KR100578723B1

KR100578723B1 - Method and device for dft-based channel estimation in a mimo-ofdm system with pilot subcarriers

Info

Publication number: KR100578723B1
Application number: KR1020040116704A
Authority: KR
Inventors: 서정욱; 김동순; 위정욱
Original assignee: 전자부품연구원
Priority date: 2004-12-30
Filing date: 2004-12-30
Publication date: 2006-05-12

Abstract

본 발명은 파일럿 부반송파를 갖는 MIMO-OFDM 시스템에서 DFT 기반 채널추정 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 상기 채널추정 방법은 (a) 수신된 OFDM 신호로부터 짝수개(

)의 파일럿 부반송파(

)를 추출하는 단계와; (b) 상기 추출된 파일럿 부반송파에 대하여 주파수 영역에서 선형최소평균제곱오차(LMMSE) 추정을 수행하여 각 송신 안테나(

)에 해당하는 파일럿 부채널추정값(

)을 구하는 단계와; (c) 상기 파일럿 부채널추정값(

)을 역이산 푸리에 변환(IDFT)하여 시간 영역에서 다중 경로 채널의 임펄스 응답(

)을 구하는 단계와; (d) 상기 시간 영역의 임펄스 응답에 대하여 잡음 영향을 감소시키기 위한 진폭 조정을 수행하는 단계와; (e) 상기 진폭 조정된 임펄스 응답(

)에 전체 부반송파와 상기 추출된 파일럿 부반송파의 갯수차에 상응하는 0을 삽입하는 단계와; (f) 상기 0이 삽입된 임펄스 응답(

)을 이산 푸리에 변환(DFT)하여 주파수 영역으로 변환하는 단계를 포함한다. 이 때, 상기 MIMO-OFDM 시스템은

개의 각 송신 안테나(

,

)에 해당하는 파일럿 심볼(

,

는 파일럿 부반송파의 개수)은 0이 아닌 값을 가지고 서로 다른 송신 안테나 사이의 파일럿 심볼은 상호 직교한다.The present invention relates to a DFT-based channel estimation method and apparatus therefor in a MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier, wherein the channel estimation method comprises: (a) an even number from received OFDM signals;

Pilot subcarrier ()

Extracting c); (b) Performing a linear minimum mean square error (LMMSE) estimation in the frequency domain with respect to the extracted pilot subcarriers,

) Pilot subchannel estimate (

Obtaining; (c) the pilot subchannel estimation value (

) Is inverse discrete Fourier transform (IDFT) to impulse response (

Obtaining; (d) performing amplitude adjustments to reduce noise effects on the impulse response of the time domain; (e) the amplitude adjusted impulse response (

Inserting 0 corresponding to the number difference between the total subcarriers and the extracted pilot subcarriers); (f) an impulse response with the zero inserted above (

) By discrete Fourier transform (DFT) to the frequency domain. At this time, the MIMO-OFDM system is

Each transmit antenna (

,

Pilot symbol ()

,

The number of pilot subcarriers) is a non-zero value, and pilot symbols between different transmit antennas are orthogonal to each other.

OFDM, MIMO, 채널추정, LMMSE, 이산 푸리에 변환, DFT, Zero paddingOFDM, MIMO, Channel Estimation, LMMSE, Discrete Fourier Transform, DFT, Zero Padding

Description

FIELD OF DEVICE FOR DFT-BASED CHANNEL ESTIMATION IN A MIMO-OFDM SYSTEM WITH PILOT SUBCARRIERS}

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널추정 기법이 적용되는 일반적인 MIMO-OFDM 시스템의 예시도.1 is a diagram illustrating a general MIMO-OFDM system to which a channel estimation technique is applied in accordance with a preferred embodiment of the present invention.

도 2는 데이터 심볼과 파일럿 심볼이 전체 부반송파에 할당되는 구조의 예시도.2 is an exemplary diagram of a structure in which data symbols and pilot symbols are allocated to all subcarriers.

도 3은 기존 LS 추정 방법에서 안테나 사이의 간섭을 피하기 위한 파일럿 심볼 할당 방법의 개념도.3 is a conceptual diagram of a pilot symbol allocation method for avoiding interference between antennas in the conventional LS estimation method.

도 4는 도 1의 DFT 기반 채널추정기(300)의 상세한 구성도.4 is a detailed block diagram of the DFT-based channel estimator 300 of FIG.

본 발명은 OFDM 통신 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로는 파일럿 부반송파를 갖는 MIMO-OFDM 시스템에서 DFT 기반 채널추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다.The present invention relates to an OFDM communication system, and more particularly, to a DFT-based channel estimation method and apparatus in a MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier.

직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 함)은 통신 세션을 위해 할당된 주파수 대역폭을 복수의 협대역 주파수 부대역으로 분할하는 광대역 변조 방식으로서, 각 부대역은 무선 주파수(RF) 부반송파를 포함하며, 각 부반송파는 다른 부채널들 각각에 포함된 RF 부반송파에 대해 수학적으로 직교한다. 상기 부반송파들의 직교성은 그들의 개별 스펙트럼들이 다른 반송파들과의 간섭없이 중첩됨을 허용한다. 주파수 대역폭을 복수의 직교 부대역들로 분할함으로 말미암아 OFDM 방식은 높은 데이터 전송 속도와 매우 효율적인 대역폭 사용이 가능하다.Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is a wideband modulation scheme that divides a frequency bandwidth allocated for a communication session into a plurality of narrowband frequency subbands, each subband being wireless. Frequency subcarriers, each subcarrier being mathematically orthogonal to the RF subcarriers included in each of the other subchannels. The orthogonality of the subcarriers allows their individual spectra to overlap without interference with other carriers. By dividing the frequency bandwidth into a plurality of orthogonal subbands, the OFDM scheme enables high data rates and very efficient bandwidth usage.

OFDM 방식은 무선채널에서 고속으로 데이터 전송을 하고자 할 경우 다중경로에 의해 발생하는 심각한 주파수 선택적 페이딩 채널에 쉽게 대처할 수 있는 장점이 있어 다양한 고속 무선 통신시스템의 전송방식으로 채택되었다. 또한, 고속 데이터 전송시 요구되는 높은 링크 버짓(link budget)을 해결하기 위하여, 송·수신단에 다중 안테나를 사용하여 독립적인 페이딩 채널을 다수개 형성함으로써 다이버시티 이득과 코딩 이득을 동시에 얻는 다중입력 다중출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output, 이하 "MIMO"라 함) 방식에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 특히, 다중경로 페이딩 채널에서 고속 데이터를 전송하고자 할 경우 단일반송파 방식에서는 수신단의 복잡도가 크게 증가하는 반면, 다중 안테나를 갖는 OFDM 방식인 MIMO-OFDM은 링크 버짓을 크게 향상시키면서 수신단을 간단하게 구현할 수 있기 때문에 최근 초고속 전송 방식으로 활발히 연구되고 있다.The OFDM method has been adopted as a transmission method of various high speed wireless communication systems because it can easily cope with the severe frequency selective fading channel caused by multipath when data transmission is required at high speed in a wireless channel. In addition, in order to solve the high link budget required for high-speed data transmission, multiple input multiplexing which simultaneously obtains diversity gain and coding gain by forming a plurality of independent fading channels using multiple antennas at a transmitting and receiving end. MIMO (Multi-Input Multiple-Output, "MIMO") method is actively researched. In particular, when a high-speed data is transmitted in a multipath fading channel, the complexity of a receiver is increased in a single carrier scheme, whereas MIMO-OFDM, an OFDM scheme with multiple antennas, can easily implement a receiver while greatly improving link budget. Recently, it has been actively researched as a high speed transmission method.

한편, OFDM 시스템에서 수신단의 각 부반송파에서 복조되는 기저대역 수신 데이터는 송신 데이터 심볼과 각 부반송파가 겪는 주파수 비선택적 페이딩 채널의 곱으로 나타난다. 코히어런트(coherent) 복조 방식을 사용하는 OFDM 시스템에서는 수신 데이터로부터 송신 데이터 비트 검출을 위해 각 부반송파에서의 채널 페이딩 왜곡을 추정하고, 그 결과를 단일탭 등화기의 계수로 사용하여 각 복조 부반송파로부터 페이딩 왜곡을 제거하게 된다. 이와 같은 데이터 검출 과정에서 검출 성능에 영향을 주는 중요한 요소가 각 부반송파에서의 채널추정이며, 이를 위해 다수의 연구가 이루어져 왔다.Meanwhile, in the OFDM system, baseband received data demodulated in each subcarrier of a receiver is represented as a product of a transmission data symbol and a frequency non-selective fading channel experienced by each subcarrier. In an OFDM system using a coherent demodulation scheme, the channel fading distortion of each subcarrier is estimated to detect the transmitted data bits from the received data, and the result is used as a coefficient of a single tap equalizer from each demodulated subcarrier. This will eliminate fading distortion. An important factor that affects the detection performance in the data detection process is channel estimation in each subcarrier, and many studies have been conducted for this purpose.

OFDM을 위한 채널추정방식은 채널추정기를 유도하는 과정에서 어떤 기준을 사용했느냐에 따라 선형최소평균제곱오차(LMMSE: Linear Minimum Mean Square Error) 기준의 채널추정방식과 최소제곱(LS: Least Square) 기준의 채널추정방식으로 구분할 수 있다. 이 중에서 LS 기준의 채널추정방식은 계산이 매우 간단하지만 잡음의 영향을 크게 받는 단점이 있다. MMSE 기준의 채널추정방식은 잡음의 영향을 고려하여 채널을 추정하므로, LS 기준의 방식에 비해 우수한 추정성능을 나타낸다. 또한, OFDM을 위한 채널추정방식은 채널추정에 사용되는 데이터의 형태에 따라 기본적으로 훈련심볼(training symbol)을 이용한 채널추정방식, 파일럿 부반송파(pilot subcarrier)를 이용한 채널추정방식, 결정지향(decision directed) 채널추정방식으로 구분할 수 있다.The channel estimation method for OFDM is based on the channel estimation method based on Linear Minimum Mean Square Error (LMMSE) and the least square (LS) based on which criterion was used in deriving the channel estimator. It can be divided into channel estimation method. Among them, the channel estimation method based on LS is very simple to calculate, but has a disadvantage of greatly affected by noise. Since the channel estimation method based on the MMSE is estimated by considering the influence of noise, the channel estimation method shows better estimation performance than the LS reference method. In addition, the channel estimation method for OFDM is basically a channel estimation method using a training symbol, a channel estimation method using a pilot subcarrier, and a decision directed according to the type of data used for channel estimation. ) Can be divided into channel estimation methods.

이러한 채널추정방식 중에서, 파일럿 부반송파를 이용하면서 MMSE 기준을 적용한 채널추정방식은 우수한 추정성능을 나타내지만, 계산량이 과도하여 부반송파의 수가 많은 경우에는 구현이 어려운 문제가 있다. 이와 같은 문제는 채널추정 과정을 주파수 영역과 시간 영역을 모두 사용하여 처리하는 이산 푸리에 변환(DFT; Discrete Fourier Transform, 이하 "DFT"라 함) 기반의 채널추정방식을 사용하여 해결할 수 있다. DFT 기반의 채널추정방식에서는 기본적으로 파일럿 부반송파에서 LS 추정방식을 사용하여 파일럿 채널을 추정한 뒤 그 결과를 DFT[실제로는 고속 연산을 위해 고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform)을 사용함]를 사용하여 시간영역으로 변환하여 임펄스 응답을 얻는다. 이와 같이 구한 임펄스 응답에 MMSE 계수를 곱한 후 주파수 영역 보간을 위한 역 이산 푸리에 변환(IDFT)(실제로는 고속 연산을 위해 IFFT를 사용함)을 수행하여 모든 부채널에서의 채널 응답을 추정하게 된다.Among these channel estimation methods, the channel estimation method using the MMSE criterion while using the pilot subcarrier shows excellent estimation performance, but it is difficult to implement when the number of subcarriers is large due to excessive computation. This problem can be solved using a Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method that processes the channel estimation process using both the frequency domain and the time domain. In the DFT-based channel estimation method, the pilot channel is estimated by using the LS estimation method on the pilot subcarrier, and the result is then used as the DFT [actually, using a Fast Fourier Transform (FFT) for fast computation]. To get the impulse response. The impulse response obtained above is multiplied by the MMSE coefficient, and then the inverse discrete Fourier transform (IDFT) (actually, IFFT is used for fast computation) for frequency domain interpolation is used to estimate the channel response in all subchannels.

그러나, DFT 기반 채널추정방식을 파일럿 부반송파를 갖는 MIMO-OFDM에 적용할 경우에는 파일럿 파일럿 부반송파의 위치를 적절히 설계해야 한다. 예컨대, 시공간 블록 부호 OFDM(STBC-OFDM; Space-Time Block Coded OFDM, 이하 "STBC-OFDM"이라 함)과 같은 MIMO-OFDM 시스템에서는 다수의 안테나를 통해 동시에 신호를 전송하며, 그 결과 수신단에서는 각 수신 안테나에 모든 송신 안테나에서 전송한 신호가 선형적으로 결합되어 나타나게 된다. 이에 따라, 각 송신 안테나에서 할당되는 파일럿 부반송파들의 위치가 모두 동일할 경우 수신단에서는 파일럿 부반송파들의 중첩으로 인한 간섭이 발생하게 되어 파일럿 부반송파에서의 LS 추정 성능이 크게 저하되며 결국 채널추정 성능이 열화 된다. 이 때, 간섭의 크기는 송신 안테나의 수에 비례하여 증가한다. 이를 회피할 수 있는 방법으로 특정 안테나에서 사용하는 파일럿 부반송파의 위치를 다른 안테나에서 사용하지 않는 방법이 있다. 그러나, 이 방법은 유효 데이터 부반송파의 수를 감소시키며 이는 송신 안테나의 수에 비례하여 감소한다. However, when the DFT-based channel estimation scheme is applied to the MIMO-OFDM having the pilot subcarriers, the pilot pilot subcarriers must be properly designed. For example, in a MIMO-OFDM system, such as Space-Time Block Coded OFDM (STBC-OFDM) (hereinafter referred to as "STBC-OFDM"), signals are simultaneously transmitted through multiple antennas. Signals transmitted from all transmitting antennas are linearly coupled to the receiving antenna. Accordingly, when the positions of the pilot subcarriers allocated to each transmitting antenna are the same, interference occurs due to the overlapping of pilot subcarriers at the receiving end, thereby significantly degrading LS estimation performance of the pilot subcarriers and ultimately degrading channel estimation performance. At this time, the magnitude of the interference increases in proportion to the number of transmitting antennas. As a way of avoiding this, there is a method in which the position of the pilot subcarriers used in a specific antenna is not used in another antenna. However, this method reduces the number of valid data subcarriers, which decreases in proportion to the number of transmit antennas.

전술한 문제점을 해결하고자, 본 발명은 파일럿 부반송파를 갖는 MIMO-OFDM 시스템에서, 모든 송신 안테나가 동일한 파일럿 부반송파를 사용하면서도 간섭의 영향을 극복하여 파일럿 부채널을 추정하고 그 결과를 이용하여 DFT 기반 채널추정을 수행하는 새로운 채널추정 방식을 제공하는 데 그 목적이 있다.In order to solve the above-described problem, the present invention, in the MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier, all the transmitting antennas use the same pilot subcarrier while overcoming the influence of interference to estimate the pilot subchannel and using the result DFT-based channel The purpose is to provide a new channel estimation method for performing estimation.

전술한 목적을 달성하고자, 본 발명의 제1 측면에 따르면, 파일럿 부반송파를 가지며

개의 각 송신 안테나(

,

)에 해당하는 파일럿 심볼(

,

는 파일럿 부반송파의 개수)은 0이 아닌 값을 가지고 서로 다른 송신 안테나 사이의 파일럿 심볼은 상호 직교하는 MIMO-OFDM 시스템에서, 이산 푸리에 변환(DFT) 기반 채널추정 방법이 제공되며, (a) 수신된 OFDM 신호로부터 짝수개(

)의 파일럿 부반송파(

)에 해당하는 파일럿 부채널추정값(

)을 구하는 단계와; (c) 상기 파일럿 부채널추정값(

)에 전체 부반송파와 상기 추출된 파일럿 부반송파의 갯 수차에 상응하는 0을 삽입하는 단계와; (f) 상기 0이 삽입된 임펄스 응답(

)을 이산 푸리에 변환(DFT)하여 주파수 영역으로 변환하는 단계를 포함한다.In order to achieve the above object, according to the first aspect of the invention, having a pilot subcarrier

Each transmit antenna (

,

Pilot symbol ()

,

In a MIMO-OFDM system in which the number of pilot subcarriers) is a non-zero value and pilot symbols between different transmit antennas are orthogonal to each other, a Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method is provided. Even number from OFDM signal (

Pilot subcarrier ()

) Pilot subchannel estimate (

Obtaining; (c) the pilot subchannel estimation value (

) Is inverse discrete Fourier transform (IDFT) to impulse response (

Inserting 0 corresponding to the number aberration of the total subcarriers and the extracted pilot subcarriers) (f) an impulse response with the zero inserted above (

) By discrete Fourier transform (DFT) to the frequency domain.

이 때, 상기 (b) 단계는 추정 오차

를 최소화 시키는

크기의 LMMSE 추정기 행렬(

)에 대하여

에 의하여 파일럿 부채널추정값(

)을 계산하며, 상기 LMMSE 추정기 행렬(

)은

(여기서,

는 i 번째 채널

의 자기상관 행렬이며,

는 i 번째 송신 안테나의 파일럿 심볼 벡터,

는 잡음의 자기상관 행렬)를 만족시킨다. 또한, 상기 파일럿 부반송파는

(

)를 만족시킬 수 있다. At this time, step (b) is an estimation error

To minimize

LMMSE estimator matrix of size (

)about

The pilot subchannel estimate by

) And the LMMSE estimator matrix (

)silver

(here,

The i th channel

Is an autocorrelation matrix of

Is the pilot symbol vector of the i th transmit antenna,

Satisfies the autocorrelation matrix of the noise. In addition, the pilot subcarrier is

(

) Can be satisfied.

그리고, 상기 파일럿 부반송파는

,

를 만족시킬 수 있다. The pilot subcarrier is

,

Can satisfy.

본 발명의 제2 측면에 따르면, 전술한 채널추정 방법의 각 단계를 수행하는 수단이 구비된 채널추정 장치가 제공된다.According to a second aspect of the present invention, there is provided a channel estimation apparatus equipped with means for performing each step of the above-described channel estimation method.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하며, 도면 전체에 걸쳐 동일한 도면 부호는 동일하거나 유사한 구성 요소를 지칭하고 있다.DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings, wherein like reference numerals refer to like or similar components throughout.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널추정 기법이 적용되는 일반적인 MIMO-OFDM 시스템의 구성을 개략적으로 예시하고 있다. 1 schematically illustrates a configuration of a general MIMO-OFDM system to which a channel estimation scheme is applied according to a preferred embodiment of the present invention.

도시된 바와 같이, MIMO-OFDM 시스템의 송신단은 MIMO 인코더(110), P 개의 파일럿 삽입 및 직병렬 변환(S/P)부(120), P 개의 IFFT 및 병직렬 변환(P/S)부(130), 그리고 P 개의 송신 안테나(140)로 구성되어 있으며, 수신단은 Q 개의 수신 안테나(210), Q 개의 직병렬 변환(S/P) 및 FFT부(220), MIMO 디코더(230), 그리고 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DFT 기반 채널추정기(300)으로 구성되어 있다. 이러한 구성은 P 개의 송신 안테나(140)와 Q 개의 수신 안테나를 채택하여 독립적인 페이딩 채널을 다수개 형성함으로써, 다이버시티 이득과 코딩 이득을 동시에 얻을 수 있는 것이다. As shown, the transmitting end of the MIMO-OFDM system includes a MIMO encoder 110, P pilot insertion and serial-to-parallel conversion (S / P) unit 120, P IFFT and parallel-to-parallel conversion (P / S) unit ( 130, and P transmit antennas 140, and the receiving end includes Q receive antennas 210, Q serial-to-parallel conversion (S / P) and FFT unit 220, MIMO decoder 230, and DFT-based channel estimator 300 in accordance with a preferred embodiment of the present invention. Such a configuration employs P transmit antennas 140 and Q receive antennas to form a plurality of independent fading channels, thereby simultaneously obtaining diversity gain and coding gain.

먼저, 송신단의 MIMO 인코더(110)에서는 사용하고자 하는 MIMO 방식에 따라 입력 데이터 심볼을 부호화 하여 P 개의 데이터 심볼열(

)을 생성한다. 대표적인 MIMO 부호에는 전술한 바와 같이 STBC가 있다. 부호화 된 P 개의 데이터 열은 다음과 같이 Nu 개의 데이터 심볼로 구성된다.First, the MIMO encoder 110 of the transmitting end encodes the input data symbols according to the MIMO scheme to be used, thereby generating P data symbol strings (

) Representative MIMO codes include STBC as described above. The coded P data stream consists of Nu data symbols as follows.

이어서, 파일럿 삽입 및 직병렬 변환(S/P)부(120)에 의하여, Np 개의 파일럿 데이터 심볼이 파일럿 부반송파 위치에 삽입된다. 이와 같이 형성된 P 개의 데이터 열은 다음과 같이 표현된다.Subsequently, Np pilot data symbols are inserted at the pilot subcarrier position by the pilot insertion and serial-to-parallel conversion (S / P) unit 120. The P data columns thus formed are expressed as follows.

여기서, 파일럿 부반송파 위치에서의 데이터는 다음과 같이 정의된다.Here, data at the pilot subcarrier position is defined as follows.

여기서, D는 파일럿 부반송파 최소 간격이며, (·) _I 는 괄호안의 결과에서 정수부를 취함을 의미한다. 또한,

는 i 번째 송신 안테나에 할당되는 파일럿 심볼을 나타낸다. N _v 를 가상 부반송파로 할당된 부반송파의 수라 할 때, 예컨대, Nu = 11, Np = 4, D = 4인 경우에, i 번째 송신 안테나에서 부호화 데이터 심볼과 파일럿 심볼이 전체 부반송파에 할당되는 구조를 도 2에 도시하였다. 이 때, 각 안테나에 해당하는 OFDM 심볼의 전체 부반송파 수 N은 다음의 관계를 만족한다.Where D is the pilot subcarrier minimum spacing and (·) _I means take the integer part from the result in parentheses. Also,

Denotes a pilot symbol assigned to the i th transmit antenna. When N _v is the number of subcarriers allocated as the virtual subcarriers, for example, Nu = 11, Np = 4, and D = 4, a structure in which encoded data symbols and pilot symbols are allocated to all subcarriers in the i th transmit antenna is shown. 2 is shown. At this time, the total number of subcarriers N of the OFDM symbol corresponding to each antenna satisfies the following relationship.

수학식 4에서 1은 DC에 해당하는 부반송파를 의미한다. 본 발명에서는 모든 송신 안테나에서 동일한 파일럿 부반송파 위치를 사용한다고 가정한다. In Equation 4, 1 means a subcarrier corresponding to DC. In the present invention, it is assumed that all transmit antennas use the same pilot subcarrier position.

수학식 2의

는 IFFT 및 병직렬 변환(P/S)부(130)에서 각각 IFFT를 거쳐 시간영역 기저대역 변조신호로 변환되며, cyclic prefix(CP)가 추가된 후 해당 안테나(140)를 통해 무선 채널로 전송된다. Of equation (2)

Is converted into a time domain baseband modulated signal through an IFFT in the IFFT and parallel-serial conversion (P / S) unit 130, and is transmitted to the wireless channel through the corresponding antenna 140 after a cyclic prefix (CP) is added. do.

한편, 본 발명에서는 파일럿 부반송파와 채널추정의 관계를 중점적으로 다룰 것이므로, 편의상 가상 부반송파의 수를 0으로 가정한다. 가상 부반송파의 수가 0 이 아닌 경우에도 본 발명에 따른 파일럿 부채널추정 방법을 그대로 적용할 수 있다. 파일럿 부채널을 추정한 뒤 DFT를 수행하여 임펄스 응답을 얻게 되는데, 이 때 가상 부반송파가 영향을 미치게 되지만, 선형 예측을 이용한 가상 반송파 추정 방식을 사용하게 되면 가상 부반송파의 영향을 감소시킬 수 있다.On the other hand, the present invention will focus on the relationship between the pilot subcarrier and the channel estimation, it is assumed that the number of virtual subcarriers to zero for convenience. Even when the number of virtual subcarriers is not 0, the pilot subchannel estimation method according to the present invention can be applied as it is. After estimating the pilot subchannel, DFT is performed to obtain an impulse response. At this time, the virtual subcarrier affects the virtual subcarrier. However, when the virtual carrier estimation method using linear prediction is used, the influence of the virtual subcarrier can be reduced.

수신단의 j 번째 수신 안테나(210)로 수신된 시간영역 수신신호(

)에는 P 개의 송신신호가 선형 결합되어 있으며, 직병렬 변환(S/P) 및 FFT부(220)는 수신신호로부터 cyclic prefix를 제거한 후 N 개의 신호(이산시간 신호이므로 이를 샘플이라고 칭함)에 대해 FFT를 수행하여 다음과 같은 기저대역 복조심볼을 얻는다.The time-domain received signal received by the j- th receive antenna 210 of the receiver (

), P transmission signals are linearly coupled, and the S / P and FFT unit 220 removes the cyclic prefix from the received signal and then, for N signals (since it is a discrete time signal, it is called a sample). Perform the FFT to obtain the following baseband demodulation symbols.

여기서, 각 수신 안테나로 수신되는 Q 개의 신호 사이에 시간 동기가 완벽하게 이루어졌다는 가정을 하였으며, 반송파 주파수 동기도 완벽하다고 가정하였다. 수학식 5에서

는 그 원소로

를 갖는

크기의 대각 행렬(diagonal matrix)이며,

는

크기의 복소수 벡터로서 평균이 0이고 분산이

인 가산성 백색 가우스 잡음(AWGN)을 나타낸다. 또한, 복소 벡터

는 i 번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이에 존재하는 다중 경로 채널의 주파수 응답을 나타낸다.

는 평균이 0이고 서로 다른 송신 안테나에 독립적인 복 소수 가우스 확률 변수로 가정할 수 있으므로,

와

사이의 상호상관 함수는 다음과 같이 표현할 수 있다.Here, it is assumed that time synchronization is perfectly performed between Q signals received by each receiving antenna, and carrier frequency synchronization is also assumed to be perfect. In equation (5)

Is the element

Having

Is a diagonal matrix of magnitude,

Is

Complex vector of magnitude, with mean 0 and variance

Phosphorus Additive White Gaussian Noise (AWGN). Complex vector

Denotes the frequency response of the multipath channel existing between the i th transmit antenna and the j th receive antenna.

Can be assumed to be a complex Gaussian random variable with a mean of 0 and independent of different transmit antennas,

Wow

The cross-correlation function between can be expressed as

여기서,

는 다중경로 채널의 다중경로 지연 프로파일(multipath delay profile)을 이용하여 다음과 같이 다시 표현할 수 있다.here,

The multipath delay profile of the multipath channel can be expressed as follows.

여기서,

는 부반송파 간격을 나타낸다. 또한,

과

은 l 번째 경로의 평균 전력과 지연 시간을 나타낸다. 이하, 표현을 간결히 하기 위해, 수신 안테나 인덱스 j를 생략한다.here,

Denotes a subcarrier spacing. Also,

and

Denotes the average power and delay time of the l- th path. Hereinafter, in order to simplify the expression, the reception antenna index j is omitted.

도 4는 도 1의 DFT 기반 채널추정기(300)의 상세한 구성을 도시하고 있으며, 파일럿 부반송파 추출부(310), 주파수영역 LMMSE 추정부(320), N-point IFFT(330), 시간영역 MMSE 계수 곱셈부(340), (N-N _P ) Zero Padding부(350), 및 N-point FFT(360)로 구성되어 있다.4 illustrates a detailed configuration of the DFT-based channel estimator 300 of FIG. 1, and includes a pilot subcarrier extractor 310, a frequency domain LMMSE estimator 320, an N-point IFFT 330, and a time domain MMSE coefficient. The multiplication unit 340, the ( NN _P ) Zero Padding unit 350, and the N-point FFT (360).

한편, 전술한 수학식 5를 통해 알 수 있는 바와 같이, 파일럿 부반송파 추출부(310)에 의하여 파일럿 부반송파 위치에서 kD 번째 파일럿 부반송파로부터의 추출되는 복조 데이터 심볼은 다음과 같다.On the other hand, as can be seen through the above equation (5), the demodulated data symbols extracted from the kD- th pilot subcarrier in the pilot subcarrier position by the pilot subcarrier extraction unit 310 is as follows.

p(

) 번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 파일럿 부채널 응답을 추정하기 위해, 기존의 단일 안테나에서 사용하던 LS 기준의 채널추정기를 수학식 8에 적용하면 다음의 결과를 얻게 된다. p (

In order to estimate the pilot subchannel response between the 0 th transmit antenna and the receive antenna, applying the LS reference channel estimator used in the conventional single antenna to Equation 8 gives the following result.

수학식 9를 살펴보면, 추정된 파일럿 부채널 응답에는 추정하고자 하는 k 번째 부채널 응답과 잡음 성분 이외에 또 다른 성분이 포함되는 것을 쉽게 알 수 있다. 만약 kD 번째 파일럿 심볼이 송신 안테나의 인덱스와 상관 없이 모두 동일하다면, P 개의 독립적인 채널이 더해진 결과가 추정되며, P-1 개의 채널이 간섭으로 작용하게 되는 것이다. Looking at Equation 9, it can be easily seen that the estimated pilot subchannel response includes another component in addition to the k- th subchannel response and noise component to be estimated. If the kD th pilot symbols are the same regardless of the index of the transmitting antenna, the result of adding the P independent channels is estimated, and the P- 1 channels act as interference.

이와 같은 문제를 해결할 수 있는 가장 간단한 방법은 도 3에 도시된 바와 같이, 안테나 사이에 간섭이 발생하지 않도록 0을 할당하는 것이다. 한편, 도 3은 P가 4인 경우에 기존 LS 추정 방법에서 안테나 사이의 간섭을 피하기 위한 파일럿 심볼 할당 방법을 도시하고 있다. 그러나, 이 경우에는 안테나의 수가 증가할수록 파일럿 간격이 작아져야 하므로, 파일럿 오버헤드가 크게 증가하는 단점이 있다.The simplest way to solve this problem is to assign 0 to avoid interference between antennas, as shown in FIG. Meanwhile, FIG. 3 illustrates a pilot symbol allocation method for avoiding interference between antennas in the conventional LS estimation method when P is 4. However, in this case, the pilot interval needs to be smaller as the number of antennas increases, which leads to a large increase in pilot overhead.

1. LMMSE 기반의 파일럿 부채널추정1. Pilot Subchannel Estimation Based on LMMSE

주파수영역 LMMSE 추정부(320)에 의하여 수행되는, 파일럿 부반송파 위치에서의 LMMSE 채널추정을 위해 먼저 다음과 같이 파일럿 부채널 벡터를 정의한다.For the estimation of the LMMSE channel at the pilot subcarrier position, which is performed by the frequency domain LMMSE estimator 320, first, a pilot subchannel vector is defined as follows.

그리고, 파일럿 부반송파 위치에서의 수신 데이터 심볼 벡터를 다음과 같이 정의한다.The received data symbol vector at the pilot subcarrier position is defined as follows.

수학식 10과 파일럿 심볼을 이용하여 수학식 11을 다시 표현하면 다음과 같다.Re-expression of Equation 11 using Equation 10 and pilot symbols is as follows.

여기서, diag{ }는 { }안의 원소를 대각 원소로 갖는 대각 행렬을 의미한다. 수학식 12의

으로부터 수학식 10의

를 추정하기 위하여, 수학식 12에

의 크기를 갖는 채널추정기 벡터(행렬)

를 다음과 같이 곱한다.Here, diag {} means a diagonal matrix having elements in {} as diagonal elements. Of Equation 12

From Equation 10

In order to estimate,

Channel estimator vector with matrix of matrix

Multiply by

이 때,

는 추정 오차

를 최소화 시키기 위해 선형 MMSE 추정기(즉, LMMSE 추정기)가 되어야 한다. LMMSE 추정기(320)의 기능 또는 작용은 직교 원리(orthogonality principle)를 사용하여 다음과 같이 유도할 수 있다. At this time,

Is an estimation error

We need to be a linear MMSE estimator (ie LMMSE estimator) to minimize The function or action of the LMMSE estimator 320 can be derived as follows using the orthogonality principle.

여기서,

는 행렬의 Hermitian transpose를 나타낸다.here,

Denotes the Hermitian transpose of the matrix.

또한,

는 복조된 파일럿 데이터 벡터의 자기상관 행렬로서, 수학식 12를 대입하면 다음과 같이 표현된다.Also,

Is an autocorrelation matrix of a demodulated pilot data vector, and is substituted as follows.

여기서,

와

는 각각 파일럿 부반송파 위치에서의 i 번째 채널의 자기상관 행렬(즉, i 번째 송신 안테나에 대한 다중경로 채널의 자기 상관 행렬)과 잡음의 자기상관 행렬을 나타낸다. 또한, 수학식 15에서,

는 i 번째 안테나의 파일럿 채널과 복조 파일럿 데이터 사이의 상호상관 행렬로서, 다음과 같이 나타낼 수 있다. here,

Wow

Denote the autocorrelation matrix of the i- th channel (ie, the autocorrelation matrix of the multipath channel for the i- th transmit antenna) and the noise autocorrelation matrix at the pilot subcarrier position, respectively. Also, in Equation 15,

Is a cross-correlation matrix between the pilot channel of the i- th antenna and the demodulated pilot data, and may be expressed as follows.

수학식 17과 수학식 18을 수학식 16에 대입하면, 그 결과로부터

를 구할 수 있다. 이를 위해, 먼저 수학식 16을 정리하면 다음과 같다.Substituting Equation 17 and Equation 18 into Equation 16 results in

Can be obtained. To this end, first, Equation 16 is summarized as follows.

수학식 19에 수학식 17과 수학식 18을 대입하면 다음과 같다.Substituting Equation 17 and Equation 18 into Equation 19 is as follows.

2. LMMSE 추정기를 위한 파일럿 심볼 구조.2. Pilot symbol structure for the LMMSE estimator.

수학식 20에 유도한 LMMSE 채널추정기(320)의 추정 방법을 사용할 경우에 요구되는 파일럿 심볼의 데이터 패턴을 다음과 같이 제안한다. 한편, LMMSE 추정기는 오차의 평균이 0이어야 한다. The data pattern of the pilot symbol required when using the estimation method of the LMMSE channel estimator 320 derived in Equation 20 is proposed as follows. On the other hand, the LMMSE estimator should have a mean of zero error.

또한, 서로 다른 채널에서의 오차들은 다음과 같이 상호 직교하는 성질을 가져야 한다. In addition, the errors in different channels should be mutually orthogonal as follows.

수학식 22에서

을 구하면 다음과 같다.In Equation 22

Is obtained as follows.

수학식 18과 수학식 20을 수학식 23에 대입하여 정리하면 다음과 같다.Equation (18) and (20) by substituting the equation (23) as follows.

Tr{AB} = Tr{BA}이고,

이므로, 수학식 22는 다음과 같이 다시 표현할 수 있다.Tr {AB} = Tr {BA}

Therefore, Equation 22 can be expressed as follows.

만약 SNR이 충분히 높아 잡음의 영향을 무시할 수 있고, 모든 파일럿 심볼이 0이 아닌 동일 크기값

을 갖는다고 가정하면,

는

로 표현할 수 있다. 또한,

는

로 단순화 되며, 이 때

이다. 이와 같은 조건을 만족시키는 모든 송신 안테나에 해당하는 파일럿 심볼들의 조건은

에 대해 다음과 같이 얻을 수 있다.If the SNR is high enough to ignore the effects of noise, all pilot symbols are nonzero equal magnitude values.

Suppose we have

Is

Can be expressed as Also,

Is

Is simplified to

to be. The conditions of pilot symbols corresponding to all transmit antennas satisfying such conditions are

Can be obtained as follows.

결국, LMMSE 추정기(320)를 사용하여 파일럿 부반송파에서의 파일럿 부채널을 추정하기 위해서는, P 개의 송신 안테나를 통해 전송되는 중첩 파일럿 심볼들이 수학식 26의 조건을 만족하도록 설계되어야 한다는 결론을 얻을 수 있다. 또한, 수학식 26에서 알 수 있듯이, 이 조건을 만족시키기 위해서는 채널추정에 사용되는 파일럿 부반송파의 수가 짝수가 되어야 한다. 이와 같은 조건을 정리하면 다음과 같다.As a result, in order to estimate the pilot subchannel in the pilot subcarrier using the LMMSE estimator 320, it can be concluded that overlapping pilot symbols transmitted through the P transmit antennas must be designed to satisfy the condition of Equation 26. . In addition, as shown in Equation 26, in order to satisfy this condition, the number of pilot subcarriers used for channel estimation must be even. This condition is summarized as follows.

(1) 파일럿 부반송파의 수

는 짝수이어야 한다. 만약

가 홀수라면 전체 대역을 몇 개의 블록으로 분할하고, 각 블록에 포함되는 파일럿 부반송파의 수가 짝수개가 되도록 하여 채널추정을 수행한다. 대안으로서,

가 홀수인 경우

개의 파일럿 부반송파를 사용하여 채널추정을 수행한다. (1) number of pilot subcarriers

Must be an even number. if

If is odd, the whole band is divided into several blocks, and the channel estimation is performed by making the number of pilot subcarriers included in each block even. As an alternative,

Is odd

Channel estimation is performed using two pilot subcarriers.

(2) 각 송신 안테나에 해당하는 파일럿들은 0이 아닌 값을 가져야 한다. 즉,(2) Pilots corresponding to each transmit antenna should have a non-zero value. In other words,

(3) 서로 다른 안테나 사이의 파일럿 심볼은 상호 직교해야 한다. 즉,(3) Pilot symbols between different antennas should be orthogonal to each other. In other words,

3. DFT를 이용한 채널추정3. Channel Estimation Using DFT

수학식 15를 사용하여 각 송신 안테나에 해당하는 파일럿 부채널을 추정하고 나면, 다음 단계로 임펄스 응답을 추정해야 한다. 파일럿 부반송파의 간격이 코히 어런스 대역폭보다 작은 경우에 주파수 영역 샘플링 이론을 만족시키며, 이 경우 파일럿 부채널을 시간 영역으로 변환시키면 다중 경로 채널의 임펄스 응답을 구할 수 있다. 즉, N-point IFFT(330)에서는, 수학식 15를 IFFT하여,

에 대해 다음과 같이 임펄스 응답을 얻는다.After Equation 15 is used to estimate the pilot subchannel corresponding to each transmit antenna, the impulse response should be estimated as the next step. The frequency domain sampling theory is satisfied when the pilot subcarrier spacing is smaller than the coherence bandwidth. In this case, the impulse response of the multipath channel can be obtained by converting the pilot subchannel to the time domain. That is, in the N-point IFFT 330, the equation 15 is IFFT,

For impulse response:

수학식 27의 결과에서, 잡음의 영향을 감소시키기 위해 진폭조정을 수행한다. 이를 위해, 시간영역 MMSE 계수 곱셈부(340)는 다음과 같이 MMSE 계수를 곱한다.In the result of Equation 27, amplitude adjustment is performed to reduce the effect of noise. To this end, the time domain MMSE coefficient multiplication unit 340 multiplies the MMSE coefficients as follows.

여기서,

은 MMSE 계수이며,

이다. 이제 수학식 28의

으로부터 주파수 영역 부채널 응답을 구해야 하는데, 이 때 파일럿 부채널 응답 사이의 D-1 개의 데이터 부채널 응답을 구해야 하므로 주파수 영역 보간을 수행해야 한다. 즉, (N-N _P ) Zero Padding부(350)에 의하여 수학식 28의

에

개의 0을 삽입하는 zero padding을 수행하고, 그 결과를 N-point FFT(360)에서 FFT한다. 이러한 과정은 다음과 같이 표현된다.here,

Is the MMSE factor,

to be. Now in Equation 28

From the frequency domain subchannel response, we need to obtain the D -1 data subchannel responses between the pilot subchannel responses. That is, ( NN _P ) by the Zero Padding unit 350 of Equation 28

on

Zero padding inserting zeros is performed and the result is FFTed at the N-point FFT 360. This process is expressed as follows.

여기서,

이다. here,

to be.

이상 설명한 DTF 기반 채널추정 방법은 하나의 OFDM 심볼이 아닌 여러 개의 OFDM 심볼에 대하여, 시간-주파수의 2차원 영역에서 채널추정을 수행할 경우에 적용 가능하다. 즉, 다수의 OFDM 심볼에 포함된 파일럿 심볼들을 이용하여 파일럿 부채널을 추정하고, 각 OFDM 심볼에 해당하는 추정된 파일럿 부채널을 이용하여 매 OFDM 심볼에 해당하는 DFT 기반 채널추정을 수행함으로써, 모든 데이터 부채널을 추정할 수 있다.The DTF-based channel estimation method described above can be applied to channel estimation in a two-dimensional region of time-frequency for a plurality of OFDM symbols instead of one OFDM symbol. That is, the pilot subchannels are estimated using the pilot symbols included in the plurality of OFDM symbols, and the DFT-based channel estimation corresponding to each OFDM symbol is performed by using the estimated pilot subchannels corresponding to each OFDM symbol. Data subchannels can be estimated.

이상에서 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 설명하였으나, 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 여타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 예컨대, 본 발명에서 MIMO- OFDM 시스템은 복수개의 송신 안테나를 구비하는 경우로서, 수신 안테나가 복수가 아닌 경우, 즉 수신 안테나가 하나인 시스템을 포함한다. 따라서, 본 발명의 보호 범위는 이하의 특허청구범위에 의해서 정해져야 할 것이다.Although the preferred embodiment according to the present invention has been described above, this is merely exemplary and those skilled in the art will understand that various modifications and equivalent other embodiments are possible therefrom. For example, in the present invention, the MIMO-OFDM system includes a plurality of transmit antennas, and includes a system in which there are not a plurality of receive antennas, that is, one receive antenna. Therefore, the protection scope of the present invention should be defined by the following claims.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 채널추정 방식을 MIMO-OFDM에 적용하면, 기존의 LS 추정 기법을 사용할 때 발생하는 파일럿 심볼간 간섭이 발생하지 않는다. As described above, when the channel estimation scheme according to the present invention is applied to MIMO-OFDM, the interference between pilot symbols generated when using the conventional LS estimation scheme does not occur.

더욱이, 본 발명에 따른 채널추정 방법은 LMMSE 추정기를 사용하지만, 기존의 방식과 같이 모든 데이터 부채널에 LMMSE 추정기를 사용하지 않고, 소수의 파일럿 부채널에만 적용하므로 구현의 복잡도가 크게 감소한다. 또한, DFT 기반 채널추정 방식에서 임펄스 응답을 구하는 과정에서 필요한 파일럿 부채널추정값을 LMMSE를 사용하여 구하므로, 추정 성능이 현저히 향상된다. Moreover, the channel estimation method according to the present invention uses the LMMSE estimator, but does not use the LMMSE estimator for all data subchannels as in the conventional method, and applies only to a few pilot subchannels, thereby greatly reducing the complexity of the implementation. In addition, since the pilot subchannel estimation value required in the process of obtaining an impulse response in the DFT-based channel estimation method is obtained using the LMMSE, the estimation performance is significantly improved.

그리고, 본 발명에 따른 채널추정 방법은 MIMO-OFDM 시스템에서 STBC, STTC, 블래스트(BLAST) 등의 어떠한 전송 다이버시티 구조 또는 부호를 사용하느냐에 관계 없이, 모든 구조에 적용 가능한 장점이 있다.In addition, the channel estimation method according to the present invention has an advantage that it can be applied to all structures regardless of which transmission diversity structure or code such as STBC, STTC, BLAST, etc. is used in the MIMO-OFDM system.

Claims

Has a pilot subcarrier,

Each transmit antenna (

,

Pilot symbol ()

,

In the MIMO-OFDM system in which the number of pilot subcarriers) has a non-zero value, and pilot symbols between different transmit antennas are orthogonal to each other, a Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method,

(a) Even number (from received OFDM signal)

Pilot subcarrier ()

),

(b) Performing a linear minimum mean square error (LMMSE) estimation in the frequency domain with respect to the extracted pilot subcarriers,

) Pilot subchannel estimate (

),

(c) the pilot subchannel estimation value (

Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT), the impulse response (

),

(d) performing amplitude adjustments to reduce noise effects on the impulse response of the time domain;

(e) the amplitude adjusted impulse response (

), The number difference between the total subcarriers and the extracted pilot subcarriers (

Inserting 0 corresponding to),

(f) an impulse response with the zero inserted above (

) And discrete Fourier transform (DFT) to the frequency domain

Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method in a MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier comprising a.

The method of claim 1, wherein step (b)

Minimizing the estimation error

LMMSE estimator matrix of size (

)about,

The pilot subchannel estimate by

),

The LMMSE estimator matrix (

)silver

(here,

The i th channel

Is an autocorrelation matrix of

Is the pilot symbol vector of the i th transmit antenna,

Is the autocorrelation matrix of noise)

Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method in MIMO-OFDM system with pilot subcarriers.

The method of claim 1 or 2, wherein the pilot subcarrier is

(

Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method in a MIMO-OFDM system with pilot subcarriers.

The method of claim 3, wherein the pilot subcarrier,

,

A Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method in a MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier that satisfies.

The method of claim 1 or 2, wherein step (c)

about,

By the impulse response (

Discrete Fourier Transform (DFT) based channel estimation method in a MIMO-OFDM system having a pilot subcarrier.

The method of claim 5, wherein step (d)

(here,

Is the amplitude adjusted impulse response (< / RTI >

The method of claim 6, wherein step (e)

By impulse response

Has a pilot subcarrier,

Each transmit antenna (

,

Pilot symbol ()

,

Is a discrete Fourier transform (DFT) based channel estimation apparatus in a MIMO-OFDM system in which the number of pilot subcarriers) has a non-zero value, and pilot symbols between different transmit antennas are orthogonal to each other.

Even number (from received OFDM signal)

Pilot subcarrier ()

A pilot subcarrier extraction unit for extracting

A linear minimum mean square error (LMMSE) estimation is performed on the extracted pilot subcarriers in a frequency domain to obtain each transmit antenna (

) Pilot subchannel estimate (

LMMSE estimator for