KR100553544B1

KR100553544B1 - 버스트 직교 주파수분할 다중 전송 시스템에서 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화방법

Info

Publication number: KR100553544B1
Application number: KR1020020052294A
Authority: KR
Inventors: 김기윤; 김호; 최형진
Original assignee: 삼성탈레스 주식회사
Priority date: 2002-08-31
Filing date: 2002-08-31
Publication date: 2006-02-20
Also published as: KR20040020643A; US20040042385A1; US7554902B2

Abstract

본 발명은 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드 전송에서의 전송 데이터 프레임에 관한 것으로, 구체적으로는 이 프레임을 이용한 주파수 오프셋 추정 방법 및 채널 등화 방법에 관한 것이다. 본 발명에서의 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드 전송시에 사용되는 전송 데이터 프레임은, 주파수 오프셋 추정 및 채널 추정을 위한 프리앰블 영역의 보호구간의 길이를 심벌 크기를 고려하여 제한하지 않고, 채널 환경에 맞게 적절히 설계할 수 있도록 하며, ISI를 고려하여 프리앰블의 보호구간 영역의 후반부 데이터만 가지고 주파수 오프셋을 추정할 수 있도록 하는 것을 특징으로 한다. 또한 본 발명의 주파수 오프셋 추정 방법은 적은 수의 상관 샘플수를 가지고, 요구되는 주파수 추정 성능을 만족시킬 수 있는 효과가 있다. 그리고, 채널 등화에서는 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음으로 인한 채널 추정의 부정확성을 줄일 수 있도록 두 심벌에 대해 시간영역 샘플별로 평균을 취함으로써 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음의 영향을 줄였고, 주파수 영역에서는 인접 부반송파에 가중치를 두어 참조하여, 채널 등화 계수를 구함으로써 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음의 영향을 효과적으로 낮출 수 있는 효과가 있다.

Description

버스트 직교 주파수분할 다중 전송 시스템에서 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화방법 {Method of frequency offset estimation and channel equalization in burst OFDM transmission system}

도 1은 직교 주파수분할 다중(OFDM) 방식의 블록도를 나타낸 도면이다.

도 2a는 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드에서 사용되는 일반적인 전송 데이터 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.

도 2b는 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드에서 사용되는 IEEE 802.11a 표준에서의 전송 데이터 프레임 구조를 나타낸 도면이다.

도 2c는 본 발명에서 제안하는 전송 데이터 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.

도 3은 다중경로 채널 환경에서 제1경로 신호와 제2경로 신호의 프리앰블 데이터의 특성을 시간 영역에서 나타낸 도면이다.

도 4는 본 발명의 주파수 오프셋 추정방법을 나타낸 도면이다.

도 5는 상관 샘플수 L이 2xGI(=96 샘플)로 동일한 경우에, AWGN 환경의 채널에서 상관거리 d = N 관계의 샘플로부터 추정한

과 d=2N 관계의 샘플로부터 추정한

성능을 나타낸 도면이다.

도 6은 절대값 잔류 주파수 오프셋 추정특성을 나타낸 도면이다.

도 7은 다중 경로 채널 환경에서 상관 샘플에 따른 주파수 오프셋 추정 성능을 나타낸 도면이다.

도 8은 본 발명의 채널 등화 방법을 나타낸 도면이다.

도 9a는 참조기법을 적용할 때 AWGN 채널에서의 BER 특성을 나타낸 도면이다.

도 9b는 참조기법을 적용할 때 다중 경로 채널환경에서의 BER 특성을 나타낸 도면이다.

도 10은 평균기법의 BER 성능 곡선을 나타낸 도면이다.

본 발명은 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드 전송에서의 전송 데이터 프레임에 관한 것으로, 구체적으로는 이 프레임을 이용한 주파수 오프셋 추정 방법 및 채널 등화 방법에 관한 것이다.

직교 주파수분할 다중(OFDM) 방식은 여러개의 반송파를 가지는 변조 방식의 일종으로 다중 경로 간섭을 받는 환경이나 페이딩(fading)의 영향을 받는 이동수신 환경에서 뛰어난 성능을 발휘하는 변복조 방식을 말한다.

송신기에서, 입력되는 비트 시퀀스(bit sequence)는 변조부(modulator)(110)에서 변조되어 S/P 변환부(115)를 거쳐 병렬 데이터로 만들어지고, IFFT 수행부(120)와 보호구간 삽입부(125)를 지나 다시 P/S 변환부(130)를 거쳐 D/A 변환부(135)에 의해 아날로그 신호로 만들어져 무선 채널을 통해 송신된다.

수신기에서도 마찬가지로 송신에서의 역과정을 수행한다. 수신기는 A/D 변환부(150), S/P 변환부(155), 보호구간 제거부(160), FFT 수행부(165), FEQ부(170), P/S 변환부(175) 및 복조부(demodulator)(180)로 구성되어 있다.

직교 주파수분할 다중(OFDM) 방식은 상대적으로 대역을 적게 사용하면서 많은 전송을 할 수 있어 대역 효율적이며 다중 경로 채널이 존재하는 환경에 강인한 특성을 가지기 때문에 최근 직교 주파수분할 다중(OFDM) 방식을 이용한 통신 시스템 설계에 대하여 많은 관심이 집중되고 있다. 직교 주파수분할 다중(OFDM) 기술을 통신 시스템에 적용하려는 여러 가지 연구 중에서, 옥내 환경 및 옥외 환경에서의 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드(burst mode) 전송에 대한 연구가 최근 활발히 진행되고 있다.

직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드(burst mode) 전송이란 브로드캐스트(broadcast) 전송과는 달리 임의의 짧은 시간에 데이터를 전송하는 것을 말한다. 그리고, 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드(burst mode) 전송은 전송 데이터 프레임의 프리앰블 영역에서 빠르고 정확한 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화(channel equalization) 등이 선행되어야 한다.

주파수 오프셋은 송수신기의 발진기(oscillator)에서 발생하는 주파수의 차이를 말한다. 발진기가 아무리 정교하게 만들어졌다고 하더라도 채널환경에 따라서 오차가 발생하기 마련이고, 따라서 주파수 추정이란 이 주파수의 차이를 정확히 알 아내는 것을 말한다. 그리고, 채널 등화(channel equalization)는 다중 채널 환경에서 수신신호의 왜곡을 보상하는 것을 말한다.

그리고, 일반적으로 직교 주파수분할 다중(OFDM) 방식에서는 등화기(equalizer)의 구현이 간단하다. 그 이유는 등화기를 구현하기 위하여 단일 반송파 시스템에서와 같이 수 내지 수십개의 탭(tap)이 소요되는 것과는 달리, 단일 탭을 가지고 등화기의 구현이 가능하기 때문이다. 보호구간(GI)의 길이가 다중 경로의 최대 경로 지연보다 길다면 FFT에 입력되는 샘플열의 직교성이 유지되기 때문에 심벌간 간섭(ISI)와 부반송파간의 간섭(ICI)을 피할 수 있다.

또한, 최근에는 여러 가지 다양한 채널 환경에 적합한 직교 주파수분할 다중(OFDM) 등화기 구조가 개시되어 있다. 시간 영역과 주파수 영역에서 등화가 수행되는 pre-FFT 등화기는 보호구간(GI)이 짧거나 심지어 없더라도 좋은 성능을 발휘한다. 그러나, 이 pre-FFT 방식의 등화기는 구현시에 시간 영역에서 많은 탭이 요구되므로 매우 복잡해진다는 문제점이 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 상술한 문제점을 해결하기 위하여주파수 추정 및 채널 추정용 심벌의 보호구간의 길이를 데이터 심벌의 보호구간 길이에 의존하지 않고 채널 환경에 맞게 길이를 설정하여, 보다 좋은 성능을 얻을 수 있고 단순한 구조로 구현할 수 있는 주파수 추정 방법과 이에 사용되는 프리앰블 구조를 제공하는데 있다.

그리고, 본 발명에서는 구현이 간단하여 일반적으로 직교 주파수분할 다중(OFDM) 등화 방식으로 선호되는 zero forcing 등화 기법을 이용하여 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 으로 인한 채널 추정의 부정확성을 줄일 수 있는 등화 방법을 제공한다.

상기의 과제를 이루기 위하여 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중 시스템에서의 주파수 오프셋 추정방법은, 상관거리가 부반송파의 개수 값(N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호와 상관거리가 부반송파의 개수 값의 2배(2N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호에 대하여 정규화 주파수 오프셋을 각각 계산하는 단계; 및 상기 상관거리가 N일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋 값의 범위에 따라서, 상기 상관거리가 2N 일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋에서 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 정규화 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 구비한다.

상기의 과제를 이루기 위하여 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중 시스템에서의 채널 등화 방법은, 상관거리가 부반송파의 개수 값(N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호와 상관거리가 부반송파의 개수 값의 2배(2N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호에 대하여 정규화 주파수 오프셋을 각각 계산하는 단계; 상기 상관거리가 N일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋 값의 범위에 따라서, 상기 상관거리가 2N 일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋에서 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 정규화 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 알려진 동일한 패턴의 형태로 송신되어, 무선 채널을 통해 수신되는 두 개의 수신신호를 시간영역에서 평균하여 수신신호의 평균값을 구하는 단계; 및 상기 구한 평균값에 FFT를 취하여 채널계수를 구하는 단계를 구비한다.

상기의 과제를 이루기 위하여 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중 시스템의 전송 데이터 프레임 구조는, 주파수 오프셋 추정 및 채널 추정을 위한 프리앰블 영역의 보호구간의 길이를 데이터 심벌 크기를 고려하여 제한하지 않고 다중 경로 채널로 인한 심볼간 간섭 및 경로 지연 정도에 따라 보호구간의 길이를 가변적으로 만들고, 심벌간 간섭을 고려하여 상기 프리앰블의 보호구간 영역의 후반부 데이터만 가지고 주파수 오프셋을 추정할 수 있도록 한다.

삭제

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명한다.

종래의 전송 데이터 프레임은 주파수 오프셋 추정을 위한 프리앰블(210)과 데이터(220)로 구성되어 있으며, 프리앰블(210)에는 S₀(211), S₁(212), GI(213)가 존재하는데 S₀(211), S₁(212)은 알려진 패턴의 데이터이고 GI(213)는 보호구간 데이터이다.

일반적으로 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 모드(burst mode) 전송에서는, 프레임(frame)의 시작 지점을 검출한 후 데이터 영역(220)의 주파수 오프셋을 보상하고 채널 등화를 수행하기 위해서 프리앰블(210)을 이용한다.

주파수 오프셋을 추정하여 주파수 동기를 하는데 있어서 도플러 주파수 또는 송수신기간의 국부 발진기(local oscillator)에 의해 생긴 주파수 오프셋은 수신 성능에 매우 민감하게 영향을 미친다. 즉, 직교 주파수분할 다중(OFDM) 시스템에서 주파수 오프셋은 부반송파(subcarrier) 신호간의 직교성(orthogonality)을 무너뜨리고 부반송파간의 간섭(InterCarrier Interference, ICI)을 발생시킨다.

따라서, 가능한 넓은 범위에서 정확한 주파수 오프셋을 추정하는 것이 매우 중요하다. 종래의 주파수 오프셋 추정 방법은 같은 패턴 특징을 가지는 보호구간(Guard Interval, GI) 데이터와 심벌 후반부 데이터간의 위상 회전량을 계산하여 주파수 오프셋을 추정한다.

종래의 프레임 구조와 마찬가지로 주파수 오프셋 추정을 위한 프리앰블(230)과 데이터(240)로 구성되어 있으며, 프리앰블(230)에는 S₀(231), S₁(232), GI₂(233) 가 존재하는데 마찬가지로 S₀(231), S₁(232)은 알려진 패턴의 데이터이고 GI₂(233)는 보호구간 데이터로 데이터 영역(240)에서의 보호구간 데이터 GI(241)의 길이의 2배로 설정하였다.

주파수 추정 성능은 데이터 영역(240)에서 설정된 보호구간(GI)(241)의 길이에 따라서 달라지게 된다. 따라서 주파수 추정성능을 높이기 위해서 옥내 무선 랜(LAN) 규격인 IEEE 802.11a 에서는 GI₂(233)와 같이 긴 훈련 심벌을 두어 보호구간의 길이를 데이터 영역 보호구간(GI)(241)의 2배로 설정하였다. 그러나 옥외 환경에서 다중 경로 채널(multi-path channel)이 존재할 경우 보호구간(GI)에서 심벌 간 간섭(InterSymbol Interference, ISI)이 발생하기 때문에 프리앰블 영역(230)에서의 보호구간 데이터(GI₂)(233)가 왜곡되며, 이 왜곡된 보호구간 데이터(GI₂)(233)를 이용하여 주파수 오프셋을 추정할 경우 송수신기의 성능이 떨어지게 된다.

주파수 오프셋 추정을 위한 프리앰블(250)과 데이터(260)로 구성되어 있으며, 프리앰블(250)에는 S₀(251), S₁(252), GI₂(253)가 존재한다.

주파수 추정 및 채널 추정용 심벌(프리앰블)(250)의 보호구간(GI₂)(253)의 길이를 데이터 영역(260)의 보호구간(GI)(261) 길이에 의존하지 않고 채널 환경에 맞게 적절히 조정한다. 여기에서는 도 2A의 종래의 프레임에서의 보호구간 길이의 4배로 설정하였다.

도 3은 다중경로 채널 환경에서 제1경로 신호(310)와 제2경로 신호(320)의 프리앰블 데이터의 특성을 시간 영역에서 나타낸 도면이다.

즉, 다중경로 채널에서 제2경로 신호(320)가 지연되어 수신된 경우를 묘사하고 있다. 여기서 S _o 는 S ₁ 과 같은 패턴의 신호이며, 주파수 영역에서의 신호 X _o (k)(= X ₁ (k))를 역푸리에 변환(IFFT)한 것을 의미한다. 즉, 다음 수학식 1에 의해서 만들어진 신호이다.

[수학식 1]

여기서, N 은 부반송파의 개수를 의미한다.

도 3을 참조하여 시간영역에서의 프리앰블 구조를 살펴보면, S _o 는 S ₁ 과 동일하며, S ₁ 의 후반부 데이터를 일정 샘플수만큼 복사하여 S _o 앞의 GI₂에 위치시키고 그 뒤에는 S _o 과 S ₁ 을 연이어 전송한다.

우선 몇 개의 샘플을 이용하여 상관거리가 N 일 때의 정규화 주파수 오프셋(

)을 계산한다(S410). 그리고 나서, GI₂의 샘플을 이용하여 상관거리가 2N 일 때 얻어진 정규화 주파수 오프셋(

)을 계산한다(S420). 다음으로 상기 상관거리가 N일 때 얻어진 정규화 주파수 오프셋 값의 범위에 따라서 상기 상관거리가 2N 일 때의 정규화 주파수 오프셋에서 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 정규화 주파수 오프셋을 구한다. 각각의 단계를 상세히 설명한다.

먼저 몇 개의 샘플을 이용하여 상관거리 N 일 때의 정규화 주파수 오프셋(

)을 계산하는 과정(S410)을 살펴본다. 일반적으로 시간영역의 주파수 오프셋 추정 알고리즘은 보호구간 베이스(Guard Interval Based, GIB)에 의한 방식으로 보호구간(Guard Interval, GI)과 심벌 후반부간의 위상 변화량을 이용하여 주파수 오프셋을 추정한다.

이 보호구간 베이스(GIB)에 의한 방식에 의한 주파수 오프셋 추정 알고리듬은 복소 샘플의 상관(correlation) 때문에 곱셈연산이 많이 소모되므로 가능한 한 상관 샘플을 줄이는 것이 하드웨어의 구현에 유리하다. 일반적인 직교 주파수분할 다중(OFDM) 심벌에 이 주파수 오프셋 추정 알고리즘을 적용할 경우 S_o와 S₁두 영역의 상관거리(d)가 심벌 길이 N 샘플에 해당하므로 정규화 주파수 오프셋은 [-0.5, 0.5] 범위에서 추정할 수 있다.

도 3과 같이 제안된 프레임 구조를 사용하면 상관 거리 d가 N에 해당하는 상관 B(GI₂ 와 S_o 후반부의 상관)와 상관 C(S_o 과 S₁ 의 상관)가 있으며, 상관 거리 d가 2N인 상관 A(GI₂ 와 S₁ 후반부의 상관)가 있다. 상관거리가 d일 경우 심벌 길이에 대한 정규화 주파수 오프셋 추정은 다음 수학식 2에 의해서 이루어진다.

[수학식 2]

여기서 Re 과 Im 는 각각 복소 신호의 실수부와 허수부를 의미하며 N 은 상관에 이용된 샘플수를 의미한다. 그리고 y 는 시간영역에서의 수신신호를 나타낸다. 먼저 주파수 오프셋 추정 성능을 알아보기 위해 N 을 512 로 가정하고 일반 데이터 영역의 보호구간의 길이 GI 를 48 로 가정하였다.

과 d=2N 관계의 샘플로부터 추정한

성능을 나타낸 도면이다.

도 5에서 왼쪽 종축은

의 주파수 추정 평균 특성을 나타낸 것이고, 오른쪽 종축은

주파수 추정 분산 특성을 나타낸 것이다. 도면에서 보는 바와 같이

의 추정범위는 [-0.5, 0.5] 인 반면,

의 추정 범위는 [-0.25, 0.25] 로 줄어든다. 그러나 분산특성을 살펴보면

은

보다 낮은 분산값을 가지므로, 보다 정교한 추정을 수행할 수 있는 장점을 가진다. 즉, 수학식 2에 의한 주파수 추정 범위와 주파수 추정 성능은 상호 벌충적인(trade-off) 관계에 있음을 알 수 있다.

다음으로 상관거리 2N 일 때의 정규화 주파수 오프셋(

)을 계산하는 과정(S420)은 상술한 수학식 2에서 d에 2N을 대입하여 구한다.

그리고 앞의 단계에서 구한

과

을 이용하여 최종 주파수 오프셋을 구한다. 즉, 다음의 수학식 3과 같이 몇 개의 샘플을 이용하여

의 발생 범위를 판단하고

을 이용하여 최종 주파수 오프셋을 추정한다(S430 내지 S470).

[수학식 3]

이러한 방식은 다중 경로 페이딩(fading)이 심하지 않고 AWGN 잡음이 지배적일 때 적은 수의 상관 샘플을 이용하여 정교한 주파수 추정을 수행할 수 있는 효과적인 방법이다. 그러나 옥외 환경 또는 이동 환경에서와 같이 비교적 다중 경로 페이딩이 심각한 경우는 효과적이지 않다. 다중 경로 채널에서는 도면 2에서 나타낸 바와 같이 심벌간 간섭(ISI) 및 부반송파간의 간섭(ICI)의 영향으로 GI₂ 의 처음 부분에 심한 왜곡이 발생하며, 따라서 본래 전송 특성인 심벌 후반부와의 동일성(identity)이 크게 상실된다.

그리고, 상술한 바와 같이 프리앰블에 S_o 와 S₁ 과 같이 동일한 패턴을 가진 2개의 심벌을 이용하여 정규화 주파수 오프셋을 추정할 수 있을 뿐만 아니라, 프리앰블에 S_o, S₁,S₂와 같이 동일한 패턴을 가진 3개의 심벌을 갖도록 프리앰블 구조를 설계하여 정규화 주파수 오프셋을 추정할 수도 있다. 따라서, 정규화 주파수 오프셋 추정시에 상관거리 3N 일때의 정규화 오프셋 계산값을 이용하여, 상술한 방법과 같이 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 정규화 주파수 오프셋을 보다 정확하게 추정할 수 있다.

프리앰블이 3개의 심벌을 가진 경우를 가정한다면 GI₂, y_o, y_1,y₂과 같이 4 영역이 있게 되는데, 이를 이용할 경우 주파수 추정 범위 성능은 상관거리에 따라 달라진다. 즉, 추정성능은 N [-0.5, 0.5] > 2N [-0.25, 0.25] > 3N [-1/6, 1/6] 과 같은 순서이며, 정확도에 있어서는 반대로 3N > 2N > N 과 같은 순서가 된다.

따라서 상관거리 N 일 때의 몇 개의 샘플을 이용하여 추정범위를 구하고, 상관거리 3N(GI2 와 y₂) 일 때 얻어진 주파수 오프셋 추정값에서 소정의 값을 빼거나 더한다. 그러나, 예를 들어 GI₂ 의 길이를 짧게 설계한다면 3N 으로부터 좋은 성능을 기대할 수 없으므로 보다 많은 샘플을 확보할 수 있는 2N 거리의 (y_o, y₂)를 이용하거나 N 거리의 (y₁, y₂)(y₂, y _3,) 등을 이용하거나, 또는 이 들을(N 거리, 2N 거리, 3N 거리 등) 모두 이용하여 더 좋은 성능을 얻을 수 있다.

즉, 도 6에서는 상관 A 일때 GI₂ 영역의 처음 심벌간 간섭(ISI)이 발생한 부분만(L=48)을 이용하여 채널 추정을 한 경우와, 심벌간 간섭(ISI)을 없앤(ISI-free) GI₂ 후반부 영역만(L=48)을 이용하여 채널 추정을 한 경우, 그리고 이 두가지 경우를 모두 다 포함하여 채널 추정에 이용한 경우(L=96)에 대하여 절대값 잔류 주파수 오프셋

의 성능을 나타낸 것이다.

첫 번째 경우에서는 심벌간 간섭(ISI) 부분만을 이용하였으므로 예상하듯이 성능이 가장 좋지 않다. 두 번째 경우에서는 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR) 증가에 따라 성능 향상이 뚜렷하게 나타나며 SNR=10dB 이상에서는 다 른 경우보다 가장 좋은 성능을 나타낸다. 세 번째 경우에서는 SNR=10dB 이하에서 좋은 성능을 보이지만, SNR=16dB 이상이면 그 이상의 성능 향상은 생기지 않는다. 이상에서 살펴본 바와 같이 심벌간 간섭(ISI) 영역을 이용하여 주파수를 추정한 경우에는 많은 샘플을 이용하여 주파수 오프셋을 추정한다 할지라도 주파수 추정의 정확도에 제한이 있게 된다.

따라서, 본 발명에서는 최대 경로 지연을 고려하여 심벌간 간섭(ISI)을 없앤(ISI-free) 부분, 즉 경로 지연이 발생한 부분을 제외하고, 상관영역의 뒷 부분부터 심벌간 간섭(ISI)이 없는 샘플까지의 데이터를 이용하여 주파수 추정을 수행한다. 또한 보호구간 GI₂ 의 길이를 IEEE 802.11a 무선 랜(LAN) 규격에서와 같이 L = 2xGI 로 심벌 크기를 고려하여 제한하지 않고, L = 4xGI로 연장하여 설계하였다. 이와 같이 설계함으로써, 심벌간 간섭(ISI)의 영향을 받지 않는 GI₂ 후반부 샘플들을 보다 많이 확보하고, 이를 이용하여 하드웨어 복잡도를 줄이고도 주파수 추정 성능을 향상시킬 수 있게 된다.

즉, 도 7은 심벌간 간섭(ISI)을 없앤(ISI-free) 부분의 샘플만을 이용하였을 때 상관 A 인 경우 상관 개수에 따른 주파수 오프셋 추정 성능과 L=512 샘플의 상관 C 간의 성능을 비교하여 나타낸 것이다. d=2N 거리의 상관 A 성능은 L=144 개의 샘플을 이용할 경우가 d=N 거리의 상관 C에서 L=512개의 샘플을 이용할 경우보다 오히려 성능이 우수하다는 것을 알 수 있다. 따라서 본 발명에서는 GI₂ 의 길이를 4xGI 로 설계하고 심벌간 간섭(ISI)이가 발생되는 처음 보호구간(GI) 길이인 48 샘플을 제외한 나머지 144 샘플을 이용하여 주파수 오프셋을 추정한다. 그러나 본 발명에서 GI₂ 의 길이는 4xGI로 고정되는 것이 아니라 채널 환경과 요구되는 성능에 맞추어 가변적으로 설계될 수 있다.

시간 영역에서 프리앰블 신호를 이용한 주파수 오프셋 추정과정을 수행하여 주파수 동기가 이루어진 후, 송신 S _o 및 S ₁ 에 대한 시간영역 수신 신호 y _o (n) 및 y ₁ (n) 와, FFT를 취한 후의 주파수 영역신호를 효과적으로 이용하여 채널 등화를 수행한다. 이때 채널은 한 프레임 동안에는 변화하지 않고, 프레임마다 변하는 Quasistatic 채널인 것으로 가정한다. 따라서 프리앰블 영역에서 정확히 채널을 추정하는 것은 한 프레임내의 데이터 수신 성능을 좌우하는 중요한 요소가 된다.

채널 등화는 일반적인 ZF(Zero Forcing) 등화 알고리즘을 적용하는데, 수학식 4에 의하여 채널 계수

을 구할 수 있다.

[수학식 4]

만약 AWGN H_m(k)가 없는 환경이라면

가 되어 정확한 채널 계수

를 추정할 수 있다. 그러나 랜덤 잡음인 H_m(k) 가 추가되면 정확한 채널 계수 추정이 어렵게 된다. 더욱이 다중 경로 페이딩 없이 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음만 존재하는 환경에서는 등화기를 동작시키는 것이 오히려 비트 에러율(Bit Error Rate, BER)를 증가시킨다.

본 발명에서는 이와 같은 랜덤 잡음의 영향을 줄이고자 시간 영역에서의 평균기법과 주파수 영역에서의 참조기법을 제공한다.

도 8은 본 발명의 채널 등화 방법을 나타낸 도면이다.

우선 알려진 동일한 패턴의 형태로 송신되어, 무선 채널을 통해 수신되는 두 개의 수신신호를 시간영역에서 평균하여 수신신호의 평균값을 구한다(S810). 그리고, 상기 구한 평균값에 FFT를 취하여 채널계수를 구한다(S820). 상기 두 단계를 상세히 설명하면 다음과 같다.

평균기법은 송신 패턴인 S _o 및 S ₁ 이 동일하게 송신되었으므로, 수신 신호 y _o (n) 및 y ₁ (n) 이 같은 신호이어야 한다는 원리를 바탕으로 평균을 취하여 AWGN 잡음을 줄이는 방법이다. 본 발명에서는 하드웨어에서 수행되는 연산량을 줄이기 위해 y _o (n) 및 y ₁ (n) 대해 각각 2번의 FFT를 취해 평균을 구하지 않고 시간영역의 두 심벌 y _o (n) 및 y ₁ (n)을 다음 수학식 5에서와 같이 먼저 평균하여 y _Ave (n) 를 얻고 이를 한번만 FFT 취하여 수학식 6과 같이 채널 계수를 얻는다.

[수학식 5]

[수학식 6]

여기서 프리앰블의 주파수 영역 송신 두 심벌은 X ₀ (k) = X ₁ (k) 인 관계에 있다.

다음으로. 상기 FFT를 취하여 채널계수를 구한 후에 인접한 부반송파 채널 계수에 가중치를 준 결과와 현재 부반송파의 채널 계수에 가중치를 준 결과를 이용하여 채널 계수를 다시 계산한다(S830).

본 발명에서 AWGN 영향을 줄일 수 있는 다른 채널 등화 기법인 참조기법(reference technique)은 다음 수학식 7과 같이 표현할 수 있다. 참조기법은 주파수 영역에서 랜덤 잡음을 줄이는 채널 등화기법이다.

[수학식 7]

여기서,

는 상술한 참조기법을 적용하여 얻은 채널 계수를 의미하며, 가중 계수(weighting factor)

는

과

의 관계가 있다.

즉, 이 방식은 인접한 부반송파 파일럿의 채널 계수에 가중치를 주어 현재 부반송파의 파일럿에 참조하여 이용함으로서 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음으로 인한 채널 추정의 부정확성을 낮추는 방법이다.

그리고, 상술한 채널 등화 방법에서 y_o(n)와 y₁(n) 뿐만 아니라S₂에 대한 수 신신호 y₂(n)를 더 사용하여 평균을 취하고 참조기법을 적용하면, 보다 정확한 채널 추정을 할 수 있다.

AWGN 채널에서 등화기가 동작되면 BER=10^-3 에서 이상적인 경우의 성능보다 E_b/N_o≒2.8 dB 의 BER 성능 열화가 생긴다. 그러나 본 발명에서 제안하는 참조기법을 도입하면 BER=10^-3에서 가중 계수에 따라 E_b/N_o≒1.7dB ~ 2.2 dB 의 성능 개선이 이루어진다. 도 9A 참조하면, AWGN 채널 환경에서는 여러 가지 참조 기법 중에서 가능한 한 많은 부반송파를 동등한 비중으로 참조하는

방법이 가장 우수한 성능을 나타냄을 알 수 있다.

도 9b를 참조하면, 다중 경로 채널 환경에서는

인 경우의 성능이 가장 좋지 않음을 알 수 있다. 즉, 다중 경로 페이딩으로 채널이 열악해진 경우 인접 부반송파 파일럿 채널 추정값에 무리한 가중치를 주어 참조하는 것은 오히려 성능을 떨어뜨린다.

도 9b에서

로 선택한 경우 참조기법을 적용하지 않 았을 때보다 BER=10^-3 에서 E_b/N_o≒0.4 dB 정도의 성능 개선을 보임을 알 수 있다. 본 발명에서 설계한 시스템에서는 AWGN 채널과 다중 경로 채널에서 모두 우수한 동작 성능을 보이는

의 가중 계수를 선택하였다. 심각한 다중 경로채널에서 참조기법은 AWGN 채널에서와 같이 많은 성능 개선을 기대할 수는 없지만, 직교 주파수분할 다중(OFDM) 수신기가 항상 심각한 다중 경로 채널에서 동작하는 것만은 아니기 때문에 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음의 효과를 상당히 제거할 수 있는 대비책이 될 수 있음을 알 수 있다.

도 10은 평균기법의 BER 성능 곡선을 나타낸 도면이다.

즉, 제2경로 신호의 상대적 지연과 상대 이득이 다양한 경우에 여러 채널 환경에서 Y _o (k) 한개의 심벌만을 이용하여 참조 등화한 경우 1 심벌의 BER 특성과, 수학식 5 및 수학식 6에 의한 평균기법에 의해 얻어진 신호 Y _Ave (k)를 이용하여 적용한 경우 2 심벌의 BER 특성을 나타낸 것이다. 도 9를 참조하여 볼 때 평균기법으로 인한 성능이득은 BER=10^-3 일 때 각 채널 환경별로 E_b/N_o≒0.5dB ~ 0.7 dB 임을 알 수 있다.

결과적으로, 본 발명에서 제안한 평균 기법과 참조 기법을 동시에 같이 적용하여 채널 추정을 할 경우 AWGN 채널에서는 E_b/N_o ≒3 dB, 심각한 다중 경로 채널에서는 E_b/N_o≒1 dB 정도의 이득을 가져옴을 알 수 있다.

본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명은, 심벌간 간섭(ISI) 영향을 받지 않는 보호구간(GI₂) 후반부 샘플들을 이용하여, 적은 수의 상관 샘플수를 가지고, 요구되는 주파수 추정 성능을 만족시킬 수 있는 효과가 있다.

그리고, 채널 등화에서는 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음으로 인한 채널 추정 의 부정확성을 줄일 수 있도록 두 심벌에 대해 시간영역 샘플별로 평균을 취함으로써 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음의 영향을 줄였으며, 주파수 영역에서는 인접 부반송파에 가중치를 두어 참조하여, 채널 등화 계수를 구함으로써 가우시안(Gaussian) 랜덤 잡음의 영향을 효과적으로 낮출 수 있도록 하였다. 따라서, 본 발명은 직교 주파수분할 다중(OFDM) 버스트 전송을 위한 프레임 구조 설계시에 유용하게 사용될 수 있다.

Claims

직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 전송 데이터 프레임을 이용한 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화 방법에 있어서,

(a) 상관거리가 부반송파의 개수 값(N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호와 상관거리가 부반송파의 개수 값의 2배(2N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호에 대하여 정규화 주파수 오프셋을 각각 계산하는 단계; 및

(b) 상기 상관거리가 N일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋 값의 범위에 따라서, 상기 상관거리가 2N 일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋에서 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 정규화 주파수 오프셋을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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제1항에 있어서, 상기 (b) 단계는

상기 (a) 단계에서 계산한 상관거리 N 일 때의 주파수 오프셋 계산값이 -0.5 내지 -0.25 사이에 존재할 때에는 상기 (a) 단계에서 계산한 상관거리 2N 일 때의 주파수 오프셋 계산값에서 0.5를 빼서 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 (a) 단계에서 계산한 상관거리 N 일 때의 주파수 오프셋 계산값이 0.25 내지 0.5 사이에 존재할 때에는 상기 (a) 단계에서 계산한 상관거리 2N 일 때의 주파수 오프셋 계산값에 0.5를 더하여 주파수 오프셋을 추정하며, 그 외의 경우에는 상기 (a) 단계에서 계산한 상관거리 2N 일 때의 주파수 오프셋 계산값을 그대로 주파수 오프셋 값으로 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
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직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 전송 데이터 프레임을 이용한 주파수 오프셋 추정 및 채널 등화 방법에 있어서,

상관거리가 부반송파의 개수 값(N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호와 상관거리가 부반송파의 개수 값의 2배(2N)인 관계를 가진 알려진 시험용 샘플 신호에 대하여 정규화 주파수 오프셋을 각각 계산하는 단계;

상기 상관거리가 N일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋 값의 범위에 따라서, 상기 상관거리가 2N 일 때 계산된 정규화 주파수 오프셋에서 소정의 값을 빼거나 또는 더하여 시간영역에서 정규화 주파수 오프셋을 추정하는 단계;

알려진 동일한 패턴의 형태로 송신되어, 무선 채널을 통해 수신되는 두 개의 수신신호를 시간영역에서 평균하여 수신신호의 평균값을 구하는 단계; 및

상기 구한 평균값에 FFT를 취하여 채널계수를 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

상기 FFT를 취하여 채널계수를 구한 후에 인접한 부반송파 채널 계수에 가중치를 준 결과와 현재 부반송파의 채널 계수에 가중치를 준 결과를 이용하여 채널 계수를 다시 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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