KR100760793B1 - 동기 수신기에서의 직교 및 이득 에러의 정정 - Google Patents

Abstract

직교 복조 이후에, 직교 복조 결함으로 인한 에러가 I 및 Q 브랜치중의 하나로의 변형의 응용에 의해 보상된다. 변형은 로칼 복제를 갖는 수신된 트레이닝 신호의 비교에 의해 결정되어서, 채널 특징이 고려된다.

송신기, 수신기, 통신 채널, 발진기, 기저 대역 성분, 가산기, 혼합기, 데이터 복구 유닛, 등화기.

Description

동기 수신기에서의 직교 및 이득 에러의 정정{CORRECTION OF QUADRATURE AND GAIN ERRORS IN HOMODYNE RECEIVES}

본 발명은 서로에 대해 위상 편이되는 기저 대역 성분을 반송하는 신호 채널을 갖는 통신 채널을 통해 송신되는 신호를 정정하는 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 기저 대역 성분의 제 1 샘플을 수신하는 단계; 제 2 샘플의 정정을 위해, 예상되는 제 1 샘플과 비교하여 제 1 샘플에 기초하여 제 1 파라미터를 추정하는 단계; 기저 대역 성분의 제 2 샘플을 수신 및 정정하는 단계를 포함한다.

통신 시스템에서, 서로에 대해 위상 편이되는 반송 주파수마다 다중 기저 대역 성분을 송신하는 것이 바람직하다.

반송 주파수가 제 1 기저 대역 신호 및 제 1 기저 대역 신호에 대해 90도 위상 편이된 제 2 기저 대역 신호로 진폭 변조되는 직교 진폭 변조(QAM) 또는 위상 편이 방식(PSK)에 나타나 있다. 일반적으로 제 1 기저 대역 신호는 동위상 성분으로 표시되고 제 2 기저 대역 신호는 직교 위상 성분으로 표시된다.

충분히 높은 품질로 PSK 신호를 송신 및 수신하기 위해, 중간 주파수를 사용하는 송신기 및 수신기가 지금까지 사용되어 왔다. 중간 주파수는 기저 대역 및 반송 주파수 사이의 범위의 주파수이다. 그러나, 가격 및 복잡성을 최소화하는 것이 매우 중요한 파라미터인 시스템 및 소비자 제품에서, 중간 주파수를 발생시키기 위해 많은 성분을 필요로 하기 때문에 이러한 해결 방법은 최적의 해결 방법이 아니다.

동기(Homodyne) 또는 직접 변환 수신기는 PSK 신호를 수신하는 더 값싸고 덜 복잡한 수신기이다. 이러한 수신기는 반송 주파수에 관한 주파수 대역을 기저 대역으로 직접 변환시키는 것을 특징으로 하고, 송신기에 대해서 반대의 경우도 성립한다. 그러나, 동기 또는 직접 변화 수신기에서, 기저 대역 성분 사이의 진폭 및 위상 불일치 상태에서의 왜곡은 제어하는 것이 매우 어렵다.

예를 들어, 이동 통신의 세계화 시스템(GSM)과 같은 가장 일반적인 전기 통신 시스템에서 디지털 심볼을 통신하는 통신 시스템에서, 심볼은 버스트 또는 패킷으로 송신된다. 이러한 버스트 또는 패킷은 일반적으로 페이로드, 즉, 통신하기 위한 목적인 정보를 표시하는 심볼을 정정하기 위해 버스트 또는 패킷에서 심볼을 트레이닝하는 시퀀스를 포함한다. 심볼은 기저 대역 성분을 샘플링함으로써 추출된다.

상기 언급된 통신 시스템은 셀룰러 통신 시스템, 예를 들어, GSM 및 EDGE 이동 전화 시스템을 포함하는 TDMA 시스템에서의 기지국 또는 이동 통신 단말기에서 자신의 사용법을 찾는다.

따라서, 통신을 위해 단순한 수단을 사용하면서 높은 통신 품질을 제공하는 통신 방법에 대한 필요성이 존재한다.

US 5,774,375호는 동기 위상 신호(I) 및 직교 신호(Q)를 나타내는 벡터로부터 신호-쌍(signal-pairs)을 정정하는 방법 및 장치를 개시한다. 정정은 서클의 방정식에 기초하고 I 및 Q 신호 값의 시퀀스를 사용하는 신호-쌍의 IQ-면의 중심점으로부터 오프셋의 가장 가능한 정정 값을 계산하는 것을 포함한다. 진폭 및 위상 에러는 중심점의 선행하는 정정 이후에 I 및 Q 신호 값의 시퀀스의 함수로서 정정된다.

US 5,896,061호는 수신 신호를 정정하는 동기 수신기 및 방법을 개시한다. 여기에는 왜곡된 I 및 Q 신호에 의해 설정된 타원을 원형으로 변환하기 위해 디자인된 수학 유닛이 제공된다. 타원은 I 및 Q 신호의 적어도 다섯 개의 샘플을 사용하는 파라미터에 의해 결정된다. 이어서, 타원 파라미터로부터, 타원형 형상을 야기하는 에러가 계산 및 보상된다.

US 5,604,929호는 직교 관계에서 I 및 Q 기저 대역 신호 성분을 반송하는 한 쌍의 신호 채널을 갖는 직접 변환 수신기에서 이득 및 위상 에러를 정정하는 시스템을 개시한다. 시스템은 위상 및 진폭 에러를 Q 기저 대역 신호 성분을 반송하는 채널에 상주(resident)하는 것으로 처리하고 두 개의 신호 채널 사이의 일치된 직교 관계를 유지시키는 한 쌍의 정정 계수를 발생시키기 위해 삼각법 적(trigonometric product)을 I 및 Q 성분에 통합하는 복수의 중간 신호를 발생시킴으로써 동작한다.

US 5,095,533호는 세 개의 다른 기저 대역 신호 채널을 포함하는 3-위상 아키텍쳐를 갖는 직접 변환 수신기를 개시한다. 이어서, 기저 대역 신호 채널중의 두 개는 기저 대역 신호를 복조하는 동기 또는 기준 성분과 결합하여 활용될 수 있는 높은 정확성의 직교 성분을 형성하기 위해 사용된다.

그러나, 종래의 기술은 단지 수신기/송신기에서 불완전한 위상 편이 수단으로부터 생기는 위상 및 이득 에러를 정정하는 것에 관한 것이다.

따라서, 종래의 기술은 진폭 및 위상 불일치의 형태에서의 왜곡이 수신된 신호를 정정하는 과정에서 충분히 정정되지 않는다는 문제점을 갖는다.

따라서, 본 발명의 목적은 신호를 더욱 정확하게 정정하는 것이다.

이것은 개시하는 단락에서 언급된 방법이 통신 채널을 설명하는 제 2 파라미터를 추정하는 단계; 제 1 및 제 2 파라미터에 기초하여 기저 대역 성분의 제 2 샘플을 정정하는 단계를 더 포함하는 것으로 특징될 때 달성된다.

따라서, 예를 들어, 통신 수단, 예를 들어, 직접 변환 수신기에 도입된 위상 및 진폭 불일치 형태에서의 결점이 더욱 정확히 정정될 수 있다.

그것에 의해, 시간을 통해 매우 느리게 변하고 진폭 및 위상 불일치를 초래하는, 수신기 자체에서의, 영향은 통신 채널 특징에서의 변화에 대한 불변량에 더욱 정확히 기초하여 정정될 수 있다. 특히, 이동 통신 장치에 있어서, 통신 채널 특징은 많이 변할 수 있다. 따라서, 개량된 통신 품질이 얻어질 수 있다.

본 발명은 바람직한 실시예 및 도면을 참조하여 아래에서 더욱 상세히 설명된다.

도 1은 직교 반송파 멀티플렉싱 및 디-멀티플렉싱을 제공하는 송신기 및 수 신기를 도시하는 도면.

도 2는 데이터 복구 유닛을 갖는 수신기를 도시하는 도면.

도 3은 실재/가상 수의 평면에 맵된 일련의 테스트 데이터를 도시하는 도면.

도 4는 본 발명에 따르는 데이터 복구 유닛을 도시하는 도면.

도 5는 불일치를 보상하기 위해 파라미터를 사용하고 파라미터를 추정하는 방법에 대한 순서도.

도 1은 직교 반송파 멀티플렉싱 및 디-멀티플렉싱을 제공하는 송신기 및 수신기를 도시한다. 송신기(101), 수신기(102) 및 통신 채널(103)에 포함된 시스템은 단일 반송 주파수에 의한 두 개의 기저 대역 성분(I 및 Q)의 송신을 제공한다. 기저 대역 성분 I는 일반적으로 동위상 성분을 나타내고 기저 대역 성분 Q는 직교 위상 성분을 나타낸다. 발진기(104)는 반송 주파수(

)에서 반송파 신호(

)를 제공한다. 동위상 성분 I는 혼합기(105)에 의해 반송파 신호(S_c)와 혼합되어서, 동위상 진폭 변조된 신호를 제공한다. 직교 성분 Q는 반송파 신호(S_c)의 위상을 90도 편이시키는 위상 편이 수단(106)을 통해 수신된 반송파 신호와 혼합되어서, 직교 위상 진폭 변조된 신호를 제공한다. 동위상 진폭 변조된 신호 및 직교 위상 변조된 신호는 통신 채널(103)을 통해 송신될 수 있는 통신 신호를 제공하는 가산기(108)에서 가산된다. 통신 신호는 유선 및/또는 무선 신호로서 송신될 수 있다.

수신기(102)에서, 통신 채널(103)을 통해 송신된 통신 신호는 수신되어 복조될 수 있다. 통신 신호는 통신 신호가 반송파 신호 및 반송파 신호에 대해 90도 위상 편이된 신호와 동위상인 신호와 혼합되는 제 1 혼합기(109) 및 제 2 혼합기(110)에 공급된다. 통신 신호의 반송파 주파수에 락시키기 위해 접속된 예를 들어, 위상-락 루프일 수 있는 발진기(114)에 의해 반송파와 동위상인 신호가 제공된다. 위상 편이된 신호가 위상 편이 수단(114)에 의해 제공된다. 혼합기(109 및 110)으로부터의 출력은 DC에 관하여 기저 대역 성분을 분리하기 위해 저대역 필터(112 및 113)에 각각 공급된다.
이러한 송신기/수신기에서의 왜곡에 대한 원인은 위상 편이 수단(106 및 114)에서의 90도 위상 편이로부터의 오프셋 및 혼합기(105 및 107)을 통하는 I 및 Q 경로 사이의 이득 불일치이다.

직접 변환 또는 동기 송신기/수신기 시스템이 설명된다. 본 발명은 IQ 변조기를 사용하여 발생되는 정보를 송신하는 이러한 시스템 또는 또 다른 유형의 송신기/수신기에 응용 가능하다.

수신기는 또한 수학적 용어로 설명될 수 있다. 수신기(102)에 의해 통신 채널로부터 수신된 신호(

)는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

여기에서,

는 반송 주파수이고,

는 반송파에 의해 반송된 정보를 포함하는 진폭이고,

는 반송파에 의해 반송된 정보를 포함하는 위상이다. 일반적으로, 변수에 대한 첨자 t는 변수가 시간-의존형이라는 것을 나타낸다.

혼합기(109 및 110)에 제공되는 발진기 신호(

)는 아래와 같이 각 각 나타낼 수 있다.

여기에서,

및

는 I 및 Q 경로에 대한 이득이다.

는 수신기 수단에 의해 초래되는 위상 오프셋이다.

저역 필터(112), 즉, I 경로로부터의 출력이 파생될 수 있고 아래와 같이 나타낼 수 있다.

여기에서, LPF는 저역 필터 연산기이다. 또한, 저역 필터(113), 즉, Q 경로로부터의 출력은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, I 및 Q에 대한 표현식이 제공된다.

도 2는 디지털 데이터 복구 유닛을 갖는 수신기를 도시한다. 디지털 복구 유닛은 수신기(201)에 의해 수신되는 데이터를 처리하기 위해 접속된다. 수신기는 무선 통신 신호를 수신하는 안테나 수단(202)에 접속된다. 수신기는 예를 들어, 상기 논의한 바와 같이, 동위상 및 직교 위상 성분(I 및 Q)를 제공한다. I 및 Q 성분은 샘플되어 아날로그-디지털 변환기(203 및 205)에서 디지털 신호(

)로 각각 변환된다. 그 후에, 디지털 신호는 필터(204 및 206)에 의해 필터되어서 데이터 복구 유닛(207)에 두 개의 디지털 신호를 제공한다.

I 및 Q에 대한 상기 표현식이 표준화되어 아래와 같이 다시 나타낼 수 있다는 것을 알 수 있다.

여기에서,

및

는 왜곡되지 않은 I 및 Q 성분인 것이 바람직하다. 전술한 바와 같이, 디지털 신호(

)는 데이터 복구 유닛(204)에 입력된다. 데이터 복구 유닛(204)은 동기화, 채널 추정 및 수신된 신호의 등화(equlisation)를 실행하기 위해 적응된다.

디지털 송신 시스템, 예를 들어, 이동 통신의 세계화 시스템(GSM) 및 D-AMPS를 포함하는 TDMA 시스템에서, 데이터 복구 유닛에 입력된 신호는 복소수 표시법으로 나타낼 수 있다.

여기에서,

이고,

는 복소수 값인 채널 필터 탭의 벡터이고,

은 수신기(201)에 의해 수신된 복소수 값인 심볼의 벡터이고,

는 어떤 유형의 복소수 값인 잡음이다.

그러나, 상기 모델이 충분할 수 없다는 알 수 있다.

에 대한 상기 표현식에 따라, 상기 모델(

)은 아래의 식에 따 라 확장될 수 있다.

모델

이 데이터 복구 유닛(204)에서 실시될 때, 항

는 데이터 복구 유닛에서 잡음으로서 처리되어 저하된 수신기 성능을 발생시킨다. 안테나로의 잡음이 무시 가능할 때, 즉,

이기 때문에,

일 때, 안테나 성능이 특히 저하된다.

따라서, 가격 및 크기에서 효율적인 방법으로 I 및 Q 사이의 이러한 진폭 및 위상 불일치를 보상할 수 있는 방법에 대한 필요성이 존재한다.

도 3은 실재/가상 수의 면에 맵된 일련의 테스트 데이터를 도시한다. 상이한 유형의 통신 시스템에서, 일련의 테스트 데이터는 수신기의 교정 또는 조정을 위해 수신기로 송신된다. 이러한 테스트 데이터는 실재/가상 수의 면 - IQ-면에서 샘플점으로서 도시되어 있다. 샘플점(301, 302, 303 및 304)은 Q-축 및 단위원 사이의 교차점에 위치될 것이다. 반면에, 샘플점(305, 306, 307 및 308)은 I-축 및 단위원 사이의 교차점에 위치될 것이다. 따라서, 테스트 데이터는 교차점으로부터 오프셋되기 때문에, 송신기 및 수신기 사이의 통신 시스템 또는 송신 및/또는 수신기의 어딘가에서 왜곡된다. 개별 샘플점에 대한 오프셋은 I-축 및 Q-축을 따라 오프셋을 각각 나타내는 파라미터 a 및 b에 의해 설명될 수 있다.

도 4는 본 발명에 따르는 데이터 복구 유닛을 도시한다. 데이터 복구 유닛은 데이터 복구 유닛(204)에 대응하고 입력으로 디지털 신호(

)를 수신하고 디지털 데이터 출력(D)를 제공하기 위해 적응된다. 디지털 신호(

)는 버퍼 또는 선입 선출(first-in-first-out) 메모리(408)를 통해 입력된다.

상기로부터의 수학적 표시를 생각하면, 진폭 및 위상 불일치는 직교 위상 성분(Q)로부터 동위상 성분(I)의 일부분인

를 감하고 계수

로 결과적인 직교 성분 Q를 다시 스케일함으로써 디지털적으로 보상될 수 있다. 본 발명에 따라, 파라미터

는 채널 필터 탭

와 함께 추정될 수 있다.

신호

는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

Q 성분으로부터 I 성분의 일부분인

를 감하고, 여기에서,

는 b의 추정치이다. 이어서,

는 1/a의 추정치인 계수

로 곱해진다. I 성분과 함께 새로운 Q 성분,

는 동기 유닛(404)으로 공급되어, 공지된 트레이닝 시퀀스(TS)를 동일한 공지된 트레이닝 시퀀스를 포함하는 수신된 신호,

와 상관시킴으로써, 동기 위치를 찾는다. 동기 유닛(404)은 트레이닝 데이터의 시퀀스(TS)를 갖는 메모리(408)로부터 수신된 데이터를 동기시키기 위해 적응된다. 이러한 시퀀스 및 시퀀스(TS) 사이의 가장 가능한 상관을 위한 메모리로부터의 데이터의 시퀀스에서의 위치를 표시하는 동기 위치 신호(SP)는 추정기 유닛(405) 및 등화기(406)에 공급된다. 채널 추정기(405)는 트레이닝 데이터의 시퀀스(TS)에 기초하여 통신 채널(103)의 추정치를 제공하기 위해 적응된다. 이러한 추정치는 잡음 변동

의 추정치와 함께 복소수 필터 탭 파라미터

의 형태로 제공된다. 채널 파라미터는 채널 모델 추정 분야의 표준 기술, 예를 들어, 최소-제곱 기술에 의해 추정될 수 있다. 채널 파라미터는 채널 파라미터에 기초하여 새로운

및

를 계산하는 제어 유닛(407)에 공급된다.

추정치는 승산기(403)에 공급되고,

추정치는 승산기(401)에 공급된다. 채널 파라미터

및

를 추정하는 과정은 만족할 만한 결과가 달성될 때 까지 반복될 수 있다. 예를 들어, 잡음이 특정 레벨 아래로 감소될 때 까지 또는 반복으로부터 반복으로의 파라미터에서 충분히 작은 변화가 검출될 때 까지 과정을 반복한다.

따라서,

일 때, 데이터 복구 유닛에서 사용된 신호 모델

은 실제 신호와 일치한다.

제어 유닛(407)은 반복 과정을 제어하기 위해 적응된다. 제어 유닛이 반복을 종료하는 것을 결정할 때, 동기화 정보(SP) 및 데이터의 수신된 시퀀스와 함께 최상의 채널 추정치

는 수신된 데이터의 검출을 위해 등화기(406)로 공급된다. 등화기로부터의 출력 D는 소정의 샘플점일 수 있는 어떤 심볼을 결정하는데 있어서 불확실성을 나타내는 소위 소프트 값 및 복소수의 하드 심볼

을 포함한다.

도 5는 파라미터를 추정하기 불일치를 보상하고 위해 파라미터를 사용하는 방법에 대한 순서도를 도시한다. 방법은 프로그램 가능한 장치, 예를 들어, 특정 용도용 집적 회로(ASIC) 또는 수신기로부터 데이터를 수신하기 위해 접속된 다른 유형의 신호 프로세서에서 프로그램 또는 알고리즘으로서 실시될 수 있다.

단계 500에서, 프로그램 가능한 장치는 공지된 트레이닝 시퀀스(TS)를 수신한다. 단계 501에서, 변수

및

에는 이전의 추정 과정으로부터 얻어진 초기값

및

가 할당되거나 초기 어림값이 할당된다.

및

에 기초하여, 응답

가 단계 502에서 계산되어 반복 루프가 시작된다.

단계 503에서, 수신된 트레이닝 시퀀스(TS)는 최상의 가능한 동기 위치를 찾기 위해 저장된 시퀀스와 동기된다. 이러한 동기 위치를 찾은 경우에, 추정 방법, 예를 들어, 최소-제공 방법에 의해 잡음 변동

및 H를 추정하는 것이 가능하다.

H가 추정될 때, 현재의 반복, i에서 계산된 잡음 변동이 이전의 반복, i-1에서 계산된 잡음 변동에 비해 상당히 감소되었는지가 테스트된다. 테스트는 아래의 표현식에 의해 시작될 수 있다.

이에 의해, 하나의 반복으로부터 또 다른 반복으로으로 잡음 변동에서 수치적 차이가 작아서(값

보다 작음), 더이상 반복이 잡음 변동을 감소시키기 않는지가 테스트된다.

표현식이 사실(T)인 경우에, 데이터가 수신되어 파라미터

,

및 H를 사용하여 단계 507에서 정정된다. 즉, 데이터는 α 및 β를 사용하여 정정되고, H를사용하여 등화된다. 단계 507이 실행되는 동안에, 함께 작용하는 과정인 단계 508이 새로운 추정 과정이 개시되어야 하는지를 테스트하기 위해 실행된다. 데이터가 버스트 또는 작은 패킷으로서 송신되는 디지털 송신의 경우에, 과정 508은 이러한 버스트 또는 패킷의 시작을 검출하기 위해 적응된다. 일반적으로, 예를 들어, 이동 통신의 세계화 시스템(GSM)에서, 이러한 디지털 송신 버스트는 전술한 바와 같은 추정 과정을 위해 사용될 수 있는 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 버스트가 검출되거나 또 다른 이벤트, 예를 들어, 과정(508)을 트리거하는 타이머의 경과가 발생하는 경우에, 동기 과정(504)이 시작된다. 트레이닝 시퀀스는 예를 들어, 버스트의 중간 또는 버스트의 도입부에 위치될 수 있다.

표현식이 거짓(F)인 경우에,

및

가 재 추정되어 루프는

를 계산하기 위해 단계 502로 복귀함으로써 폐쇄된다.

따라서, 보상 과정은 기저 대역 성분을 조정하는 단계; 채널을 추정하는 단계; 기저 대역 성분을 조정하기 위해

및

를 추정하는 단계 및 이러한 단계를 만족할 만한 결과가 얻어질 때 까지 반복하는 단계 및 최종으로 기저 대역 성분을 조정하여 채널 결점을 보상하는 단계를 포함한다.

바람직한 실시예에서, 정정 파라미터(

및

)의 갱신이 모든 버스트마다 반드시 행해지지 않지만, 모든 n번째 버스트, 모든 n번째 초, 또는 반송 주파수가 변화되는 모든 시간에 행해진다. 제어 유닛은 새로운

및

를 찾기 위해 반복 과정을 트리거한다. 그러나, 동기화, 채널 추정 및 등화 절차는 모든 버스트마다 행해진다.

Claims (11)

1. 동위상 및 직교 채널의 샘플을 수신하는 단계(500),

   샘플의 등화를 위해, 예상되는 샘플과 비교한 샘플에 기초하여 제 1 파라미터(H)를 추정하는 단계(506),

   추정된 제 1 파라미터(H)에 기초하여, 동위상 및 직교 채널의 샘플을 등화하는 단계(507)를 포함하는, 직접 변환 복조기에서 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법에 있어서,

   추정된 제 1 파라미터(H)에 기초하여, 정정 신호로의 채널의 결합을 위해 제 2 파라미터를 추정하는 단계(504), 및

   제 1 파라미터를 추정하는 단계 및 동위상 및 직교 채널의 샘플을 등화하는 단계를 반복하기 이전에, 정정 신호를 사용하여 상기 동위상 및 직교 채널 중 하나의 값을 정정해서 동위상 및 직교 채널의 샘플을 정정함으로써, 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 단계(507)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 및 제 2 파라미터는 최소의 제곱에 대하여 최적화되는 아래의 방정식,

   

   으로 표현되는 모델에서의 파라미터이고, 여기서

   

   이고,

   

   는 시간 t까지의 시간 간격에서 수신되는 복소 값 심벌의 벡터이고,

   

   는 각각 시간 t에서의 원하는 직교 및 동위상 성분이고,

   

   는 복소 값의 채널 필터 탭의 벡터이고, (a-1) 및 b는 제 1 파라미터인 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   결합은 동위상 기저 대역 성분 및 직교 위상 기저 대역 성분의 선형 결합인 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   제 1 파라미터를 추정하는 과정 이전에 예상되는 제 1 샘플에 대해 동위상 및 직교 채널의 샘플을 동기화하는 단계(404;504)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   통신 채널을 모니터하고, 제 2 샘플의 정정을 위한 제 1 파라미터의 추정이 재-추정될 것을 나타내는 신호를 제공함으로써 기저 대역 성분의 버스트를 수신하는 이벤트를 검출하는 단계(509)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 동위상 및 직교 채널의 샘플을 수신하는 상기 단계는,

   기저 대역 성분(I;Q)을 제공하기 위해 직접 변환 수신기(102;201)에 의해 통신 채널을 통해 송신되는 신호를 다운-변환 및 대역 통과 필터링하는 단계, 및

   동위상 및 직교 채널의 샘플을 제공하기 위해 기저 대역 성분을 샘플링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 에러 및 이득 불균형을 정정하는 방법.
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