KR100378478B1

KR100378478B1 - 씨디엠에이통신 시스템의 셀 탐색

Info

Publication number: KR100378478B1
Application number: KR10-2000-7002012A
Authority: KR
Inventors: 니스트림조한; 왕에릭
Original assignee: 텔레포나크티에볼라게트 엘엠 에릭슨
Priority date: 1997-08-29
Filing date: 1998-08-25
Publication date: 2003-03-29
Also published as: AU8895398A; CA2301749C; JP2001515304A; AR013953A1; CN1278380A; KR20010040238A; US6760361B2; AU755349B2; BRPI9812029B1; US20010019576A1; CN1476192A; DE69840981D1; BR9812029A; JP3427056B2; US6185244B1; CN100531016C; MY121295A; CN1135765C; EP1008245B1; EP1008245A1

Abstract

본 발명의 코딩 방법은 CDMA 통신 시스템에서 셀 탐색을 하는 동안에 롱코드와 프레임 타이밍을 보다 효과적으로 포착하기 위한 것이다. Q 개의 쇼트 코드 집합으로 형성된 심볼을 포함하는 길이 M의 Q원 코드워드의 코드 집합은 소정의 특성을 갖는 것으로 정의된다. 그 첫 번째 특성은 코드워드의 순환 시프트는 유효 코드워드를 생성하지 않는다는 것이다. 나머지 특성은 롱코드 메시지와 유효 코드워드 사이에 일대일 매핑이 존재한다는 것과, 복호기는 간섭과 잡음이 있어도 어느 정도의 정확성과 적당한 복잡도로 랜덤 시프트(그것에 의해 암시적으로 프레임 타이밍을 알 수 있음)와 전송 코드워드(즉, 이와 관련한 롱코드 표시 메시지)를 모두 알아낼 수 있어야 한다는 것이다.

Description

씨디엠에이통신 시스템의 셀 탐색{Cell Searching in a Cdma Communications System}

전세계적으로 이동 전화 산업은 상업적으로 장족의 발전을 하였다. 이제까지 주요 대도시권에서 보여준 이동 전화 사업의 성장은 기대 이상이었으며 현재는 그 시스템 용량을 능가하고 있다. 이같은 추세가 계속된다면, 이동 전화 사업의 급성장에 따른 영향이 머지않아 가장 협소한 시장에까지 미칠 것이다. 이같이 지속적인 성장에 수반되는 문제는 소비자층이 확대되고 있음에도 불구하고 고주파 통신에 사용하기 위하여 이동 통신 공급자에게 할당되는 전자기 스펙트럼의 양이 여전히 제한적이라는 점이다. 따라서, 통신 서비스의 질을 높게 유지하면서도 가격을 상승시키지 않고, 제한된 가용 스펙트럼에 대하여 증가하고 있는 용량의 필요성을 해결할 수 있는 획기적인 대책이 요구된다.

현재, 이동 시스템에서의 채널 접속은 주로 주파수분할 다중접속(FDMA) 방식과 시간분할 다중접속(TDMA) 방식에 의하여 이루어진다. FDMA 시스템에서, 물리적 통신 채널은 신호의 전송 전력이 집중되는 단일 고주파 대역으로 구성된다. TDMA 시스템에서, 물리적 통신 채널은 동일한 고주파에서 주기적으로 연속적인 시간의 타임슬롯으로 이루어진다. FDMA 및 TDMA 통신 시스템으로 충분한 성능을 얻을 수 있음에도, 소비자의 수요 증가로 인한 채널 폭주가 많이 발생하는 실정이다. 따라서, 종래의 채널 접속 방법을 대체하는 새로운 방식이 개발, 실행되고 있다.

확산 스펙트럼은 무선 통신의 새로운 채널 접속 방법으로서 상업적으로 응용되고 있는 통신 기술이다. 확산 스펙트럼 시스템은 2차 세계 대전 이후로 우리 주변에서 사용되고 있다. 초기 응용 시스템은 주로 (스마트재밍, 레이다 및 위성과 관련한) 군사적인 목적으로 개발되었다. 그러나, 오늘날에는 디지털 이동 무선 통신망, 육상 이동 무선 통신망, 그리고 실내/실외 개인 통신망을 비롯한 그 밖의 통신 응용 분야에 확산 스펙트럼을 이용하는 데에 관심이 모아지고 있다.

확산 스펙트럼은 종래의 TDMA 및 FDMA 통신 시스템과는 매우 다르게 운영된다. 직접 시퀀스-CDMA(DS-CDMA) 확산 스펙트럼 전송 장치를 예를 들면, 기본 문자 속도에서 전용 또는 공통 채널의 디지털 문자열이 칩 레이트로 확산된다. 이와 같은 확산 동작에서는 리던던시를 증가시키면서 레이트(대역폭)가 커지는 문자열에 채널별 확산 코드(때로는, 기호 시퀀스라고도 함)를 부여한다. 보통, 디지털 문자열은 확산 중에 일정한 디지털 코드에 의해 다중화된다. 그런 다음, 이에 따른 데이터 시퀀스(칩)로 이루어진 중간 신호가 다른 채널과 관련하여 이와 유사하게 처리된(즉, 확산된) 중간 신호에 부가된다. 기지국별 스크램블링 코드(대부분의 경우, 확산 코드보다 길기 때문에 "롱코드"라고도 함)를 합산된 중간 신호에 부여하여 통신 매체를 통한 다중 채널 전송을 위한 출력 신호를 발생한다. 그리고, 전용/공통 채널 관련 중간 신호는 같은 전송 통신 주파수를 공동으로 사용한다. 이 때, 다중 신호가 주파수영역과 시간영역에서 서로의 상단에 위치한다. 그러나, 부여된 확산 코드가 채널에 따라 다르므로, 공동의 통신 주파수를 통하여 전송된 각각의 중간 신호도 서로 달라진다. 이러한 중간 신호들은 수신장치에서 적당한 처리 기술에 의해 구별된다.

DS-CDMA 확산 스펙트럼 이동국 수신장치에서는, 수신 신호에 적당한 스크램블링 코드와 확산 코드를 부여하여(즉, 다중화하거나 정합하여) 역확산하거나, 원하는 전송 신호로부터 코딩을 제거하고 기본 문자 속도로 되돌림으로써 수신 신호를 복구한다. 그러나, 확산 코드를 다른 전송 및 수신 중간 신호에 부여하는 경우에는 잡음만 생긴다. 그러므로, 역확산 동작은 수신 신호를 적당한 디지털 코드와 비교하여 채널로부터 원하는 정보를 복구하는 상관 과정을 포함한다.

확산 스펙트럼 통신 시스템의 기지국과 이동국 사이에 고주파 통신이나 정보 전송을 하기 전에, 이동국은 기지국의 타이밍 기준을 찾아서 이에 맞추어야 한다. 이 과정을 일반적으로 "셀 탐색"이라고 한다. DS-CDMA 확산 스펙트럼 통신 시스템을 예로 들면, 이동국은 타이밍 기준 클럭의 다운링크 칩 바운더리, 심볼 바운더리 및 프레임 바운더리를 찾아야 한다. 이와 같은 동기화 문제를 해결하기 위하여 고안된 가장 일반적인 방법은, 도 1에 나타낸 길이 N_P의 인식가능 동기화 코드를 기지국이 (반복주기 T_P로) 주기적으로 전송하면 이동국이 검출하여 처리하는 것이다. 동기화 코드도 롱코드가 마스크된 심볼에 대하여 확산 코드라고 부른다. 이 동기화 코드는 롱코드 스크램블링을 통하지 않고 변조하여 보내진다. 어떤 형태의 CDMA 통신 시스템에서는, 각 기지국은 가용 동기화 코드의 집합에서 취한 서로 다른 동기화 코드를 이용한다. 다른 CDMA 통신 시스템에서는, 모든 기지국이 같은 동기화 코드를 사용하고 전송을 위한 동기화 코드의 위상차를 다르게 함으로써 기지국간의 차이를 구별한다.

이동국의 확산 스펙트럼 수신장치에서, 수신 신호들은 복조화된 다음에 동기화 코드(들)에 정합된 필터로 인가된다. 물론, 동기화 코드 처리에 슬라이딩 상관 과정과 같은 다른 검출 방법을 이용할 수도 있다. 정합 필터의 출력은 주기적으로 전송된 동기화 코드의 수신시간에 해당하는 시간마다 최대치가 된다. 다중 경로 전파 효과 때문에, 한 번의 동기화 코드 전송과 관련하여 여러 개의 피크가 검출되기도 한다. 공지된 방법으로 이들 수신 피크를 처리함으로써, 전송 기지국에 대한 타이밍 기준이 반복주기 T_P와 거의 같음을 알 수 있다. 반복주기가 프레임 길이와 같으면, 이 타이밍 기준을 이용하여 프레임 타이밍에 대하여 이동국과 기지국의 통신 동작을 동기화시킬 수 있다.

전송 동기화 코드의 칩에서 N_P의 길이가 선택되면, N_P의 길이는 이동국수신장치에서 구현되는 정합 필터의 복잡도에 의해 제한된다. 이와 동시에, 다른 확산 스펙트럼 전송 신호/채널과의 순간 간섭을 일으키지 않기 위하여 동기화 코드 신호/채널 전송의 순간 피크 전력 P_P를 제한하는 것이 바람직하다. 소정의 칩 길이 N_P에 있어서 동기화 코드 전송을 위한 평균 전력을 충분히 얻기 위해서는 CDMA 통신 시스템에서 도 2에 나타낸 바와 같이 프레임 길이 T_f보다 짧은 동기화 코드 반복주기 T_P를 이용해야 한다.

단일 프레임 길이 T_f내에 다중 동기화 코드를 전송하는 다른 이유는 해당 기술의 지식을 가진 이에게 공지된 바와 같이, 압축 방식으로 주파수간 다운링크 동기화를 지원하기 위함이다. 압축 방식 처리의 경우, 전체 프레임보다는 한 프레임의 일부 시간 동안만 일정한 반송파 주파수에서 다운링크 동기화가 수행된다. 그런 다음, 프레임마다 오직 한 개의 동기화 코드를 가지면 동기화 코드를 완전히 검출하는 시간 동안에는 압축 모드 처리를 수행할 수 없다. 각 프레임 동안에 다중 동기화 코드를 전송하면, 압축 방식 처리 검출을 위한 기회가 프레임마다 여러 번 주어지므로 한 개의 동기화 코드 전송을 검출할 수 있게 된다.

그러나, 단일 프레임 길이 T_f내에 다중 동기화 코드를 전송하는 것과 관련하여 수신과 동기화에 장애가 발생한다. 또 다시, 수신 신호들은 복호화되고알려진 동기화 코드에 정합된 필터(또는 상관기)에 인가된다. 정합 필터의 출력은 주기적으로 전송된 동기화 코드의 수신시간에 해당하는 시간마다 최대치가 된다. 이들 수신 피크를 처리함으로써, 동기화 코드 반복주기 T_P와 관련한 전송 기지국에 대한 타이밍 기준을 공지된 방법으로 찾을 수 있다. 그러나, 이 타이밍 기준은 프레임 타이밍에 대하여 불명확하므로 타이밍 기준에 기지국/이동국 프레임 동기화를 가능케 하는 충분한 정보를 제공하지 못한다. 불명확성 때문에, 프레임의 바운더리(즉, 동기화)가 검출된 동기화 코드 피크와 구별할 수 없다.

셀 탐색 과정은 또한, 다운링크 전용 및 공통 채널 통신을 스크램블하기 위하여 다운링크 상에 사용되는 셀별 롱코드를 얻는다. 전용 채널은 트래픽 채널과 제어 채널로 구성되고, 공통 채널도 트래픽 채널과 (방송 제어 채널 또는 BCCH를 포함할 수 있는) 제어 채널로 구성된다. 롱코드 그룹 코드는 도 3에 나타낸 바와 같이 동기화 코드에 동기적으로 (보다 바람직하게는, 직교가 되게) 전송하는 것이 바람직하다. 이 롱코드 그룹 코드는 롱코드 스크램블링을 거치지 않고 변조하여 보내진다. 각각의 롱코드 그룹 코드는 전송에 사용된 셀별 롱코드가 속하는 롱코드의 전체 집합의 특정 부분집합을 나타낸다. 예를 들면, 총 128 개의 롱코드들을 각각 32 개의 코드로 이루어진 4 개의 부분집합으로 나눌 수 있다. 전송된 롱코드 그룹 코드를 확인함으로써, 수신장치는 롱코드 탐색 범위를 수신된 롱코드 그룹 코드에 의해 확인된 부분집합에 들어 있는 32 개의 롱코드들로 좁힐 수 있다.

프레임 타이밍 정보는 수신된 동기화 코드와 롱코드 그룹 코드를 함께 처리하여 얻을 수 있다. 이동국은정합 필터를 수신 신호에 인가하고 피크를 확인함으로써 동기화 코드 타이밍을 일차로 확인한다. 이들 피크로부터 슬롯에 대한 타이밍 기준을 알 수 있다. 프레임 타이밍이 불명확하기는 하지만, 결정된 슬롯 위치로부터 롱코드 그룹 코드의 순간 전송을 위한 타이밍을 확인할 수 있다. 그런 다음, 알려진 슬롯 위치에서 상관을 수행하여 롱코드 그룹 코드를 확인한다. 이로부터, 전송에 사용되는 가능한 셀별 롱코드 개수를 줄인다. 마지막으로, 감소된 개수의 롱코드(즉,확인된 부분집합에 들어있는 롱코드들) 각각에 대하여 기지의 각 슬롯에서 상관을 수행하여 어느 셀별 롱코드가 전송에 사용되고 있는지를 결정하고 위상차 기준을 마련한다. 위상차를 알면, 프레임 타이밍이 확인된다.

단일 프레임 길이 T_f내의 다중 동기화 코드의 전송과 관련하여, 프레임 타이밍은 1997년 6월 27일에 출원된 "스펙트럼 확산 통신 시스템 내의 이동국 동기화"라는 제목으로 다흘만(Dahlman)의 미국 특허 제5,991,330호에 나와 있는 방법에 따라, 각 슬롯이 앞서 설명한 도 2에서와 같이 동기화 코드 와함께 도 4에 나타낸 바와 같이 롱코드 스크램블링을 거치지 않고 변조하여 전송된 프레이밍 동기화 코드를 포함하도록 하여 결정한다. 동기화 코드는 각 슬롯내에서 반복 프레임에 걸쳐 동일하다. 그러나, 프레이밍 동기화 코드는 프레임 내의 각 슬롯에 대하여 서로 다르며 각 프레임에서 반복된다.

프레임 타이밍 정보를 얻기 위하여, 이동국은 먼저정합 필터를 수신 신호에 인가하고 피크를 확인함으로써 동기화 코드 타이밍을 확인한다. 이들 피크로부터 슬롯에 대한 타이밍 기준을 알 수 있다. 프레임 타이밍에 대하여 타이밍 기준이 불명확하기는 하지만, 슬롯 위치를 앎으로써 위치가 결정된 각 슬롯 내에 프레이밍 동기화 코드의 위치를 간접적으로 알 수 있다. 그런 다음, 이동국은 프레이밍 동기화 코드의 위치에서 수신 신호에 기지의 프레이밍 동기화 코드의 집합을 연관시킨다. 프레임 바운더리에 관련한 각 프레이밍 동기화 코드의 위치를 알고 있고 그 위치에서 상관 정합이 확인되면, 이와 관련한 프레임의 바운더리(그리고, 프레임 타이밍)도 알 수 있다.

동기화 정보를 얻기 위한 상기 방법으로 만족스러운 결과를 얻을 수 있지만,저하된 무선 상태에서의 동작 능력에 많은 문제가 남겨져 있다. 불가피하게도, 전술한 종래의 방법에서는 무선 링크 상태가 나쁘고 정상 이상의 간섭이 발생하므로 이동국이 롱코드나 프레임 타이밍에 대한 잘못된 판단을 할 수 있다. 따라서, 고가의 처리 자원을 필요로 하고 실행하기 복잡한 부가적인 상관 과정을 거쳐야 하므로 셀 탐색 과정의 속도가 저하된다. 물론, 더 많은 프레임 시간에 거쳐 신호를 수신함으로써 더 많은 신호 에너지를 모을 수 있다. 그러나, 이와 같은 방법은 핸드오버에 허용 가능한 시간보다 긴 시간이 소요된다. 따라서, 저하된 무선 환경에서 셀 탐색 과정 중에 프레임 타이밍과 함께 롱코드를 확인하는 효과적인 방법이 절실히 필요하다. 하기에 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 이와 같은 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 출원은 1997년 8월 29일자로 출원한 특허 공동출원중인 미국특허 가 출원 제 60/057,412 호의 설명서를 참조한 것이다.

본 발명은 확산 스펙트럼 통신 분야에 관한 것으로, 특히 이동국이 기지국과 시간 동기화하고, 코드분할 다중접속(CDMA) 통신 시스템에서 사용되는 셀별 롱코드 및 프레임 타이밍 정보를 얻기 위한 셀 탐색 활동에 관한 것이다.

첨부된 도면을 참조하여 다음의 상세한 설명을 통하여 본 발명의 방법과 장치를 보다 명확히 이해할 수 있다.

도 1은 직접 시퀀스 코드분할 다중접속 통신 시스템에서 종래의 동기화 채널 신호 전송 방식을 설명하는 도면이다;

도 2는 직접 시퀀스 코드분할 다중접속 통신 시스템에서 종래의 다른 동기화 채널 신호 전송 방식을 설명하는 도면이다;

도 3은 직접 시퀀스 코드분할 다중접속 통신 시스템에서 종래의 또 다른 동기화 채널 및 롱코드 그룹 신호 전송 방식을 설명하는 도면이다;

도 4는 직접 시퀀스 코드분할 다중접속 통신 시스템에서 또 다른 종래의 동기화 코드 및 프레이밍 동기화 코드 전송 방식을 설명하는 도면이다;

도 5는 본 발명을 구현하기 위한 전송장치 및 수신장치의 동작예를 설명하는 도면이다;

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 도 5에 설명한 코드워드를 복호화하기 위한 수신장치 복호기에 사용되는 일반적인 복호화 알고리즘을 설명하는 흐름도이다;

도 7은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따라, 불규칙 심볼/비트 간섭/잡음이 존재하는 경우 도 5에 설명한 코드워드를 복호화하기 위한 수신장치 복호기에 사용되는 일반적인 최대공산(generic maximum) 복호화 알고리즘을 설명하는 흐름도이다;

도 8은 본 발명을 분명하게 하기 위한 것으로, m=2 격자 부호기의 격자부를 예시하여 설명하는 도면이다;

도 9는 본 발명을 분면하게 하기 위한한 것으로, M이 8인 원형 격자를 예시하여 설명하는 개략도이다;

도 10은 본 발명의 특성 2를 만족시키는 모든 워드를 발생하는 데에 부호기가 사용할 수 있는 알고리즘을 예시하여 설명하는 흐름도이다;

도 11은 도 10에서 나타낸 부호화 알고리즘을 구현하여 얻을 수 있는 동기화 코드를 보여 준다;

도 12는 본 발명에 따라, 도 11에서 나타낸 동기화 코드를 복호화하기 위한 방법을 설명하는 흐름도이다;

도 13은 도 12에서 나타낸 동기화 코드 탐색 알고리즘을 위한매쓰랩(Matlab) 리스팅을 보여 준다;

도 14는 M의 작은 값에 대한 소정 동기화 코드의 카디날리티(cardinality)를 보여 준다;

도 15A와 도 15B는 본 발명의 구현예에 사용되는 격자 부호기의 블록도이다;

도 16은 종래의 ARIB 광역 CDMA 방식에서 설명한 바와 같이, 이동국이 수행하는 셀 탐색 방법을 설명하는 도면이다;

도 17은 일차 동기화 코드와 이차 동기화 코드의 특성을 보여주는 표이다;

도 18은 본 발명에 따라 셀 탐색을 위한 일차 동기화 코드 또는 이차 동기화 코드로부터 얻을 수 있는 정보를 보여주는 표이다;

도 19는 본 발명에 따라 셀 탐색을 위하여 도 18에 도시한 일차 동기화 코드와 이차 동기화 코드를 얻기 위한 방법의 일례를 설명한다;

도 20은 본 발명에 따라 셀 탐색을 위하여 도 18에 도시한 일차 동기화 코드와 이차 동기화 코드를 얻기 위한 방법의 다른 예를 설명한다;

도 21은 본 발명을 구현하기 위한 두 가지 셀 탐색 알고리즘(방법)을 설명하는 표로서, 본 발명의 두 가지 셀 탐색 방법과 현재의 ARIB 광역 CDMA 셀 탐색 방법을 비교한 것이다;

본 발명은 특수한 코딩 방법을 이용함으로써 셀 탐색 과정 중에 롱코드와 프레임 타이밍을 보다 효과적으로 포착하기 위한 방법을 제공한다. Q 개의 쇼트 코드 집합으로 형성된 심볼을 포함하는 길이 M의 Q원(Q-ary)코드워드의 코드 집합은 소정의 특성을 갖는 것으로 정의된다. 그 첫 번째 특성은 코드워드를 순환 시프트시켰을 때 유효 코드워드를 생성하지 않는다는 것이다. 나머지 특성은 롱코드 메시지와 유효 코드워드 사이에 일대일 매핑이 존재한다는 것과, 복호기는 간섭과 잡음이 있어도 어느 정도의 정확성과 적당한 복잡도로 랜덤 시프트(그것에 의해 프레임 타이밍을 암시적으로 알 수 있음)와 전송 코드워드(즉, 이와 관련한 롱코드 표시 메시지)를 모두 알아낼 수 있어야 한다는 것이다.

본 발명의 중요한 기술적 이점은 셀 탐색 과정 중에 롱코드와 프레임 타이밍을 보다 효과적으로 포착하기 위한 복잡하지 않는 해결책을 제공하여 탐색 시간과/이나 정보 비트 에너지 대 잡음비(Eb/N0)를 줄일 수 있는 코딩 이득을 준다는 것이다.

본 발명의 다른 중요한 기술적 이점은 가능한 메시지 개수를 일정하게 유지하면서도 코드 복잡도를 다르게 함으로써 성능에 대한 복잡도를 감소시킬 수 있다는 것이다.

본 발명의 또 다른 중요한 기술적 이점은 종래의 방법보다 많은 코드워드를 제공함으로써 필요한 기지국 메시지의 개수를 줄이고/거나 제한한다는 것에 있다.

이하, 도 1 내지 23D를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어 동일한 부분은 비록 다른 도면에 도시되더라도 동일한 참조부호를 사용한다.

본 발명은 특수한 부호화 기술을 이용하여 셀 탐색 중에 롱코드 및 프레임 타이밍을 보다 효과적으로 포착하기 위한 방법을 제공한다. Q 개의 쇼트 코드 집합으로 이루어진 심볼을 포함하는 길이 M의 Q원 코드워드의 코드 집합은 소정의 특성에 따라 정의된다. 첫 번째 특성은 코드 워드를 순환 시프트시켰을 때 유효 코드워드를 생성하지 않아야 한다는 것이다. 그 밖의 다른 특성은, 롱코드 메시지와 유효 코드워드 사이에는 일대일 매핑이 존재한다는 것과, 복호기는 간섭과 잡음이 있어도 랜덤 시프트(그것에 의해 암시적으로 프레임 타이밍을 알 수 있음)와 전송 코드워드(즉, 해당 롱코드 표시 메시지)를 모두 어느 정도의 정확성과 적당한 복잡도로 알아낼 수 있어야 한다는 것이다.

특히, 전송장치가 Q원 알파벳(예: 길이 N의 Q 개의 직교 축소형 코드로 이루어진 알파벳)으로부터 택한 M 개의 심볼을 전송한다고 가정하자. 이들 전송 심볼들은 하나의 전송 코드워드를 이루고, 길이 M의 Q원 시퀀스(코드워드) 집합을 코드라고 부를 수 있다. 또한, 같은 코드워드가 반복해서 전송된다.

(전송 코드워드의) 수신장치는 심볼이 시작하고 끝나는 시간을 알지만, 코드워드가 시작하고 끝나는 시간은 알지 못한다. 또한, 전송 신호는 페이딩, 간섭, 및/또는 잡음을 갖기 쉽다. 그러므로, 수신장치의 목적은 (1) 코드워드의 시작/종료 시간을 미리 알고 있지 않아도 전송 코드워드(그리고 해당 메시지)를 추출하고, (2) 코드워드의 시작/종료 시간을 결정하는 것이다. 도 5는 상기에 설명한 송신장치와 수신장치의 동작을 설명하는 도면이다.

도 5를 참조하면, 전송 심볼은 a, b, c, …등으로 표시한다. 이 실시예에서는 전송 신호의 주기성 때문에 심볼 a, b, c, d가 각각 심볼 f, g, h, i와 동일하다. 또한, 수신장치가 코드의 프레임 타이밍을 알고 있다고 한다면, M 개의 연속 심볼로 이루어진 집합은 수신장치가 수신 신호를 복호화하는 데에 필요한 모든 정보를 포함한다. 이 때, M은 5이다. 코드의 프레임 타이밍을 모르면, 복호화 과정이 쉽지 않다. 그러나, 이 실시예에서는 간단한 설명을 위하여, 어떤 기지의 특성을 갖는 코드를 이용하는 것과 함께 코드의 프레임 타이밍을 알고 있다고 가정한다. 수신장치(RX)에서, M=5 번의 시프트를 갖는 연속 심볼 중의 하나는 수신 신호의 복호화에 필요한 정보를 가질 수 있다.

물론, 간단한 설명을 위하여 심볼간의 시간간격이 제로라고 가정할 수 있다. 그리고, 코드워드에 해당하는 심볼들을 가능한 신뢰도로 추출하도록 종래의 복호화 방법이 이용되는 것으로 할 수도 있다.

(수신장치측에서 볼 때) 채널은 코드워드를 임의 개수의 (완전) Q원 심볼만큼 시프트시킬 수 있는 간섭과 잡음으로 인하여 랜덤 심볼 에러를 가져오는 것으로 설명할 수 있다. 전송장치는 같은 메시지를 반복해서 재전송한다. 그 결과, 수신된 연속 심볼 중에 (위치와는 무관하게) M 개의 연속 심볼이 코드워드를 나타낼 수 있다. 그러므로, (Q 개의 쇼트 코드 집합에서 택한 심볼을 갖는) 길이 M의 Q원 코드워드의 코드 집합은 다음 특성을 갖는 것으로 정의된다.

특성 1: 롱코드 메시지와 유효 코드워드(L 개의 코드워드 또는 메시지가 있다) 사이에 일대일 매핑이 존재한다;

특성 2: (시프트 개수가 0이거나 M의 배수가 아니면 평범한 해답이다) 코드워드의 순환 시프트(Q원 심볼의)는 유효 코드워드를 만들지 않는다; 그리고

특성 3: 복호기는 간섭과 잡음이 있어도 랜덤 시프트(그것에 의해 암시적으로 프레임 타이밍을 알 수 있음)와 전송 코드워드(즉, 해당 롱코드 정보나 LCI 메시지)를 어느 정도의 정확성와 적당한 복잡도로 알아낼 수 있어야 한다. 물론, 다음에 상세히 설명하는 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예는 주로 특성 2에 맞는 코드를 이용한다. 하기에 설명한 바와 같이, 이들 코드들도 특성 1과 특성 3을 만족시킨다.

먼저, 본 발명의 이해를 쉽게 하기 위하여, 비트/심볼 에러가 발생하지 않고 반복적으로 전송된 미지의 코드워드가 미지의 수만큼 순환 시프트된 (단순화한) 채널이 있다고 가정하자. 수신장치는 실제 시프트와 전송 코드워드를 모두 결정해야 한다.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 상기(가장 효율적인 복호화 방법은 아니지만)에 설명한 코드워드를 복호화하기 위한 수신장치의 복호기에서 사용되는 일반적인 복호화 알고리즘을 설명하는 흐름도이다. 단계 101에서, 복호기는 M 개의 연속 심볼(수신 워드)을 모은다. 다음에 단계 102에서, 복호기는 수신 워드가 유효 코드워드인지를 판단한다. 유효 코드워드가 아니면, 복호기는 단계 103을 수행한다. 유효 코드워드이면, 복호기는 단계 104를 수행한다.

이 경우, 수신 워드가 유효 코드워드가 아니면, 단계 103에서 복호기는 수신 워드를 한 개의 심볼만큼 순환적으로 시프트시키고 단계 102로 복귀한다. 또는, 단계 104에서 복호기는 유효 코드워드를 얻기 위하여 (단계 103에서) 선택한 시프트 개수와, 이렇게 해서 얻은 코드워드와 관련된 메시지를 출력한다. 단계 104에서 출력된 시프트 개수는 코드워드의 프레임 타이밍을 제공한다.

도 7은 본 발명의 제 2 실시예에 따라, 불규칙 심볼/비트 간섭/잡음이 존재하는 경우에 상기 설명한 코드워드를 복호화하기 위한 수신장치 복호기에 사용되는 일반적인 최대공산 복호화 알고리즘(가장 효율적인 접근은 아니지만)을 설명하는 흐름도이다. 상기 일반적인 최대공산 복호화 알고리즘은 수신된 비트들이 어떻게 코드워드를 구성하는지에 관한 추정 또는 확률을 제공한다. 상기 추정 또는 확률은 최대공산 값의 형태이다. 이 실시예에서, 본 발명은 실제로 수신 워드를 복호화하기 전에 k*M 개의 심볼을 모을 수 있도록 하는 것으로서, 모든 코드 심볼의 사본을 다수(k) 얻을 수 있으므로 상술한 제 1 방법보다 복호화 워드의 추정에 더 유리하다.

이 실시예의 최대공산 복호화 알고리즘을 이용함으로써, 단계 201에서 복호기는 k*M 개의 연속 심볼(수신 워드)을 모아서 심볼의 공산값을 합한다. 단계 202에서, L 개의 코드워드와 M 번의 순환 심볼 시프트의 각각에 대하여 복호기는 M 번의 심볼-와이즈 시프트 하에서 수신 워드와 L 개의 코드워드의 관련 조합 사이의 상관을 계산한다. 복호기는 최상의 상관을 갖는 데에 필요한 코드워드와 시프트 수를 모두 저장한다. 단계 203에서, 복호기는 저장된 코드워드(또는 해당 메시지)와 시프트 수를 출력한다.

본 발명의 제 3 실시예에 따라, 특성 1 내지 3을 만족시키는 코드의 존재를설명하는 예와 함께 보다 효율적인 복호화 알고리즘을 설명하고자 한다. 이 실시예에 의하면, 본 발명의 복호화 알고리즘은 소위 테일바이팅 격자 코드와 동기화 코드를 합하여 특성 1 내지 3이 모두 만족되도록 한다. 이 경우, 코드는 내부 격자 코드를 동기화 특성을 갖는 외부 코드와 연결시켜서 구성한 것이므로, 이렇게 해서 구성된 전반적인 코드는 특성 2를 갖는다. 또한, 특성 1과 특성 3을 만족시킨다.

특히, 본 발명의 이 실시예에 따라, Q원 심볼을 발생하는 이진 입력 테일바이팅 내부 격자 부호기를 먼저 예로 들어보자. 이들 심볼은 복소(complex) 스칼라나 복소 벡터 신호를 나타낼 수 있다. 길이가 M 비트인 이진 입력 프레임을 인가한다고 가정하자. 이 프레임을 입력하였을 때, 동일한 상태로 끝마치기 위한 복호기의 초기 상태는 다음과 같이 계산할 수 있다. 차수 m의 다항 부호기의 경우, 입력 프레임의 마지막 m 개 비트가 서로 같도록 초기 상태를 설정할 수 있다. 결과적으로, 부호기와 복호기는 모두 같은 상태에서 시작하고 종료한다. 그러나, 이와 같은 상태는 복호기의 경우 알려져 있지 않다. 따라서, 유효 코드워드는 어느 특정 상태에서 시작하여 격자를 통하여 이동하고 시작 상태와 동일한 상태로 종료함으로써 얻을 수 있는 코드워드이다.

도 8은 본 발명의 이해를 위한 것으로, m=2 격자 부호기의 격자부를 예시하여 설명하는 도면이다. 도 8의 오른편에 수직으로 배열된 네 개의 박스는 m=2 격자 부호기의 네 가지 가능한 쉬프트 레지스터 상태이다. 상태에 관한 사항은 박스 내부에 명시하였다. 완전 격자는 도 8의 격자부와 동일한 M 개의 연쇄부로 구성된다.

테일바이팅 격자 부호기의 경우, 격자가 주위를 둘러싸고 마지막 상태 칼럼이 첫 번째 것과 같아진다. 표시된 화살표(예: I/코드 1)는 부호기의 현재 상태(화살표가 출발하는 상태)와 입력 신호(I)가 주어졌다고 하면, 현재 출력 심볼은 코드(1)이고 다음 상태는 화살표가 가리키는 상태가 된다. 도 8의 화살표는 구별되게 표시되어 있지만 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 코드 표시는 오직 본 발명을 설명하기 위한 것으로서, 특정한 매핑 기능을 기술하고자 한 것이 아니다.

도 8의 격자부를 가지고 설명한 바와 같이, 격자 코드 내의 모든 격자단은 서로 동일하고, 같은 코드가 반복된다. 그 결과, 도9에 나타낸 바와 같이 코드워드 경로는 원형 격자의 경로로 보일 수 있다. 도 9는 M이 8인 원형 격자를 예시하여 설명하는 개략도이다. 도면에 나타난 각 박스는 상태 칼럼(예: 도 8의 좌우 칼럼 중의 하나와 같은)을 나타내고, 각 화살표는 가능한 상태 변화와 해당 입출력 관계를 나타낸다. 본 발명에 따르면, 앞서 언급한 바와 같이, 모든 격자단이 서로 같다. 따라서, 심볼의 출력 시퀀스의 순환 시프트도 유효 출력 시퀀스이다. 이 때, 원형 격자의 경로에서 시작 상태와 종료 상태가 서로 같지만 시작하고 종료하는 격자상의 실제 위치는 알 수 없다.

복호기는 M 개의 연속으로 수신된 심볼을 모으고 격자 내에서 시작/종료 상태 위치를 가정한다. 유효 경로의 모든 순환 시프트도 유효 경로이다. 따라서, (잡음 레벨이 너무 크지 않다면) 정확한 경로(시작/종료 위치는 아님)를 복호화할 수 있다. 이 테일바이팅 부호기 알고리즘은 (상기) 특성 2를 만족시키지 않지만, 코드워드를 심볼-와이즈 순환 시프트시키면 모두 유효 코드워드가 된다. 그러나, 이와 같은 격자 구조를 이용함으로써 소프트 결정 복호화 방법과 보다 효율적인 복호화를 위한 격자 도형이 가능해진다. 1994년 IEEE Transaction on Vehicular Technology 43권 1호로 출판된 R. Cox와 C.E. Sundberg의 "일반적인 테일바이팅 콘벌루션 코드를 복호화하는 효과적인 적응형 순환 비터비 알고리즘(An Efficient Adaptive Circular Viterbi Algorithm for Decoding Generalized TailbitingConvolutional Codes)"과 R. Cox와 그의 동료가 등록한 미국 특허 제 5,355,376 번은 테일바이팅 격자 코드를 복호화하기 위한 종래의 기술을 설명하고 있다. (대부분의 경우) 정확한 경로를 복호화하였다고 하면, 입력 M비트 프레임의 순환 이동 형태를 얻을 수 있다.

특성 2를 만족시키도록 상술한 내부 코드워드를 제한하기 위해서, M비트 프레임을 구성하는 길이 M 비트의 외부 동기화 코드를 도입한다. 하기에 설명하고 있는 바와 같이, 이 외부 동기화 코드가 특성 2를 만족시킨다. 따라서, 단일 코드로서 내부 코드와 외부 코드를 보면, 결과적으로 단일 코드는 특성 2를 만족시키는 것이다.

내부 코드를 복호화하면 외부 코드의 시프트 형태를 얻을 수 있다. 그러나, 이 복호화 워드의 한 가지 시프트만이 유효한 외부 코드워드를 제공한다. 따라서, 유효 코드워드를 얻을 때까지 내부 복호화 워드를 시프트시킨다. 필요한 시프트 개수는 프레임 타이밍과 LCI에 해당하는 메시지를 정의한다. M 번의 시프트가 실행된 후에도 유효 코드워드가 나타나지 않으면, 내부 복호화 오류가 발생한 것으로 간주하여 본 발명은 에러 검출한다.

다음 설명에서는 (특성 2를 만족시키는) 동기화 코드가 사실상 존재하며 작은 수 M의 경우, 외부 코드의 코드워드를 열거한다. 그러면, 다수의 실시예에 대하여 격자 코드가 정의된다.

다음은, 본 발명에 따라 각 코드가 특성 2를 만족시키는 동기화 코드(그리고 이들의 카디날리티)를 설명하기로 한다. 이 실시예에서는 설명을 위하여 M을 5로 정하지만, 다음 결과는 임의의 M에 대해서도 적용된다. 특성 2와 관련하여, 모든(논트리비얼(non-trivial))순환 시프트가 별개의 논코드워드를 제공하도록 코드워드를 제한한다. 워드의 "주기"는 그 워드로 되돌아가는 데에 필요한 순환 시프트 개수로 정한다. 이 실시예에서, 주기는 M 이하이다. p-사이클은 주기 p 워드를 시프트시켰을 때 얻는 주기 p의 p 워드 집합이라고 정의한다. 각 코드워드는 주기가 M이고 M-1 시프트가 코드워드가 안되도록 코드워드를 제한한다. 상기의 조건에서, 부호기는 도 10에 나타낸 다음 알고리즘을 이용하여 특성 2를 만족시키는 모든 워드를 발생할 수 있다.

도 10을 참조하면, 단계 301에서 길이 M의 모든 2^M개의 워드에 대하여 부호기는 워드 주기를 계산한다. 단계 302에서, 부호기는 주기가 M보다 작은 모든 워드를 고려 대상에서 제외시킨다. 단계 303에서, 부호기는 사이클을 나타낼 수 있는 워드(예: 워드를 이진수로 보았을 때 최소 워드)를 제외한 M 사이클 내의 모든 워드를 배제한다. 단계 304에서, 부호기는 나머지 워드들이 특성 2를 만족시키고 목적하는 코드를 이룬다고 간주한다. 상술한 알고리즘은 도 11에 설명되어 있다. 도면에 나타낸 바와 같이, M은 5이다. 오른쪽 방향의 화살표(→)는 (예: 오른쪽) 순환 시프트가 발생하는 것을 나타낸다. 모든 2⁵=32 개의 워드가 밝혀지고, 6 개의 워드가 동기화 코드(가장 오른쪽 칼럼)에 남는다. 따라서, 이 실시예에서는 목적하는 동기화 코드가 6 개의 코드워드 1, 3, 5, 7, 11, 15(십진)를 구성한다. 그러므로, L=6이다.

도 12는 본 발명에 따라, 도 11에서 나타낸 동기화 코드를 복호화하기 위한 방법을 설명하는 흐름도이다. 단계 401에서, 복호기는 (내부 복호화로 얻은) M 개의 연속 비트를 모은다. 단계 402에서, 복호기는 수신 프레임이 (예: 이진수로 보았을 때) 최소가 될 때까지 최대 M 번 시프트시킨다. 단계 403에서, 복호기는 결과적으로 얻은 워드가 코드워드인지를 판단한다. 코드워드이면, 단계 404에서 복호기는 코드워드를 얻는데에 필요한 시프트 개수와 함께 코드워드의 해당 메시지를 출력한다. 코드워드가 아니면, 내부 복호화 오류가 발생한 것으로 간주한다. 이 경우, 단계 405에서 복호기가 내부 복호화 오류 메시지를 출력한다. 도 13은 동기화 코드 탐색 알고리즘을 위한 매쓰랩 리스팅을 보여 주고, 도 14는 M의 작은 값에 대한 소정 동기화 코드의 카디날리티(예: 차수가 아닌 양을 명시함)를 보여 준다.

DS-CDMA 시스템에서는, M 개의 코드 심볼은 길이 N의 쇼트코드 숫자 Q로 구성된다. 이들 축소형 코드는 서로에 대하여 직교를 이루거나, 그렇지 않으면 서로 교차하는 특성을 갖는다. 격자 가지 상의 심볼이 상기 Q 개의 벡터 집합에서 취한 벡터(또는, 심볼이라고도 함)인 저율의 시불변 격자 코드를 생각해보자. 이 같은 벡터 집합은 미국 특허 5,193,094 번에 개시되어 있다.

도 15A와 도 15B는 본 발명의 구현예에 사용되는 격자 부호기(10)(20)의 블록도이다. 본래, 이와 같은 격자 부호기는 입력 신호 I를 갖는 길이 m의 쉬프트 레지스터(12)(22)와, 각각의 쉬프트 레지스터(12)(22)와 현재 입력 신호I의 상태로 부터 출력 벡터(예: c1, c2, …, cN)로 매핑을 수행하는 매퍼(14)(24)의 형태로 구성된다. 격자 부호기(10)(20)에 도시한 바에서, 쉬프트 레지스터의 길이(m)는 3이다. 따라서, 쉬프트 레지스터(12)(22)는 8 가지의 다른 상태를 가질수 있다. 출력 벡터/심볼(예: c1, c2, …, cN)의 집합은 직교성 격자 부호기(10)(도 15A)의 직교 벡터 집합과 초직교성 격자 부호기(20)(도 15B)의 직교 또는 대척(對蹠)벡터 집합을 이룬다.

이 때, 레지스터 상태와 입력 신호 I로 매핑하여 벡터가 생성되면 직교성 격자 코드가 얻어진다. 초직교성 코드는 처음 m-1 개의 레지스터 상태가 직교 벡터를 정의할 때 형성되고, 입력 비트와 m:th 레지스터 상태 값의 모듈로 2 합이 1이 아닐 때 출력 벡터로 간주될 수 있다. 이 경우, 출력 벡터는 인버터(26)에 의해 비트가 반전된다. 0/1 → +1/-1과 같이 일반적인 매핑을 하면, 일정한 상태에서의 출력은 각각 입력값 0과 1에 따른 대척 벡터가 된다. 이 때, DS-CDMA의 경우, 격자 구조에 의한 확산 효과(매우 낮은 코드 레이트), 양호한 상관 특성, 에러 교정 능력 때문에 상기와 같은 코드들을 심볼로 사용하기 적합하다.

본 발명의 실시예에서는 상술한 신규한 부호화(복호화) 방법과 더불어, 광역 CDMA 셀 탐색 방법을 위한 종래의 ARIB 방식에서 본 발명의 부호화 방법을 이용하는 셀 탐색을 위한 프레임 타이밍 표시(FTI)를 포함시키는 신규한 방법을 제공한다. 상기에서, 현재의 ARIB 광역 CDMA 방식의 다운링크에서 전송되는 포착관련 채널은 해당 이동국에서의 3단계 포착 방법을 용이하게 한다. 그러나, 이들 포착관련 채널은 프레임 타이밍에 관한 정보를 포함하지 않으므로 제안된 ARIB 방법의 최종 단계가 복잡하고 그리고/또는 시간이 많이 걸린다. 아래에 설명하고 있는 바와 같이, 본 발명은 제안된 ARIB 광역 CDMA 방식의 구조 내에서 FTI를 얻기 위한 적어도 두 가지 방법을 제공한다.

특히, 도 16은 ARIB 광역 CDMA 방식에서 설명한 바와 같이, 이동국이 수행하는 셀 탐색 방법을 설명하는 도면이다. 각 슬롯에서, 일차 동기화 코드(PSC)와 이차 동기화 코드(SSC)가 롱코드 스크램블링을 거치지 않고 공지의 변조를 통하여 나란히 전송된다. PSC/SSC의 지속 시간은 16 k심볼/초의 물리적 채널의 한 개 심볼이거나 256 개의 칩이다. 시스템에는 N_SSC개의 유효 SSC가 존재하므로, LCI로 사용되는 정보의 log₂(N_SSC) 비트를 제공한다. PSC와 SSC의 특성은 도 17의 표에 나타내었다. 도 17에 나타낸 바와 같이, 이동국에는 FTI가 공급되지 않으므로 셀 탐색에 필요 이상으로 시간이 소요된다.

도 18은 본 발명에 따라 셀 탐색을 위한 PSC/SSC로부터 얻을 수 있는 정보를 보여주는 표이다. 이 정보는 여러 가지 방법으로 얻을 수 있지만, 여기에 나와 있는 두 가지 실시예는 현재 제시된 셀 탐색 방법으로 사용될 수 있는 것으로 설명된다.

특히, 본 발명의 일 실시예에 따르면(도 19 참조), 종래의 ARIB 방법에서와같이 SSC는 프레임 내의 각 슬롯에서 같으며 시스템에는 N_SSC개의 유효 SSC가 존재하므로, LCI로 사용되는 정보의 log₂(N_SSC) 비트를 제공한다. 프레임 전체의 SSC는 길이 16의 N_MOD개의 가능한 유효(예: 이진의) 시퀀스 중에서 하나에 의해 부가로 변조된다. 이 방법은 LCI와 LCI에 사용되는 정보의 다른 log₂(N_MOD) 개의 비트를 제공한다. 결과적으로 얻은 길이 16의 변조 시퀀스는 자기 상관 특성이 양호하다.

N_MOD의 값이 1보다 크면, 다음 특성들을 만족시켜야 한다: (1) 상호상관성이 좋아야 하고, (2) 유효 변조 시퀀스의 순환 시프트가 다른 유효 변조 시퀀스(그리고 순환 시프트)를 만들지 않아야 한다. 이렇게 해서 얻은 변조 시퀀스가 상기 특성들을 만족시키면, 이동국의 수신장치에 유효 변조 시퀀스가 검출되자마자 FTI를 알 수 있다. PSC를 기준 심볼로 이용하여 채널 위상 기준을 얻으면 수신 신호의 정합 검출이 쉬워진다. 이 때, FTI는 고유하게 주어진다. 결과적으로, 정보의 모든 log₂(N_SSC)+log₂(N_MOD) 개의 비트들을 LCI로 이용할 수 있다.

(도 20에서 설명한 바와 같이) 본 발명의 제 2 실시예에 따르면, 16 개 SSC의 시퀀스가 각 프레임에서 반복된다. 일반적으로, 시스템에 사용할 수 있는 SSC 시퀀스가 N_{SSC_SEQ}개이므로, LCI로 사용할 수 있는 정보의 log₂(N_{SSC_SEQ}) 개의 비트를 발생한다. 이 경우, 각각의 SSC 시퀀스가 서로 다르고 각 SSC가 자기상관 특성과 상호상관 특성이 양호한 것이 바람직하다. 그러나, 실제로는 N_{SSC_SEQ}=1이면 충분하다.

유효 SSC 시퀀스를 찾을 때, FTI는 본래 발생하는 것이고 SSC 시퀀스도 제 1 실시예의 방법에서 설명한 바와 같이 변조된다. 이 때, LCI에 사용되는 정보의 log₂(N_MOD) 개의 비트가 발생한다. 이 경우, LCI는 65,536 가지(이상)의 다른 값을 가지므로 LCI 검출 성과가 좋아진다.

도 21은 본 발명을 구현하기 위한 두 가지 셀 탐색 알고리즘(방법)을 설명하는 표이다. 또한, 도 21의 표는 현재의 ARIB 광역 CDMA 셀 탐색 방식을 이용한 본 발명의 두 가지 셀 탐색 방법을 비교하고 있다. 도 21의 행(단계들)은 관련 셀 탐색 단계들을 설명하는 것이다. 첫 번째 단계(단계 1)를 예로 들면, 정합 필터(MF)를 이용하여 슬롯 타이밍(ST)을 생산한다. 두 번째 단계에서, SSC와 상관하면(CORR) PSC는 위상 기준을 제공하므로 상관관계가 일관적으로 축적된다. 한편, 슬롯마다 오직 한 개의 SSC가 존재하므로 상관이 슬롯마다 한 번씩만 수행된다. 제 3 단계에서 롱코드(LC)와 상관하면, 상관이 비일관적으로 축적된다. 그러나, 롱코드가 프레임 내의 각 심볼에 적용되므로 이와 같은 상관이 연속 심볼에 대하여 이루어진다. 이 경우, 롱코드와 항상 다운링크로 전송되는 BCCH의 축소형 코드를 연결시킴으로써 상관을 수행한다. LCI가 롱코드를 정확히 지정하면, 상술한 두 가지 실시예를 이용하는 경우에는 오직 한 번의 상관 단계가 필요하다. 그러나, 현재 제안된 ARIB 셀 탐색 방법을 이용하면, 프레임 타이밍(FT)을 알아내기 위해서 상술한 단계들 외에도 탐색이 요구된다.

도 21에 설명한 방법에 필요한 수신장치의 동작을 예시하기 위해서는, 다음과 같은 조건을 선택해야 한다: N_SSC= 16×16으로 분류한 256 개의 롱코드; N_MOD= 1; N_{SSC_SEQ}= 1; (간단한 설명을 위하여) 16 가지 상관(각 256 개의 칩)의 코히어런트 축적이 적당한 검출을 위해 충분히 이루진다고 가정한다. 이 때, 종래의 ARIB 셀 탐색 방법을 실현함에 있어서, 다음의 상관 행렬이 형성된다:

여기서,는 16 개의 다른 SSC이고,는 16 개의 연속으로 수신된 SSC이고, 점곱은 상관이 수행된 것을 나타낸다. 이동국의 수신장치에서 16 개의 상관기가 Z₁의 256 가지 상관관계를 형성하려면 16 개의 슬롯에 대해서 동작해야 한다. 또한, 무선 채널과 주파수 동기화 에러로 인한 위상 이동을 제거하기 위해서는 Z₁의 원소를 해당 PSC 상관의 켤레와 곱할 수 있다. 이와 같은 곱셈연산이 이미 상기 행렬 (1)에서 수행된 것으로 간주할 수 있다. 그런 다음, Z₁의 행을 합산한다. 이들 합의 하나는 나머지보다 크고 SSC를 나타낸다.

제 1 실시예(상기 방법 1)에 의하여 행렬 (1)이 형성된다. 그러나, 방법 1을 실행하기 위하여 행렬 (1)을 다음 행렬을 가지고 곱한다:

여기서, 열은 (간단한 설명을 위하여, 실수라고 가정하면) 변조 시퀀스의 모든 순환 시프트를 포함한다. 행렬곱 Z₁M₁로 16×16 행렬이 형성된다. 이 행렬에서 원소 중에 어느 하나는 나머지보다 크기가 크다. 이 원소의 행 지표는 LCI를 만들고 열 지표는 프레임 타이밍(FTI)을 만든다.

본 발명의 제 2 실시예(상기 방법 2)에 따르면, 행렬 (1) 대신에 다음의 행렬이 형성된다:

여기서, c_i는 SCC 시퀀스의 SCC이다. 그런 다음, 행렬 (3)에 다음의 행렬을 곱한다:

여기서, 열은 (간단한 설명을 위하여, 실수라고 가정하면) 16 개의 가능한 변조 시퀀스를 모두 나타낸다. 행렬곱 Z₂M₂로 16×16 행렬이 형성된다. 이 행렬에서원소 중에 어느 하나는 나머지보다 크기가 크다. 이 원소의 행 지표는 FTI를 만들고 열 지표는 LCI를 만든다.

상술한 본 발명의 방법은 다른 일반적인 경우에도 확장하여 적용할 수 있다. 가령, 더 많은 변조 시퀀스를 원하면, 행렬 M1(M2)의 새로운 열이 가능한 m 개 시퀀스의 모든 시프트를 포함하도록 확대시킬 수 있다. 제 2 방법을 구현함에 있어서 더 많은 SSC 시퀀스를 원한다면, 모든 가능한 SSC 시퀀스와 시프트된 상관을 갖는 행의 개수를 늘여서 행렬 Z₂를 확대시킬 수 있다. 그룹마다 롱코드가 더 많이 존재하면, 상관 행의 개수를 늘여서 제 1 방법과 관련하여 상술한 행렬 Z₁을 확장시킬 수 있다. 이렇게 하여 소정의 상관 집합을 사용하면, 다음 프레임에서 상관이 이루어져 일관적으로 축적된다. 이와 같은 현상은 상술한 본 발명의 두 가지 셀 탐색 방법에서 모두 나타난다.

다음은, 본 발명의 두 가지 셀 탐색 방법을 종래의 ARIB 광역 CDMA 셀 탐색 방법과 비교하여 설명한다. 이를 위하여, 하기의 표 1에 나타낸 시스템 매개변수를 다음 경우들에 각각 적용한다.

표 1

매 개 변 수	값
칩 레이트	4.096 Mc/s
BCCH를 전송하는 물리적 채널의 심볼 레이트	16 k심볼/s
프레임의 길이	10 m/sec
프레임 당 슬롯의 개수	16
슬롯 당 심볼의 개수	10
심볼당 칩의 개수	256
이동국의 상관기 개수	16
찹음/페이딩을 충분히 억제하기 위한 일관적으로 축적된 256 칩 상관의 개수	16
잡음/ 페이딩을 충분히 억제하기 위한 비일관적으로 축척된 256 칩 상관의 개수	32
시스템 내 롱 코드의 개수	256
롱코드 배치	1×256, 4×32, 16×16, 32×4

다음의 표 2 내지 5는 종래의 ARIB 광역 CDMA 셀 탐색 방법에 대한 본 발명에 따른 두 가지 셀 탐색 방법의 이점을 보여주고 있다.

예를 들면, 표 2는 해당 롱코드 배치가 없는 경우, 요구되는 256 개 칩의 상관 개수와 세 가지 셀 탐색 방법의 다운링크 동기화를 위하여 소요되는 시간을 나타낸다

표 3은 32 개의 코드로 이루어진 4 개의 롱코드 집합이 있는 경우의 같은 정보를 보여 준다.

표 4는 각 32 개의 코드로 이루어진 4 개의 롱코드 집합이 있는 경우의 같은 정보를 보여준다.

표 5는 4개의 코드로 이루어진 32개의 롱코드 집합인 경우에 같은 정보를 보여준다.

표 2

단 계	PROC	ARRIB	방 법 1	방 법 2
2	CORRDELAY	최대 16×16×16 =4096평균 2048최대 16 프레임평균 8프레임	최대 16×16×16 =4096평균 2048최대 16 프레임평균 8프레임	16×16 = 2561 프레임
3	CORRDELAY	16×16 = 25616 심볼 = 1.6슬롯	상관 불필요지연 없음	상관 불필요지연 없음
전 체	CORR(평균)DELAY(평균)	2048 + 256 = 20348 프레임 + 1.6 슬롯= 8.1 프레임	20488 프레임	2048 + 256 = 20341 프레임

표 3

단 계	PROC	ARRIB	방 법 1	방 법 2
2	CORRDELAY	최대 16×16 = 641프레임	4 ×16 = 641 프레임	16×16 = 2561 프레임
3	CORRDELAY	최대 16×32×32=16384평균 8192최대 1024 심볼= 102.4 슬롯=6.4프레임평균 3.2프레임	최대 32×32=1024평균 512최대 64 심볼= 6.4 슬롯= 0.4프레임평균 0.2프레임	최대 32×32=1024평균 512최대 64 심볼= 6.4 슬롯= 0.4프레임평균 0.2프레임
전 체	CORR(평균)DELAY(평균)	64 + 8192 = 82561 프레임 + 3.2 슬롯= 4.2 프레임	64 + 512 = 5761 프레임 + 0.2 슬롯= 1.2 프레임	256 + 512 = 7681 프레임 + 1.6 슬롯= 1.2 프레임

표 4

단 계	PROC	ARRIB	방 법 1	방 법 2
2	CORRDELAY	최대 16×16 = 2561프레임	16 ×16 = 2561 프레임	16×16 = 2561 프레임
3	CORRDELAY	최대 16×16×32= 8192평균 4096최대 512 심볼= 51.2 슬롯= 3.2프레임평균 1.6프레임	최대 16×32=1024평균 256최대 32 심볼= 3.2 슬롯= 1.6프레임평균 0.1프레임	최대 16×32=1024평균 256최대 32 심볼= 3.2 슬롯= 1.6프레임평균 0.1프레임
전 체	CORR(평균)DELAY(평균)	256 + 4096 = 43521 프레임 + 1.6 프레임= 2.6 프레임	256 + 256 = 5121 프레임 + 0.1프레임= 1.1 프레임	256 + 512 = 7681 프레임 + 1.6 슬롯= 1.2 프레임

표 5

단 계	PROC	ARRIB	방 법 1	방 법 2
2	CORRDELAY	최대 16×2×16 = 5121프레임	16 ×2×16 = 512평균 256최대 2 심볼평균 1 프레임	16×16 = 2561 프레임
3	CORRDELAY	최대 4×16×32= 8192평균 1024최대 128 심볼= 12.8 슬롯= 0.8프레임평균 0.6프레임	4 ×32=12832 심볼= 3.2 슬롯= 0.2프레임	4 ×32=12832 심볼= 3.2 슬롯= 0.2프레임
전 체	CORR(평균)DELAY(평균)	256 + 1024 = 12801 프레임 + 0.6 프레임= 1.6 프레임	256 + 128 = 3841 프레임 + 0.2프레임= 1.2 프레임	256 + 128 = 3841 프레임 + 0.2프레임= 1.2 프레임

상기에서, 첫 번째 단계(정합 필터링 또는 MF 단계)는 세 가지 방법 모두에 대하여 동일하다. 따라서 간단한 설명을 위하여 첫 번째 단계를 표 2 내지 5에서 생략하였다. 어떤 상관의 경우, 최대 평균값이 주어진다. 그 이유는, LC나 FT에 대하여 블라인드탐색이 수행될 때에는 충분한 정합이 이루어진 경우에 모든 가능한 조합이 탐색되기 전에 상관 과정이 끝날 수 있기 때문이다. 블라인드탐색(예: N 개의 서로 다른 코드들 중에서)을 수행할 때에는 평균 N/2 개의 코드에 대하여 시험한다. 그러나, 최악의 경우에는 N 개의 코드 모두를 시험해야 한다. 이 경우, 행렬곱 Z1M1을 즉시 수행할 수 있으므로 그 복잡도를 상기 표에서 고려하지 않았다. 요약하면, 상기 표 2 내지 5에 나타낸 바와 같이, 본 발명에 따라 수행되는 두 가지 셀 탐색 방법은 초기 동기화 단계와 핸드오버 측정 보고시에 해당 이동국이 보다빠르고 덜 복잡한 셀 탐색을 수행할 수 있도록 한다. 또한, 표 2 내지 5에 나타낸 바와 같이, 본 발명에 따른 셀 탐색 방법은 제안된 ARIB 셀 탐색 방법보다 지연과 복잡도가 낮다. 특히, 본 발명에 따른 두 가지 방법을 이용한 이동국의 셀 탐색 방법에 있어서 세 번째(단계 3)는 제안된 ARIB 방법보다 16 배나 빠르고 덜 복잡하다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허 청구의 범위뿐만 아니라 이 특허 청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

기지국이 전송을 위한 식별 코드 집합을 발생하고, 상기 식별코드 집합이 쇼트 코드 집합으로 만들어진 복수개의 심볼을 포함하는 복수개의 코드워드로 구성되고, 각각의 코드워드의 심볼-와이즈 순환 시프트는 유효 코드워드를 생성하지 않게 정의되는 단계; 및

내부 코드와 외부 코드를 연결함으로써 형성되는 상기 발생한 식별 코드 세트를 기지국이 전송하는 단계를 포함하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 복수개의 코드워드가 복수개의 Q원(Q-ary) 코드워드를 포함하고, 상기 쇼트 코드 집합이 Q 개의 쇼트 코드로 이루어진 집합을 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
제 2 항에 있어서, 상기 복수개의 코드워드가 길이 M인 복수개의 Q원 코드워드를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
삭제
제 1 항에 있어서, 상기 내부 코드가 테일바이팅 격자 코드를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 외부 코드가 이진 코드를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
제 5 항에 있어서, 상기 테일바이팅 격자 코드가 직교성 격자 코드를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
제 5 항에 있어서, 상기 테일바이팅 격자 코드가 초직교성 격자 코드를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템에서 셀 탐색을 용이하게 하기 위한 방법.
CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 복호화하는 방법에 있어서,

상기 식별 코드로 이루어진 복수개의 연속 심볼을 수신하는 단계;

상기 수신된 복수개의 연속 심볼이 유효 코드워드로 이루어진 것이지를 판단하는 단계; 및

상기 수신된 복수개의 연속 심볼이 유효 코드워드로 이루어지지 않은 경우,상기 수신된 복수개의 연속 심볼의 소정의 양만큼 순환 시프트시키고 상기 판단 단계로 되돌아가는 단계;

상기 수신된 복수개의 연속 심볼이 유효 코드워드로 이루어진 경우, 상기 유효 코드워드를 얻기 위하여 수행된 순환 시프트의 개수와 상기 유효 코드워드와 관련한 메시지를 출력하는 단계를 포함하는, CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 복호화하는 방법.
제 9 항에 있어서, 유효 코드워드를 얻기 위하여 수행된 상기 순환 시프트의 개수가 상기 유효 코드워드의 프레임 타이밍을 나타내는 것을 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 복수개의 연속 심볼이 소정 개수의 연속 심볼을 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 소정 개수가 한 개의 심볼을 포함하는 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 복호화하는 방법에 있어서,

상기 식별 코드를 이루는 M 개의 연속 심볼을 k 번 모으는 단계;

상기 k 번 모은 M 개의 연속 심볼의 결합 공산값을 계산하는 단계;

L 개 코드워드와 상기 k 번 모은 연속 심볼의 M 개 순환 시프트의 각각에 대하여, k 번 수집한 M 개의 연속 심볼과 M 번 얻은 L 개의 연속 심볼 사이의 상관관계를 연산하는 단계; 및

상기 연산 단계에서 상관관계 값이 가장 큰 코드워드와 순환 시프트 개수를 저장하는 단계를 포함하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 복호화하는 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 순환 시프트 개수가 상기 식별 코드의 프레임 타이밍을 나타내는 것을 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 저장된 코드워드와 관련된 메시지를 출력하는 단계를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법에 있어서,

상기 식별 코드로서 부호화될 길이 M의 2^M개 워드 각각에 대한 주기를 계산하는 단계;

주기가 M보다 작은 상기 2^M개 워드 각각을 제외시키는 단계;

상기 2^M개 워드 중 나머지 워드의 M 사이클 각각에 대하여, 대표 워드를 결정하는 단계; 및

상기 대표 워드를 각각 저장하는 단계를 포함하는, CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.
제 16 항에 있어서, 상기 저장된 대표 워드 각각이 복수개의 코드워드를 포함하고, 상기 복수개의 코드워드 중에서 어떤 하나는 순환 시프트가 유효 코드워드를 생성하지 않는 것을 특징으로 하는 CDMA 이동 통신 시스템에서 이동국이 기지국에서 전송한 식별 코드를 부호화하는 방법.