623) 내지 L-위상 변환기(633)로 구성된다. 여기서, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(621) 내지 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(631)는 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(610)의 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(611) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(613)와 동일한 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 즉, 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 다수의 기지국들중 상기 기준 기지국에서 다수의 송신 안테나별로 발생하는 프리앰블 시퀀스들, 즉 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 내지 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스는 모든 기지국들에서 동일하게 발생되며, 다만 상기 기준 기지국 이외의 기지국들, 즉 비기준 기지국들에서는 상기 기준 기지국에서 다수의 송신 안테나별로 발생한 프리앰블 시퀀스들을 위상 변환하여 셀간 간섭을 최소화시킨다. 또한, 상기 NB개의 기지국들 각각은 자기 자신의 기지국 식별자(BS ID(Identifier))를 인식하고 있으며, 상기 기준 기지국에서 생성하는 프리앰블 시퀀스들로부터 천이되어야만 하는 위상에 대한 정보 역시 알고 있다. 여기서, 상기 기지국 식별자 및 위상에 대한 정보는 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 설계하는 과정에서 상기 기지국들간에 미리 규약되어 있는 것이다. 따라서, 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각은 서로 다른 기지국들의 프리앰블 시퀀스 역시 판별할 수 있다.
한편, 상기 L-위상 변환기(623) 내지 L-위상 변환기(633)는 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(621) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(631)에서 생성한 프리앰블 시퀀스들 각각을 L-위상 변환한 후 상기 제2기지국의 프리앰블 시퀀스들로 출력한다. 또한, 상기 L은 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서의 최대 다중 경로(multi-path)의 개수를 나타내고, 일반적으로 상기 최대 다중 경로의 개수 L은 상기 CP(Cyclic Prefix) 길이보다 작다고 가정한다. 즉, 상기 최대 다중 경로의 개수 L은 1에서부터 CP 길이까지 임의의 값을 가질수 있다. 여기서, 상기 프리앰블 시퀀스를 생성함에 있어 최대 다중 경로 개수 L을 고려하는 이유는 상기 송신 안테나들 각각을 통해 송신하는 프리앰블 시퀀스가 겪을 수 있는 다중 경로들까지 고려하여 다른 셀들의 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위함이다.
상기와 같은 식으로 제NB기지국의 프리앰블 시퀀스 생성기(640)는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(641) 내지 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(651)와, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(641) 내지 N-1번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(651)에 연결되는
Figure 112008010130636-pat00003
-위상 변환기(643) 내지
Figure 112008010130636-pat00004
-위상 변환기(653)로 구성된다. 여기서, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(641) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(651)는 상기 프리앰블 시퀀스 생성기(610)의 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(611) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(613)와 동일한 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기
Figure 112008010130636-pat00005
-위상 변환기(643) 내지
Figure 112008010130636-pat00006
-위상 변환기(653)는 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(641) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(651)에서 생성한 프리앰블 시퀀스들 각각을
Figure 112008010130636-pat00007
-위상 변환한 후 상기 제NB기지국의 프리앰블 시퀀스들로 출력한다. 여기서, 상기 기준 기지국 및 비기준 기지국 모두는 자신의 기지국 식별자를 알고 있으며, 상기 기지국 식별자에 상응하게 기준 프리앰블 시퀀스의 위상을 변환시킨다. 즉, 상기 기준 기지국인 제1기지국은 상기 기준 프리앰블 시퀀스의 위상을 변화시키지 않고 그대로 출력하고, 상기 비기준 기지국들중 첫 번째 비기준 기지국인 제2기지국은 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 L-위상 변환하여 출력하고, 두 번째 비기준 기지국인 제3기지국은 상기 기준 프리앰블 시퀀스를
Figure 112008010130636-pat00008
-위상 변환하여 출력하고, 이런 식으로 마지막 비기준 기지국인 제NB기지국은 상기 기준 프리앰블 시퀀스를
Figure 112008010130636-pat00009
-위상 변환하여 출력하게 된다.
상기 도 6에서는 기준 기지국인 제1기지국(610)은 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 기준 프리앰블 시퀀스 생성기, 즉 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(611) 내지 상기 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(613)만을 구비하는 경우를 설명하였지만, 상기 기준 기지국 역시 다른 기지국들, 즉 비기준 기지국들과 마찬가지로 위상 변환기를 구비하도록 할 수 있다. 이 경우, 상기 위상 변환기는 기지국 자신이 기준 기지국일 경우에는 기준 프리앰블 시퀀스를 그대로 출력하도록 하고, 만약 비기준 기지국일 경우에는 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 설정 위상만큼 위상 변환시켜 출력하면 된다.
상기 도 6에서 설명한 바와 같이 기준 기지국, 즉 제1기지국에서 생성하는 프리앰블 시퀀스를 기준으로 하여 제NB기지국의 프리앰블 시퀀스는 상기 제1기지국에서 생성하는 프리앰블 시퀀스보다
Figure 112003043649867-pat00010
만큼 위상이 변환되어 출력된다. 이렇게 인접 셀들간 프리앰블 시퀀스간에 위상을 변화시켜 줌으로써 인접 셀들간 간섭을 최소화시킬 수 있다.
그러면 여기서 도 7을 참조하여 상기 L-위상 변환기(623)의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 7은 도 6의 L-위상 변환기(623)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 블록도이다.
상기 도 7을 설명하기에 앞서, 상기 L-위상 변환기(623)뿐만 아니라 상기 도 6에서 설명한 나머지 위상 변환기들 역시 상기 L-위상 변환기(623)와 유사한 동작을 수행하며, 상기 도 7에서는 설명의 편의상 상기 L-위상 변환기(623)를 일 예로 하여 설명하는 것임에 유의하여야만 한다.
상기 도 7을 참조하면, 먼저 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(621)에서 출력한 길이 A의 프리앰블 시퀀스를
Figure 112003043649867-pat00011
라고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 프리앰블 시퀀스
Figure 112003043649867-pat00012
각각의 엘리먼트(element)들은 하기 수학식 1과 같은 연산을 통해 L-위상 변환된 프리앰블 시퀀스
Figure 112003043649867-pat00013
로 출력된다.
Figure 112003043649867-pat00014
상기 수학식 1에서 k는 상기 프리앰블 시퀀스를 구성하는 k+1번째 엘리먼트를 나타내며, L은 상기 OFDM 통신 시스템의 최대 다중 경로의 개수를 나타낸다. 상기에서 설명한 바와 같이 기준 기지국의 프리앰블 시퀀스를 상기 기준 기지국이 아닌 다른 기지국에서 위상 변환하는 이유에 대해서 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 프리앰블 시퀀스를 주파수 영역(frequency domain)에서 위상 변환한 하는 이유는 시간 영역에서 원형 쉬프트(circular shift)한 효과가 나타나기 때문이다. 일반적으로, 상기 OFDM 통신 시스템에서와 같이 Cyclic Prefix 신호, 즉 보호 구간 신호를 사용하면 다중 경로 신호가 원래의 시간 영역 신호에서 원형 쉬프트된 형태를 지니게 된다. 그리고 IFFT 특성상 원형 쉬프트된 시간 영역 신호 사이에서는 직교성이 보장되기 때문에 결과적으로 상기 기준 기지국에서 송신하는 프리앰블 시퀀스와 상기 기준 기지국에서 송신하는 프리앰블 시퀀스를 위상 변환된 프리앰블 시퀀스간에는 직교성이 유지되어 인접 셀간의 간섭을 최소화할 수 있다.
따라서, 상기 수학식 1에서 인접 기지국에서는 기준 기지국에서 사용하는 프리앰블 시퀀스를 L-위상 변환하여 사용함으로써 상기 기준 기지국과의 간섭을 최소화할 수 있다. 한편, 실제 OFDM 통신 시스템에서는 보통 Cyclic Prefix 신호의 길이가 최대 다중 경로의 개수 L보다 크기 때문에 상기 최대 다중 경로의 개수 L을 정확하게 파악할 수 없는 경우에는 상기 수학식 1의 최대 다중 경로 개수 L을 상기 Cyclic Prefix 신호의 길이 CP로 대체할 수도 있음은 물론이다. 또한, 상기 수학식 1을 행렬 표기로 변환하면 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003043649867-pat00015
다음으로 도 8을 참조하여 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템이 제1기지국과, 제2기지국의 2개의 기지국들로 구성되고, 상기 제1기지국 및 제2기지국 각각이 4개의 송신 안테나들을 구비하고, 다중 경로가 32개인 경우의 상기 제1기지국과 제2기지국간 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 4개의 송신 안테나들을 구비하는 2개의 기지국들간 프리앰블 시퀀스 매핑 규칙을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 8을 설명하기에 앞서, 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템은 -64, ... , -1, 0, 1, ... 62, 63까지의 128개의 부반송파들을 구비하며, 상기 128개의 부반송파들중 104개, 즉 -52, -51, ... , -2, -1까지의 52개의 부반송파들과 1, 2, ... , 51, 52까지의 52개의 부반송파들의 총 104개의 부반송파들을 사용한다고 가정하기로 한다. 즉, 상기 128개의 부반송파들중 104개의 부반송파들만, 즉 상기 128개의 부반송파들중 0번 부반송파와, -64번 부반송파 내지 -53번 부반송파와, 53번 부반송파 내지 63번 부반송파를 제외한 104개의 부반송파들만을 사용한다. 상기 0번 부반송파와, -64번 부반송파 내지 -53번 부반송파와, 53번 부반송파 내지 63번 부반송파들 각각에는 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입하여 전송하는데 그 이유를 설명하면 다음과 같다. 첫 번째로, 0번 부반송파에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 0번 부반송파가 IFFT를 수행한 뒤에는 시간 영역에서 프리앰블 시퀀스의 기준점, 즉 시간 영역에서 DC 성분을 나타내기 때문이다. 또한 상기 -64번 부반송파 내지 -53번 부반송파까지의 12개의 부반송파들과, 53번 부반송파부터 63번 부반송파까지의 11개의 부반송파들에 널 데이터를 삽입하는 이유는 상기 -64번 부반송파 내지 -53번 부반송파까지의 12개의 부반송파들과, 53번 부반송파부터 63번 부반송파까지의 11개의 부반송파들이 주파수 영역에서 고주파(high frequency) 대역에 해당되기 때문에, 주파수 영역에서 보호 대역(guard band)을 주기 위함이다.
상기 도 8을 참조하면, 먼저 제1기지국, 즉 기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 생성기(810)는 0번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(811) 내지 3번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 3번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(821)로 구성된다. 여기서, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(811)에서 생성하는 0번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를
Figure 112008010130636-pat00016
이라고 표기하며, 3번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스는
Figure 112008010130636-pat00017
이라고 표기하기로 한다.
그리고, 제2기지국의 프리앰블 시퀀스 생성기(830)는 0번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(841) 내지 N-1번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 생성하는 N-1번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(851)와, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(841) 내지 상기 3번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(851)에서 출력하는 프리앰블 시퀀스에 미리 설정되어 있는 설정 위상, 즉 32-위상만큼 변화시키는 32-위상 변환기(843) 내지 32-위상 변환기(853)로 구성된다. 여기서, 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(841) 내지 3번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(851)에서 생성하는 시퀀스는 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(811) 내지 상기 3번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(821)에서 생성하는 시퀀스와 동일한 시퀀스이다.
상기 32-위상 변환기(843)는 상기 0번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(841)에서 출력하는 0번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 입력하여 상기 수학식 1과 같은 규칙을 적용하여 위상변환한 후 출력하고, 이런 식으로 상기 32-위상 변환기(853)는 상기 3번 송신 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(851)에서 출력하는 3번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를 입력하여 상기 수학식 1과 같은 규칙을 적용하여 위상 변환한 후 출력한다. 여기서, 상기 32-위상 변환기(843)에서 생성하는 0번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스를
Figure 112008010130636-pat00018
이라고 표기하며, 3번 송신 안테나에 대한 프리앰블 시퀀스는
Figure 112008010130636-pat00019
이라고 표기하기로 한다.
다음으로 도 9를 참조하여 상기 32-위상 변환기(843)의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 9는 도 8의 L-위상 변환기(843)의 내부 구조를 개략적으로 도시한 블록도이다.
상기 도 9를 설명하기에 앞서, 상기 32-위상 변환기(843)뿐만 아니라 상기 도 8에서 설명한 나머지 위상 변환기들 역시 상기 32-위상 변환기(843)와 유사한 동작을 수행하며, 다만 설명의 편의상 상기 32-위상 변환기(843)를 일 예로 하여 설명하는 것임에 유의하여야만 한다.
상기 도 9를 참조하면, 먼저 0번 안테나 프리앰블 시퀀스 생성기(841)에서 출력한 길이 128의 프리앰블 시퀀스를
Figure 112003043649867-pat00020
라고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 프리앰블 시퀀스
Figure 112003043649867-pat00021
각각의 엘리먼트들은 하기 수학식 3과 같은 연산을 통해 32-위상 변환된 프리앰블 시퀀스
Figure 112003043649867-pat00022
로 출력된다.
Figure 112003043649867-pat00023
또한, 상기 수학식 3을 행렬 표기로 변환하면 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003043649867-pat00024
다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 10은 본 발명의 실시예에 따른 기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 10을 참조하면, 먼저 1011단계에서 기준 기지국은 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 송신 구간일 경우 상기 기준 기지국은 1013단계로 진행한다. 상기 1013단계에서 상기 기준 기지국은 송신하고자 하는 데이터를 IFFT기 입력단의 해당 부반송파들에 매핑되도록 제어하고 상기 1011단계로 돌아간다.
한편, 상기 1011단계에서 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간일 경우 상기 기준 기지국은 1015단계로 진행한다. 상기 1015단계에서 상기 기준 기지국은 0번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00025
을 매핑하고, 1번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00026
을 매핑하고, 이런 식으로 마지막인 N-1번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00027
을 매핑한 후 종료한다. 여기서, 상기 B는 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 IFFT기 입력들의 개수가 A일 경우, 즉 상기 IFFT기가 A 포인트 IFFT기일 경우, 실제 사용되는 부반송파들의 개수를 나타낸다.
다음으로 도 11을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 기준 기지국 이외의 기지국, 즉 비기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 11은 본 발명의 실시예에 따른 비기준 기지국의 프리앰블 시퀀스 매핑 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 11을 설명하기에 앞서, 상기 비기준 기지국은 제2기지국이라고 가정하기로 한다. 상기 도 11을 참조하면, 먼저 1111단계에서 비기준 기지국은 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간인지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간이 아닐 경우, 즉 데이터 송신 구간일 경우 상기 비기준 기지국은 1113단계로 진행한다. 상기 1113단계에서 상기 비기준 기지국은 송신하고자 하는 데이터를 IFFT기 입력단의 해당 부반송파들에 매핑되도록 제어하고 상기 1111단계로 돌아간다.
한편, 상기 1111단계에서 검사 결과 상기 송신할 신호 구간이 프리앰블 시퀀스 송신 구간일 경우 상기 비기준 기지국은 1115단계로 진행한다. 상기 1115단계에서 상기 비기준 기지국은 0번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00028
을 매핑하고, 1번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00029
을 매핑하고, 이런 식으로 마지막인 N-1번 송신 안테나에 해당하는 IFFT기의 입력으로
Figure 112008010130636-pat00030
을 매핑한 후 종료한다.
한편, 상기 본 발명을 설명함에 있어 상기 기지국들 각각이 다수개의 송신 안테나들을 구비하는 경우를 일 예로 하였으나, 상기 기지국들 각각이 1개의 송신 안테나만을 구비할 경우 역시 상기 인접 셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스 생성 방안이 적용될 수 있음은 물론이다.
또한, 상기 본 발명에서 제안한 프리앰블 시퀀스 생성 방안을 적용할 경우에 발생될 수 있는 효과에 대해서 살펴보기로 한다.
먼저, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 다수의 기지국들 각각이 기본적으로 동일한 프리앰블 시퀀스를 사용하고 그 위상만 상이하게 설정하여 사용함으로써 핸드오프(handoff)시 유용하게 사용될 수 있다. 상기에서 설명한 바와 같이 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템을 구성하는 기지국들 각각은 서로 다른 기지국들의 위상 천이 정보를 알고 있기 때문에 임의의 기지국 입장에서 상기 임의의 기지국을 제외한 다른 기지국들로부터 수신되는 프리앰블 시퀀스를 판별할 수 있다. 따라서, 상기 다른 기지국들로부터 수신되는 프리앰블 시퀀스들을 사용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 수행 결과를 통해 상기 다른 기지국들로부터 수신되는 신호의 세기를 측정하는 것이 가능하다. 결과적으로, 다른 기지국들로부터의 신호 세기 측정은 핸드오프시 유용하게 사용되는 것이다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 셀룰라 OFDM 통신 시스템에서 인접 셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스 생성 및 송수신을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 이렇게 인접 셀간 간섭을 최소화하는 프리앰블 시퀀스의 생성은 상기 셀룰라 OFDM 통신 시스템 전체 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다.

Claims (16)

  1. 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서,
    상기 m개의 부반송파들 중 n개의 부반송파들에 일대일 대응되는 길이 n의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 과정과,
    상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함하며,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 n개의 부반송파들에 상기 최종 프리앰블 시퀀스를 구성하는 엘리먼트들 각각을 일대일 매핑시켜 할당하며, 상기 m개의 부반송파들중 상기 n개의 부반송파들을 제외한 나머지 부반송파들에 널 데이터를 일대일 매핑시켜 할당한 후 시간 영역의 데이터로 변환하는 역고속 푸리에 변환을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 보호 구간 길이와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  5. 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하고, k개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서,
    m/k개의 부반송파들에 일대일로 매핑되는 길이 m/k의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 과정과,
    상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 과정을 포함하며,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 m/k개의 부반송파들에 상기 최종 프리앰블 시퀀스를 구성하는 엘리먼트들 각각을 일대일 매핑시켜 할당하며, 상기 m개의 부반송파들 중 상기 m/k개의 부반송파들을 제외한 나머지 부반송파들에 널 데이터를 일대일 매핑시켜 할당한 후 시간 영역의 데이터로 변환하는 역고속 푸리에 변환을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  7. 삭제
  8. 제5항에 있어서,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 보호 구간 길이와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 방법.
  9. 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서,
    상기 m개의 부반송파들 중 작은 n개의 부반송파들에 일대일 대응되는 길이 n의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 기준 프리앰블 시퀀스 생성기와,
    상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 위상 변환기를 포함하며,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 n개의 부반송파들에 상기 최종 프리앰블 시퀀스를 구성하는 엘리먼트들 각각을 일대일 매핑시켜 할당하며, 상기 m개의 부반송파들중 상기 n개의 부반송파들을 제외한 나머지 부반송파들에 널 데이터를 일대일 매핑시켜 할당한 후 시간 영역의 데이터로 변환하는 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기를 더 포함함을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
  11. 삭제
  12. 제9항에 있어서,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 보호 구간 길이와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
  13. 기준 기지국과, 상기 기준 기지국과 상이한 다수의 비기준 기지국들을 구비하고, 주파수 영역에서 m개의 부반송파들을 사용하고, k개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 기지국이 프리앰블 시퀀스를 생성하는 장치에 있어서,
    m/k개의 부반송파들에 일대일로 매핑되는 길이 m/k의 기준 프리앰블 시퀀스를 생성하는 기준 프리앰블 시퀀스 생성기와,
    상기 기지국 자신이 상기 기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하고, 상기 기지국 자신이 상기 비기준 기지국일 경우, 상기 기준 프리앰블 시퀀스를 미리 설정되어 있는 위상만큼 위상 천이하여 최종 프리앰블 시퀀스로 생성하는 위상 변환기를 포함하며,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 다중 경로 개수와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 m/k개의 부반송파들에 상기 최종 프리앰블 시퀀스를 구성하는 엘리먼트들 각각을 일대일 매핑시켜 할당하며, 상기 m개의 부반송파들 중 상기 m/k개의 부반송파들을 제외한 나머지 부반송파들에 널 데이터를 일대일 매핑시켜 할당한 후 시간 영역의 데이터로 변환하는 역고속 푸리에 변환을 수행하는 역고속 푸리에 변환기를 더 포함함을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
  15. 삭제
  16. 제13항에 있어서,
    상기 미리 설정되어 있는 위상은 상기 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 고려하는 보호 구간 길이와, 상기 비기준 기지국들의 개수를 고려하여 생성됨을 특징으로 하는 프리앰블 시퀀스 생성 장치.
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