KR100608916B1

KR100608916B1 - 직교주파수분할다중방식 무선랜에서 무선 채널 보상 방법및 장치

Info

Publication number: KR100608916B1
Application number: KR1020040095919A
Authority: KR
Inventors: 이재호; 김정식
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2004-11-22
Filing date: 2004-11-22
Publication date: 2006-08-08
Also published as: KR20060056731A

Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중화방식(OFDM)을 사용하고 무선 채널 보상을 위해 프리앰블을 사용하는 무선 랜 시스템에서, 롱 프리앰블을 이용하여 무선 채널을 보상하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 발명에 따른 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 방법은, OFDM 수신기에 수신된 신호에 포함된 롱 프리앰블을 이용하여 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 획득하는 제1 단계;및 상기 채널 상태 정보(CSI)의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 획득하는 제2 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

OFDM, LAN, IFFT, FFT, LTS, 채널 보상

Description

직교주파수분할다중방식 무선랜에서 무선 채널 보상 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR WIRELESS CHANNEL COMPENSATION IN WIRELESS LAN WITH OFDM}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 송신기의 구성도.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 수신기의 구성도.

도 3a 내지 도 3d는 데이터 속도에 따른 성상도.

도 4은 변조된 심볼에 곱해지는 변조지수(K_mod).

도 5는 역고속푸리에변환기(IFFT) 또는 고속푸리에변환기(FFT)의 입출력 구조를 나타내는 도면.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 무선 패킷의 구조를 나타내는 도면.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 채널보상부의 세부 구성도.

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 채널상태정보(CSI)를 이용하여 데이터를 복조하여 FEC 했을 때와, 채널상태정보(CSI)를 이용하지 않았을 때의 패킷에러율(PER)을 비교한 도면.

본 발명은 무선 랜 시스템(Wireless Local Area Network System)에 관한 것으로, 특히 직교주파수분할다중화방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 'OFDM')을 사용하고 무선 채널 보상을 위해 프리앰블을 사용하는 무선 랜 시스템에서 롱 프리앰블(long preamble)을 이용하여 무선 채널을 보상하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

현재 무선 통신 기술의 지속적인 발전으로 인하여 고품질의 이동 멀티미디어 서비스가 가능하게 되었다. 이와 같은 이동 멀티미디어 서비스를 제공하는 시스템에서는 고속으로 데이터를 송수신하게 되므로 심볼간 상호 간섭(Inter-Symbol Interference, 'ISI')이 발생하게 되며, 이로 인한 신호 왜곡을 줄이기 위하여 직교주파수분할다중화(OFDM)이 사용되고 있다. 직교주파수분할다중화(OFDM)는 저속의 병렬 데이터를 주파수분할다중화함으로써, 고속 등화의 필요성이 없어지고, 이용가능한 대역폭을 완전히 사용할 수 있게 되며, 다중 경로 페이딩(multi-path fading)과 임펄스 노이즈가 감소되는 이점이 있다.

이와 같은 OFDM을 적용한 종래의 무선 랜(LAN)에서는, 채널을 추정하고 보상하는데 롱 프리앰블(long preamble)을 이용하거나, 또는 쇼트 프리앰블(short preamble)과 롱 프리앰블을 함께 이용하여 채널을 추정한다. 그리고 채널 추정이 이루어진 후에는, 복소 나눗셈기를 이용하여 채널의 위상과 크기를 모두 보상하는 구조로 이루어진다.

대한민국 등록특허 제10-0317384호 '채널 특성 보정 방법'에는 OFDM 수신기에서 롱 프리앰블(long preamble)과, 매 심볼마다 존재하는 파일롯 신호를 이용하여 채널 특성을 보정할 수 있는 방법이 개시되어 있다. 그러나 상기 방법은 채널 보상부 구현 시, 복소 나눗셈기를 사용하기 때문에 하드웨어의 구조가 복잡하게 되는 문제가 있다.

또한, 대한민국 등록특허 제10-049956호 '채널예측기'에는, IEEE 802.11a 프레임의 포맷을 변동시키지 않고, 쇼트 훈련 심볼(short training symbol)을 채널예측 알고리즘에 추가시킴으로써 정확한 채널 예측을 할 수 있는 장치가 개시되어 있다. 그러나 상기 장치는 채널 보상시 복소 나눗셈기가 사용되고, 64 샘플 지연부 등이 필요한 복잡한 구조를 갖기 때문에, 역시 그 하드웨어의 구현이 어렵다는 문제가 있다.

이와 같이 종래의 채널 보상 방법 또는 장치에서는 롱 프리앰블(long preamble)을 이용하여 무선 채널을 보상하는 경우에, 롱 프리앰블로부터 얻어진 채널 추정값을 복소 나눗셈기를 이용하여 데이터 값을 추정된 채널값으로 나누어 줌 으로써 채널의 위상과 크기의 보상이 가능하다. 그러나 이와 같은 종래의 기술에 의하면 하드웨어 구현 시 복소 나눗셈기가 사용되므로 하드웨어 양을 증가시키는 문제가 있다. 더구나 복조 할 때에는 채널 추정값을 사용하지 않고서 복조가 이루어지고, 이는 채널 정보가 포함되어 있지 않은 상태로 복조가 수행되므로 OFDM 수신기의 성능을 저하시키는 문제를 야기한다.

상기와 같은 문제점을 해소하기 위한 본 발명의 목적은 직교주파수분할다중방식(OFDM)을 사용하는 무선랜에서 무선 채널을 보상하기 위하여, 간단한 하드웨어로서 구현이 가능하면서도 채널 코딩의 이득을 향상시킴으로써 전체 OFDM 수신기의 성능을 향상시킬 수 있는 방법 및 장치를 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 방법은, OFDM 수신기에 수신된 신호에 포함된 롱 프리앰블을 이용하여 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 획득하는 제1 단계;및 상기 채널 상태 정보(CSI)의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 획득하는 제2 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 장치는, OFDM 수신기에 수신된 신호에 포함된 롱 프리앰블을 이용하여 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 구하기 위한 채널 상태 정보(CSI) 획득부;및 상기 채널 상태 정보(CSI)의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 획득하기 위한 위상보상부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 위상보상부는, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값을 취득하기 위한 절대값취득부를 더 포함하고, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값의 제곱값과 데이터 속도에 대응하는 소정의 변조지수를 곱한 값은 분류 경계로서 이용되는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 송신기의 구성도이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 송신기(10)는 변조부(Modulation)(11)와, 역고속푸리에변환부(Inverse Fast Fourier Transform, 'IFFT')(12) 및 보호구간(Guard Interval) 삽입부(13)를 포함한다.

상기 변조부(11)는 전송할 데이터를 데이터 속도에 따라 데이터 비트를 BPSK, QPSK, 16QAM 또는 64QAM으로 변조하는 기능을 한다. 상기 변조부(11)에 의하여 변조된 데이터는 X(k)로 표시되고 있다.

상기 역고속푸리에변환부(IFFT)(12)는 64개의 서브 캐리어를 이용하여 OFDM 신호를 생성하는 기능을 하다. 즉, 상기 역고속푸리에변환부(IFFT)(12)는 상기 변조된 데이터 X(k)와, 채널 상태를 보상하기 위하여 사용되는 롱 트레이닝 시퀀스(Long Training Sequence, 'LTS')를 OFDM 변조함으로써 OFDM 신호 x(n)을 출력한다.

상기 보호구간 삽입부(13)는 OFDM의 심볼간 간섭을 제거하고 서브캐리어간 직교성을 유지하기 위하여 각 심볼 사이에 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하는 기능을 한다. 이와 같이 상기 보호구간 삽입부(13)의 출력은 무선 공간을 통하여 전송된다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 수신기의 구성도이다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 수신기(20)는 보호구간(Guard Interval) 제거부(21)와, 고속푸리에변환부(Fast Fourier Transform, 'FFT')(22)와, 채널보상부(23) 및 복조부(Demodulation)(24)를 포함한다.

상기 보호구간(Guard Interval) 제거부(21)는 상기 OFDM 무선 랜 송신기(10)로부터 수신된 신호에서 무선 데이터의 보호구간(Guard Interval)을 제거하는 기능을 한다. 상기 보호구간 제거부(21)에 의하여 보호구간이 제거된 수신 데이터는 r(n)으로 표시된다.

상기 고속푸리에변환부(FFT)(22)는 상기 수신 데이터 r(n)에 대하여 64 포인트 고속푸리에변환(FFT)을 수행한다. 상기 고속푸리에변환부(FFT)(22)는 상기 수신 데이터 r(n)에 대하여 고속푸리에변환(FFT)을 수행함으로써, 고속푸리에변환된 수신 데이터 R(k)와, 롱 심볼 1(RLS1) 및 롱 심볼 2(RLS2)를 출력한다.

상기 채널보상부(23)는 본 발명의 실시예에 따라 상기 수신된 데이터 R(k)와, 롱 심볼 1(RLS1) 및 롱 심볼 2(RLS2)을 이용하여 얻어진 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보에 의하여, 무선 채널을 보상하는 기능을 한다.

상기 복조부(24)는 상기 채널보상부(23)로부터 수신된 데이터를 데이터 속도에 따라 복조하는 기능을 한다.

도 3a 내지 도 3d는 데이터 속도에 따른 성상도를 나타낸다.

도 3a는 2진 위상 편이 변조 방식(Binary Phase Shift Keying, 'BPSK')에 따 른 성상도이다. 디지털 변조에서는 반송파의 위상,진폭,주파수의 어느 하나 또는 이들의 조합을 0,1의 디지털 데이터로 변화시켜 신호를 전송하는데, 이 중에서 위상편이변조방식(Phase Shift Keying, 'PSK')란 위상 변화에 부호를 대응시켜 신호를 전송하는 변조방식을 말한다. 2진 위상 편이 방식(Binary Phase Shift Keying, 'BPSK')란, 기본적인 위상 편이 변조 방식(PSK)로서, 전송하고자 하는 두 값(0 또는 1)의 디지털 신호를 π(=180˚)만큼씩의 위상 변화를 통해, 두 종류의 심볼로 전송한다.

도 3b는 직교 위상 편이 변조 방식(Quadrature Phase Shift Keying, 'QPSK')에 따른 성상도이다. QPSK는, 상기 BPSK와는 달리, 두 값의 디지털 신호 0과 1의 2비트를 모아서 반송파의 4위상(예를 들어, π/2 마다)에 대응시켜 전송하는 방식으로서, 하나의 시심볼로서 네 개의 값을 식별할 수 있다. 예를 들면 0 위상에 (0,0), π/2 위상에 (0,1), π위상에 (1,0), 3π/2 위상에 (1,1)을 대응시켜 전송한다. 이러한 QPSK 방식파는 BPSK 방식파와 같은 주파수 대역에서 2배의 정보를 전송할 수 있다.

도 3c는 16-직교진폭변조방식(16 Quadrature Amplitude Modulation, '16QAM')에 따른 성상도이다. 상기 BPSK 또는 QPSK에 비하여 정보 전소 속도를 더 높이려면, 위상변화를 더 작게 하면서 반송파의 진폭도 바꾸면 되는데 이 방법이 직교진폭변조방식(Quadrature Amplitude Modulation, 'QAM')이다. 16QAM이란, 위와 같은 QAM 중에서 도 2c에 도시된 바와 같이, 위상변화의 단위를 π/6씩으로 하여 1주기를 전부 12개로 나누고, 이에 더하여 이들 중 네 개의 각(0000, 0010, 1010, 1000)에는 변조된 신호의 진폭을 두 값으로 달리 가질수 있게 하여, 총 16 개의 정보를 표현할 수 있다. 하나의 심볼로서 16개 값 중 하나를 나타낼 수 있으므로, 하나의 심볼이 네 개의 비트에 대응된다. 반면에 심볼의 개수를 64개로 확장한 것이 64-직교진폭변조방식(64 Quadrature Amplitude Modulation, '64QAM')이며, 도 2d는 64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)에 따른 성상도를 나타낸다. 이와 같은 64QAM을 이용하면 하나의 심볼로서 64개 값 중 하나를 나타낼 수 있다.

도 4은 변조된 심볼에 곱해지는 변조지수(K_mod)이다.

도 4을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 송신기(10)에서 변조부(11)는 데이터 속도에 따라 다음과 같이 서로 다른 변조지수(K_mod)를 사용한다. 즉, BPSK의 경우 변조지수(K_mod)는 1이고, QPSK의 경우에는 변조지수(K_mod)가

이며, 16QAM의 경우에는 변조지수(K_mod)가

이고, 64QAM의 경우에는 변조지수(K_mod)가

이다. 또한, 이와 같은 변조지수(K_mod)들은 본 발명의 실시예에 따른 직교주파수분할다중화방식(OFDM) 무선 랜 수신 기(20)에서 복조부(24)에 의한 데이터 복조 시에도 역시 사용된다.

상기 송신기(10)로부터 전송하고자 하는 데이터 비트는, 상기 송신기(10) 내부의 변조부(11)에 의하여 변조되며, 이때 변조된 심볼에는 상기 변조지수(K_mod)가 곱해진다. 따라서 변조된 데이터(X(k))는 하기 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.

X(k) = (I + jQ)*Kmod

여기서, X(k)는 변조지수이고, (I + jQ)는 변조된 심볼이며, K_mod는 변조지수이고, k는 서브캐리어 인덱스이다.

도 5는 역고속푸리에변환기(IFFT) 또는 고속푸리에변환기(FFT)의 입출력 구조를 나타내는 도면이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 적용되는 64 포인트 역고속푸리에변환기(IFFT)(12)와 고속푸리에변환기(FFT)(22)는 64개의 서브 캐리어 중에서 52개만 사용되고 나머지 12개는 사용하지 않는다. 사용되는 서브 캐리어 인덱스(k)는, 도 4에 도시된 바와 같이, DC를 제외한 -26번째 서브 캐리어에서 26번째 서브 캐리어에 해당한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 무선 패킷의 구조를 나타낸다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 무선 패킷은 프리앰블(61, 62)과 데이터 필드(63)로 구성된다. 상기 프리앰블(61, 62)은 주파수 옵셋 및 무선 채널을 보상하기 위해 사용되며, OFDM 수신기(20)에서는 이를 이용하여 주파수 옵셋 및 무선 채널을 보상할 수 있다.

상기 프리앰블(61, 62)은 쇼트 프리앰블(Short Preamble)(61)과 롱 프리앰블(Long Preamble)(62)로 구분될 수 있다. 일반적으로, 상기 쇼트 프리앰블(Short Preamble)(61)은 상기 수신기(20)에서 AGC(Automatic Gain Control), 다이버서티 선택, 타이밍 동기화, 대략적 주파수 동기화를 위해 사용된다. 그리고 상기 롱 프리앰블(Long Preamble)(62)은 채널 추정과 미세 주파수 옵셋을 추정하는데 사용된다. 또한 본 발명의 실시예에서는 상기 롱 프리앰블(62)이 무선 채널을 보상하기 위하여 사용된다.

상기 롱 프리앰블(62)은 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)가 64 포인트 IFFT(12)에 의하여 역고속푸리에변환되어 출력된 64개의 복소 샘플들을 이용하여 구성할 수 있다. 상기 롱 프리앰블(62)은 이와 같은 64개의 복소 샘플 중에서 32개의 복소 샘플들로 구성된 보호구간(Guard Interval, 'GI')(64)과, 상기 64개의 복소 샘플로 구성된 롱 심볼 1 (Long Symbol 1, 'LS1')(65)과 롱 심볼 2 (Long Symbol 2, 'LS2')(66)로 구성된다. 상기 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)는 하기 [수학식 2]와 같다.

L_-26,26 = {1, 1, -1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, -1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, 1, 1, 0, 1, -1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, 1, 1}

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 채널보상부(23)의 세부 구성도이다.

도 7을 참조하면, 본 발명의 실시예에 다른 채널보상부(23)는 채널상태정보(Channel State Information, 'CSI') 획득부(70)와, 절대값취득부(71) 및 위상보상부(72)를 포함한다.

상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)는 고속푸리에변환기(FFT)(22)로부터 수신된 신호의 롱 프리앰블에 포함된 롱 심볼 1(RLS1) 및 롱 심볼 2(RLS2)을 이용하여, 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 얻을 수 있다. 이를 위하여, 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)는 내부에 지연기(73)와, 제1,2 곱셈기(74, 75)와, 가산기(76) 및 1/2 곱셈기(77)를 포함하며, 다음과 같이 동작한다. 즉, 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)에 수신된 롱 심볼 1(RLS1) 및 롱 심볼 2(RLS2) 중, 상기 롱 심볼 1(RLS1)은 사용되는 서브 캐리어의 수에 해당하는 52개 샘플값만큼 상기 지연기(73)에서 지연된 후, 제1 곱셈기(74)로 전달된다. 또한 상기 롱 심볼 2(RLS2)는 제2 곱셈기(75)에 전달된다. 상기 제1 곱셈기(74)는 상기 지연기(73)를 통과한 롱 심볼 1(RLS1)에 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)를 곱한 후 상기 가산기(76)에 전달한다. 그리고 상기 제2 곱셈기(75)는 롱 심볼 2(RLS2)에 대하여 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)를 곱한 후, 상기 가산기(76)에 전달한다. 그러면 상기 가산기(76)는 전달된 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)가 곱해진 두 값을 합산하고, 상기 합산된 신호는 상기 1/2 곱셈기(77)에 의하여 1/2이 곱해진다. 이와 같은 과정에 의하여 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)는 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI(k))를 얻을 수 있으며, 이는 하기 [수학식 3]과 같이 표현될 수 있다.

CSI(k)=(RLS1(k)*LTS(k)+RLS2(k)*LTS(k))/2

여기서 CSI(k)는 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보이며, RLS1(k) 및 RLS2(k)는 롱 심볼이고, LTS(k)는 롱 트레이닝 시퀀스이며, k는 서브 캐리어 인덱스로서 -26에서 26까지의 값을 갖는다.

상기 절대값취득부(71)는 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)에 의하여 얻어진 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값(CSI1(k))을 취하는 기능을 한다.

상기 위상보상부(72)는 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)에 의하여 얻어진 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI(k))의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상만을 보상하는 기능을 한다. 이를 위하여 상기 위상보상부(72)는 내부에 공액복소수추출부(78) 및 제3 곱셈기(79)을 포함한다. 상기 공액복소수추출부(78)는 상기 채널상태정보(CSI) 획득부(70)에 의하여 얻어진 채널 상태 정보(CSI(k))의 공액 복소수를 취하는 기능을 한다. 그리고 상기 제3 곱셈기(79)는 상기 공액복소수추출부(78)에 의하여 얻어진 채널 상태 정보(CSI(k))의 공액 복소수에 대하여 상기 고속푸리에변환기(FFT)(22)의하여 고속푸리에변환된 수신 데이터(R(k))를 곱함으로써, 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 출력할 수 있다. 이와 같은 과정에 의하여 상기 위상보상부(72)에 의하여 얻어진 채널 보상된 데이터 심볼(R1(k))은 하기 [수학식 4]와 같이 표현될 수 있다.

R1(k)=[CSI(k)]^**R(k)

여기서, R1(k)는 채널 보상된 데이터 심볼이고, CSI(k)는 채널 상태 정보이며, R(k)는 고속푸리에 변환된 수신 데이터이고, k는 서브 캐리어 인덱스로서 -26에서 26까지의 값을 갖는다.

이와 같이 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))들은, 상기 복조부(24)에서 데이터 속도에 따라서 복조가 이루어진다. 그리고 상기 복조 시에 사용되는 변조지수(K_mod)값에다가, 상기 절대값취득부(71)에 의하여 얻어진 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값(CSI1(k))의 제곱을 곱한 값을 분류 경계(Decision Boundary)로서 이용할 수 있다. 이와 같은 분류 경계는 하기 [수학식 5]로서 표현될 수 있다.

분류 경계(Decision Boundary)=[CSI1(k)]²*K_mod

여기서, CSI1(k)는 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값이고, K_mod는 변조지수이며, k는 서브 캐리어 인덱스로서 -26에서 26까지의 값을 갖는다.

이와 같이 복조된 데이터는 채널의 정보를 포함하고 있으므로, 채널 코딩에서 코딩 이득을 증가시키며, 상기 복조부(24)의 성능을 향상시킬 수 있게 된다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 채널상태정보(CSI)를 이용하여 데이터를 복조하여 FEC(forward error correction) 했을 때와, 채널상태정보(CSI)를 이용하지 않았을 때의 패킷에러율(Packet Error Rate, 'PER')을 비교한 도면이다.

도 8에서 가로축은 Eb/No를 나타내고, 세로축은 패킷에러율(PER)을 나타낸다. 도 8을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라 CSI를 이용하여 데이터를 복조하여 FEC(forward error correction) 한 경우(with CSI)의 패킷에러율(PER)(81)은 패킷에러율(PER)이 10^-1인 경우를 기준으로 할 때, 상기 CSI를 이용하지 않고서 데이터를 복조한 경우(without CSI)에 패킷에러율(PER)(82)에 비하여 약 2dB이 더 좋아짐을 알 수 있다.

본 발명에 따른 직교주파수분할다중방식 무선랜에서 무선 채널 보상 방법은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현할 수 있다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매 체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 인터넷을 통한 전송과 같이 캐리어 웨이브의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수도 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명에 따르면 직교주파수분할다중방식(OFDM)을 사용하는 무선 랜에서, 롱 프리앰블을 이용하여 무선 채널을 추정하고, 곱셈기를 사용하여 채널을 보상함으로써 하드웨어의 구현을 용이하게 할 수 있는 이점이 있다.

또한 본 발명에 따르면 수신된 데이터를 복조함에 있어서, 얻어진 채널 상태 정보를 이용하여 각 데이터 속도에 맞게 복조함으로써 채널 코딩 이득을 극대화할 수 있는 이점이 있다.

Claims

직교주파수분할다중방식(OFDM)을 사용하는 무선랜에서, 무선 채널을 보상하기 위한 방법에 있어서,

OFDM 수신기에 수신된 신호에 포함된 롱 프리앰블을 이용하여 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 획득하는 제1 단계;및

상기 채널 상태 정보(CSI)의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 획득하는 제2 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1 단계는,

상기 롱 프리앰블에 포함된 롱 심볼 1(RLS1)을 서브 캐리어 수 만큼 지연시키는 후, 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)를 곱하는 단계

상기 롱 프리앰블에 포함된 롱 심볼 2(RLS2)에 상기 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)를 곱하는 단계;및

각각 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)가 곱해진 상기 롱 심볼 1(RLS1) 및 상기 롱 심볼 2(RLS2)를 서로 더한 후, 1/2을 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 방법.
제1항에 있어서, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값의 제곱값을 구하는 단계를 더 포함하고, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값의 제곱값과 데이터의 속도에 대응하는 소정의 변조 지수를 곱한 값은 분류 경계로서 이용되는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 방법.
직교주파수분할다중방식(OFDM)을 사용하는 무선랜에서, 무선 채널을 보상하기 위한 장치에 있어서,

OFDM 수신기에 수신된 신호에 포함된 롱 프리앰블을 이용하여 각 서브 캐리어의 채널 상태 정보(CSI)를 구하기 위한 채널 상태 정보(CSI) 획득부;및

상기 채널 상태 정보(CSI)의 공액 복소수를 취하여, 수신된 데이터(R(k))에 곱함으로써 무선 채널의 위상이 보상된 데이터 심볼(R1(k))을 획득하기 위한 위상보상부를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 장치.
제4항에 있어서, 상기 채널 상태 정보(CSI) 획득부는,

상기 롱 프리앰블에 포함된 롱 심볼 1(RLS1)을 서브 캐리어 수 만큼 지연시키기 위한 지연기;

상기 지연기로부터 출력된 롱 심볼 1(RLS1)에 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)를 곱하기 위한 제1 곱셈기;

상기 롱 프리앰블에 포함된 롱 심볼 2(RLS2)에 상기 롱 트레이닝 시퀀스 (LTS)를 곱하기 위한 제2 곱셈기;및

각각 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)가 곱해진 상기 롱 심볼 1(RLS1) 및 상기 롱 심볼 2(RLS2)를 서로 더하기 위한 덧셈기;및

상기 덧셈기에 의하여 합산되어 출력된 값을 1/2로 곱하기 위한 1/2 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 장치.
제4항에 있어서, 상기 위상보상부는, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값을 취득하기 위한 절대값취득부를 더 포함하고, 상기 채널 상태 정보(CSI(k))의 절대값의 제곱값과 데이터 속도에 대응하는 소정의 변조지수를 곱한 값은 분류 경계로서 이용되는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 장치.
제4항에 있어서, 상기 롱 프리앰블은, 롱 트레이닝 시퀀스(LTS)가 64 포인트 역고속푸리에 변환되어 출력된 64 개의 복소 샘플들을 이용하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중방식(OFDM) 무선랜의 무선 채널 보상 장치.