KR100279546B1

KR100279546B1 - 수광 증폭 장치

Info

Publication number: KR100279546B1
Application number: KR1019980034173A
Authority: KR
Inventors: 나루이찌 요꼬가와; 다까노리 오꾸다; 다까유끼 시미즈
Original assignee: 마찌다 가쯔히꼬; 샤프 가부시키가이샤
Priority date: 1997-09-26
Filing date: 1998-08-22
Publication date: 2001-02-01
Also published as: TW385598B; DE69828556D1; CN1213236A; EP0905925B1; KR19990029335A; JPH11103219A; JP3437917B2; EP0905925A2; US6137101A; EP0905925A3; CN1134913C; DE69828556T2

Abstract

본 발명의 수광 증폭 장치는 수광량에 따라서 변하는 광신호 전류를 출력하는 수광 소자와, 상기 수광 소자에 직렬로 접속되고 상기 광신호 전류에 따라서 변하는 검출 전압을 생성하는 부하 저항과, 상기 부하 저항에 병렬로 접속되고 상기 검출 전압의 주파수에 따라서 입력 임피던스가 변하고, 저주파수 대역의 경우에 상기 검출 전압이 포화되지 않게 하는 저주파 전류 바이패스 회로와, 상기 검출 전압의 임피던스를 변환하는 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)와, 상기 저주파 전류 바이패스 회로와 상기 트랜스임피던스 회로를 커플링하는 콘덴서를 포함하고, 이에 의해서, 적외선 통신용 수신기에 있어서, 직류 광전류에 대한 동작 범위를 유지하면서 수광 증폭 장치부의 저노이즈화를 비교적 간단한 회로로 구성해서 실현하는 것이 가능해진다.

Description

수광 증폭 장치

본 발명은 적외선 신호 수신기 등에 사용되는 수광 증폭 장치에 관한 것이고, 특히 광공간 전송 소자 IrDA1.0 이나 IrDA1.1에 사용되는 수광 증폭 장치에 관한 것이다.

현재의 적외선을 이용한 데이터 통신으로서는 가전 제품에 사용되고 있는 가장 일반적인 리모콘에 의한 통신과, 퍼스널 컴퓨터용 주변 기기에 사용되는 통일 규격인 광공간 전송 소자 IrDA1.0 또는 IrDA1.1등에 의한 통신이 있다.

리모콘에 대해서는 전송 레이트가 약 1kbps의 단방향 통신이고, 전송 거리가 길다는(10m이상) 것이 특징이 있다. 한편, 광공간 전송 소자 IrDA1.0 또는 IrDA1.1에 대해서는 전송거리는 약 1m로 짧지만 전송 레이트가 9.6kbps∼4Mbps로 다량의 데이터 전송이 쌍방향 통신으로 이루어진다는 점에 특징이 있다.

금후는, 전송 레이트의 향상을 위한 소자의 고속화 및 회로의 고정도화, 전송거리의 연장을 위한 소자의 고감도화, 특성향상, 동작 전원 전압 범위의 확대, 및 제품 패키지의 소형화 등의 실현이 필요하다. 이와 같은 소자의 고속 고감도화, 회로의 고감도화에 수반되는 문제점의 해결을 위해 새로운 기술이 필요하지만, 여기서는 적외선 수신기의 수광 증폭 장치부의 직류전류 제거 방법과 S/N비의 향상에 대해서 설명하기로 한다.

적외선 데이터 통신은 보급되고 있지만 고속화 및 장거리 전송을 위한 고감도화가 문제로 되고 있다. 도 7은 종래예의 적외선 데이터 통신용 수신기의 수광 증폭부의 회로예를 도시하고 있다. 이것은 미국특허 제5,600,128호 공보(등록일:1997년 2월 4일)에 기재되어 있는 「광학 통신 시스템에 대한 가변 입력 저항을 갖고 있는 적외선 수신기」의 주요 회로도이다.

도 7에 있어서, 수광소자(100)의 캐소드는 전원 Vcc에 접속되어 있고, 애노드와 GND 사이에 부하 저항 R_A가 접속되어 있다. 이 부하 저항 R_A와 병렬로 저주파 전류 바이패스 회로(103)가 접속되어 있다. 이 저주파 전류 바이패스 회로(103)는 다이오드 D_A와 저항 R_B를 직렬로 접속한 회로와, 다이오드 D_B와 다이오드 D_C를 직렬로 접속한 회로가 병렬로 접속되어 구성되고, 저주파 전류 바이패스 회로(103)와 증폭기(105)는 콘덴서(104)를 통해서 접속되어 있다.

이하 이 회로의 동작에 대해서 설명하기로 한다. 정성적(定性的)으로 설명해 보면, 먼저, 직류광이 존재하지 않고 교류 신호만이 존재하는 경우, 입사광 신호 P는 수광 소자(100)에 의해서 광신호 전류로 변환되고 변환된 광신호 전류 I는 부하 저항 R_A에 의해서 전압으로 변환되고, A-B 간에 검출 전압 V_B가 발생한다. 검출 전압 V_B는 콘덴서(104)를 통해서 증폭기(105)에 입력되어 증폭 처리된다. 이 선행예에서 증폭기(105)의 입력 임피던스가 충분히 높다고 가정하면, 증폭기(105)의 입력 신호 Vin은 그대로 검출 전압 V_B의 교류 성분으로 된다.

이후에, 광신호 전류의 직류 성분이 증가해서, 검출 전압 V_B의 직류 전압이 상승해서 어떤 전압치 V1에 도달하면 다이오드 D_A가 동작(온)하기 시작하고 저항 R_B에 전류가 흐르기 시작한다. 그 결과, A-B간의 합성 저항이 감소하기 때문에 검출 전압 V_B의 증가율이 작아지고 콘덴서(104)를 통해서 증폭기(105)로 입력되는 신호도 작아지고, 증폭된 신호의 진폭도 작아진다.

광신호 전류의 직류 성분이 더 증가하여 어떤 전압 V2에 도달하면, 다이오드 D_B와 D_C가 동작하기 시작하고 A-B간의 합성 저항은 거의 양 다이오드 D_B와 D_C의 온 저항만으로 결정된다. 이와 같이, A-B간의 합성 저항이 감소하기 때문에 검출 전압 V_B의 증가율이 더 감소되고 거의 전압치 V2에서 일정하게 되며, 콘덴서(104)를 통해서 증폭기(105)로 입력되는 신호도 작아지고 증폭된 신호의 진폭도 작아진다.

이와 같은 상황을 도 8에 그래프로 도시하였다. 도 8에 도시된 바와 같이, 이 종래예에서는 결과적으로 부하로 되는 저항(A-B간의 합성 저항)을 단계적으로 낮추어서 직류 전류에 대한 동작 범위를 확보하고 광신호 전류의 직류 성분의 증가에 대응하고 있다. 또한 도 8에서 VT는 동작을 위한 최소 전압을 나타낸다.

이하, 상기 검출 전압과 상기 광신호 전류와의 관계를 도 8을 참조해서 각각의 상태의 변화점의 전류, 전압에 대해서 수학식으로 설명한다. 도 8의 검출 전압 V1은 다이오드 D_A가 동작(온)하기 시작하는 전압이고, 다이오드 D_A의 상승 전압 V_BE으로 표시되며 약 0.7 V이다. 검출 전압 V2는 다이오드 D_B와 D_C의 양방이 동작(온)을 시작하는 전압이고 다이오드 D_B와 D_C의 상승 전압의 합, 즉, (V_BE+V_BE)으로 표시되고 약 1.4 V가 된다.

V1이 검출 전압으로서 A-B간에 생성되면, 광신호 전류 I1은 수학식 10으로 표현된다:

<수학식 10>

I1 ≒ 0.7 V/R_A

또한, 도 8 중에서, 광신호 전류가 I1으로 부터 I2 까지의 사이에 부하 저항 R_A와 저항 R_B의 양방에 전류가 흐르기 때문에 I2는 다음 수학식 11로 표시된다:

<수학식 11>

I2 ≒ I1 + 0.7 V / (R_A×R_B/ (R_A+R_B))

그러나, 종래예의 수신기의 회로에 있어서는 부하 저항으로서 꽤 큰 저항치를 설정하면, 수광 소자의 내부 저항 Cpd와의 곱의 시정수 때문에 응답성이 나빠지고 신호 속도를 따라 붙을 수 없는 현상이 생긴다. 따라서, 부하 저항 R_A를 어느 정도 작은 저항으로 할 필요가 있다. 그러나, 부하 저항 R_A의 저항치를 너무 작게하면, 부하 저항 R_A에 의한 열잡음 전류를 작게 할 수 없다는 문제가 생기므로, 부하 저항 R_A를 적절한 저항치로 설정하지 않으면 아니된다. 예를 들어, 현재 적외선 통신 규격의 IrDA1.1을 예로 들면, 광감도와 응답 속도를 만족시키기 위해서는 대략 이하의 조건을 만족하는 것이 필요하다.

Cpd ≒ 25 〔pF〕

fc ≒ 6 〔MHz〕

fc의 조건 : 3dB 대역폭

이 응답 속도를 만족시키는데 필요한 부하 저항 R_A의 조건은 다음 수학식 12로 표현된다:

<수학식 12>

R_A< 1 / (2π· fc · Cpd) ≒ 1.06 〔㏀〕

그런데, 이 경우는 부하 저항 R_A의 저항치로서 1㏀ 이상의 저항치를 설정할 수가 없다. 한편, 통신의 장거리화를 위한 고감도화에 있어서는 수광 증폭 장치의 저 노이즈화가 필요하고, 저 노이즈화를 위해서는 이 부하 저항 R_A의 저항치를 가능한 한 크게 설정할 필요가 있다. 이 이유는 수광 증폭 장치의 입력 환산 잡음중 부하 저항 R_A에 의한 열 잡음 전류 Inr이 다음 수학식으로 표시되기 때문이다.

<수학식 13>

Inr = (4KT/ R)^1/2〔A/Hz^1/2〕

여기서, K : 볼쯔만 정수 (1.38 × 10^-23)

T : 절대 온도〔K〕

R : 부하 저항치

따라서, 부하 저항치가 1 ㏀인 경우의 Inr은 온도에 있어서,

Inr = (4×(1.38×10^-23) × 300/1000)

≒ 4.07 〔pA/Hz^1/2〕

로 되고, 상술한 예에서는 이 이하의 값으로 노이즈를 억제할 수가 없다. 수학식 13으로 표현되는 열잡음 전류 Inr와 부하 저항치 R과의 관계를 도 9에 도시하고 있다.

그러나, 현재로는 1〔pA/Hz^1/2〕 ∼ 2〔pA/Hz^1/2〕의 잡음 레벨이 요구되고 있고, 회로의 개선이 요구되고 있다. 이 문제를 해결하기 위하여 일반적으로, 앰프측의 입력 임피던스를 낮추어서 트랜스임피던스 앰프로 하고, 수광 소자의 부하 저항 R_A를 큰 값으로 설정하는 수법이 있다. 그러나, 부하 저항 R_A를 크게 하면, 직류 광전류에 대한 동작 범위가 작아져버리는 문제가 있으므로, 이 직류 광전류의 동작 범위를 확보하는 것이 적외선 수광기의 가장 큰 과제로 되어 있다.

본 발명의 목적은 부하 저항을 크게 할 수 있음과 동시에 저주파수 성분의 입력 신호에 대한 동작 범위를 확대할 수 있는 수광 증폭 장치를 제공하는 것이다.

이들 목적을 달성하기 위해서 본 발명에 따른 수광 증폭 장치는 (1)수광량에 따라서 변하는 광신호 전류를 출력하는 수광 소자와, (2)상기 수광 소자에 직렬로 접속되고, 상기 광신호 전류에 따라서 변하는 검출 전압을 생성하는 부하 저항과, (3)상기 부하 저항에 병렬로 접속되고, 상기 검출 전압의 주파수에 따라서 입력 임피던스가 변하고, 저주파수 대역의 경우에 상기 검출 전압이 포화되지 않도록 하는 저주파 전류 임피던스 회로와, (4)상기 검출 전압의 임피던스를 변환하는 트랜스임피던스 증폭회로와, (5)상기 저주파 전류 바이패스 회로와 상기 트랜스임피던스 증폭회로를 결합하는 콘덴서를 포함하고 있다.

상기 구성에 의하면, 수광 소자로부터의 광신호 전류는 부하 저항으로 흐르고 여기서의 수광량에 따라서 변하는 검출 전압이 생성된다. 이 검출 전압은 저주파 전류 바이패스 회로로 제공된다. 이 저주파 전류 바이패스 회로는 저주파수 대역의 검출 전압에 대해서 이 검출 전압이 포화되지 않도록 처리를 한다. 이와 같이 처리된 검출 전압은 콘덴서를 통해서 트랜스임피던스 증폭 회로로 전달되고, 여기서 임피던스가 변환된 후, 출력된다. 이에 대해서, 고주파수 대역의 검출 전압에 대해서, 상기 저주파수 전류 바이패스 회로는 고입력 임피던스를 나타내고, 이 경우, 검출 전압은 저주파 전류 바이패스 회로를 경유하지 않고 콘덴서를 통해서 트랜스임피던스 증폭회로로 전달되고, 여기서 임피던스가 변환된 후 출력된다.

상기와 같이, 트랜스임피던스 증폭회로를 설치함으로써 부하 저항의 저항치를 종래(1㏀ 정도) 보다도 훨씬 크게 설정할 수 있다. 더욱이, 저주파 전류 바이패스 회로가 더 설치되어 있기 때문에, 광신호 전류의 직류 성분이 큰 경우에도 검출 전압은 포화되지 않고 증가한다. 다시 말하면, 부하 저항을 크게 하여도 직류 광전류에 대한 동작 범위를 확대할 수 있으므로 직류 광전류의 동작 범위를 확보할 수 있다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 우월한 점은 이하 충분히 설명된다. 또한, 본 발명의 이익은 첨부 도면을 참조한 다음 설명으로 명백하게될 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 등가 회로도.

도 2는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로의 원리를 보여주는 블록도.

도 3a 및 도 3b는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로의 구체적인 회로예이고, 도 3a는 로우 패스 필터 회로를 분할 저항 R₁과 콘덴서 C₁의 직렬회로로 구성하고, 트랜스컨덕턴스 앰프를 NPN 트랜지스터 Q_N1과 분할 저항 R₂로 구성한 도면이고, 도 3b는 도 3a의 트랜지스터 Q_N1대신에 MOS 트랜지스터 M_N1을 이용해서 구성한 도면.

도 4는 본 발명의 일 실시 형태로 이루어진 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로의 구체적인 회로예이고, 로우 패스 필터 회로를 분할 저항 R₁과 콘덴서 C₁의 직렬 회로로 구성하고, 트랜스컨덕턴스 앰프를 NPN 트랜지스터 Q_N1과, 분할 저항 R₂와, 다이오드와 저항으로 구성한 도면.

도 5는 본 발명의 일 실시 형태로 이루어진 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로의 구체적인 회로예이고, 로우 패스 필터 회로를 분할 저항 R₁과 콘덴서 C₁의 직렬 회로로 구성하고, 트랜스컨덕턴스 앰프를 NPN 트랜지스터 Q_N1과, 분할 저항 R₂와, NPN 트랜지스터 Q_N2와 저항으로 구성한 도면.

도 6은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 도 4의 저주파 전류 바이패스 회로의 직류 동작을 설명하는 그래프.

도 7은 종래예의 적외선 데이터 통신용 수신기의 수광 증폭부의 회로예를 도시한 도.

도 8은 종래예의 적외선 데이터 통신용 수신기의 수광 증폭부의 직류 전류에 대한 동작을 설명하는 도.

도 9는 수학식 13으로 표현되는 열잡음 전류 Inr과 부하 저항치 R과의 관계를 보여주는 도면.

〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉

10 : 수광 소자

11 : 부하 저항 R_L

12 : 저주파 전류 바이패스 회로

13 : 반전 증폭 회로(트랜스임피던스 증폭 회로)

도 1 내지 6은 본 발명의 일 실시 형태에 관한 도면이다. 도 1은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 등가 회로도이다.

도 1에 있어서, 수광량에 따라서 변하는 전기 신호(광신호 전류)를 출력하는 수광 소자(10)는 캐소드가 전원 Vcc에 접속되어 있고, 애노드는 부하 저항 R_L을 통해서 그라운드(GND)에 접속되어 있다. 이 부하 저항 R_L과 병렬로 저주파 전류 바이패스 회로(12; 후술됨)가 접속되어 있다. 상기 수광 소자(10)와 상기 부하 저항 R_L과의 접속점 S는 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)로 콘덴서 C₂를 통해서 접속되어 있다.

상기 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)는 상기 수광 소자(10)의 출력 임피던스를 변환하도록 설치되어 있고, 연산 증폭기(19)의 반전 입력 단자는 출력 단자와는 등가 트랜스임피던스 Rf를 통해서 서로 접속되어 있고, 비입력 단자는 그라운드에 접속되어 있다.

이하, 이 회로의 동작에 관해서 설명하기로 한다. 정성적으로 설명하면, 먼저, 직류광이 존재하지 않는 교류광 신호만이 존재하는 경우, 입사광 P는 수광 소자(10)에 의한 수광량에 따라 변하는 광신호 전류 I_PD로 변환되고, 이 광신호 전류는 부하 저항 R_L에 의해서 검출 전압 V_A로 변환된다. 검출 전압 V_A는 콘덴서 C₂를 통해서 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)에 광전류 I_C2로서 입력된다.

트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)는 부하 저항 R_L이나 콘덴서 C₂에 의한 임피던스에 비해서 충분히 낮은 임피던스를 갖고 있다. 따라서, 광전류 I_c2의 교류 신호 성분은 콘덴서 C₂를 통해서 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)로 흘러들어가고, 등가 트랜스임피던스 Rf에 의해서 트랜스임피던스 증폭회로(반전 증폭 회로)(13)의 출력에 전압이 발생된다. 여기서, 콘덴서 C₂에 의한 임피던스 값은 편의상 여기서 취급하는 주파수 성분에 있어서 부하 저항 R_L에 의한 임피던스에 비해서 충분히 낮은 것으로 한다.

본 발명은, 원리적으로, 검출 전압 V_A의 교류 성분을 콘덴서 C₂를 통해서 반전 트랜스임피던스 증폭 회로(증폭 회로)에 공급함으로써, 부하 저항 R_L의 값을 실질적으로 크게 하는 것이 가능해지고, 이에 의해서 부하 저항 R_L의 크기에 의한 열 잡음 전류를 저감할 수 있다.

그러나, 단순히 부하 저항 R_L을 크게한 것만으로는 광신호 전류 I_PD의 직류 성분에 대한 동작 범위가 감소되어 버린다. 그래서, 본 발명에서는 광신호 전류 I_PD중에서 저주파수 성분을 바이패스시키는 저주파 전류 바이패스 회로(12)를 상기 부하 저항 R_L과 병렬로 설치함으로써 이 문제를 해결하였다.

여기서, 상기 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 구성, 및 광신호 전류 I_PD의 직류 성분에 대한 상기 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 동작 원리를 도 2를 참조하면서 이하 설명하기로 한다.

즉, 상기 저주파 전류 바이패스 회로(12)는 도 2에 도시된 바와 같이, 로우 패스 필터(16)와 트랜스컨덕턴스 회로(17)로 이루어져 있고, 상기 검출 전압 V_A은 입력 전압 Vin으로서 상기 로우 패스 필터 회로(16)에 입력된다. 로우 패스 필터 회로(16)의 출력 전압 V_X는 상기 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 반전 입력 단자에 입력된다. 상기 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 비반전 입력 단자는 전원을 통해서 그라운드에 접속되어 있다.

그런데, 도 1에 있어서, 트랜스임피던스 증폭 회로(13)(연산 증폭기 19)의 출력 전압을 V_B로 하면,

V_B= -Rf × I_C2

로 된다. 따라서, 상기 접속점 S의 검출 전압 V_A는 콘덴서 C₂를 통해서 상기 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)로 흘러들어가는 전류 I_C2에 비례하고, -Rf배로된 전압이 V_B에 나타난다. 이와 동시에, 전류 I_C2이외에 상기 접속점 S에는 상기 부하 저항 R_L에 기인해서 열잡음 전류도 발생하게 되고, 이 열잡음 전류도 마찬가지로 -Rf 배로 되어 상기 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)(13)로 부터 출력된다. 그러므로, 상기 접속점 S에서 발생하는 열잡음 전류의 크기에 따라서 시스템 전체의 잡음이 결정된다.

부하 저항 R_L의 값과, 부하 저항 R_L에 기인한 열잡음 전류 Inr과의 관계는 이전 수학식 13에 의해서 결정되므로, 결국, 도 9에 도시된 바와 같이, 열잡음 전류 Inr은 부하 저항 R_L의 평방근에 반비례하므로, 부하 저항 R_L의 값이 큰 만큼 열 잡음 전류 Inr을 감소시킬 수 있다.

구체적으로, 종래예에서는 상기 부하 저항 R_A의 값이 1㏀인 경우, 열잡음 전류 Inr은 약 4〔pA/Hz^1/2〕이다. 한편, 본 발명의 경우, 부하 저항 R_L의 값을 100 ㏀ 정도로 설정할 수 있기 때문에 이전 수학식 13에 의해 열잡음 전류 Inr은 약 0.4〔pA/Hz^1/2〕로 되고, 열잡음 전류를 종래예의 1/10로 할 수 있다.

여기서, 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 동작 원리를 도 2에 나타낸 블록도와 수학식을 이용해서 이하 설명하기로 한다.

로우 필터 회로(16)의 출력 전압 V_X는 도 2에 도시된 바와 같이, 트랜스컨덕턴스 앰프 (17)의 반전 입력 단자에 공급되고, 또한 이 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 출력과 로우 패스 필터 회로(16)의 입력과는 서로 접속되어 있고, 로우 필터 회로(16)의 입력으로부터 본 임피던스 Zin이 저주파수 대역에서 낮은 임피던스가 되도록 구성되어 있다. 이 입력 임피던스 Zin의 주파수 특성은 도 2 보다도 다음의 2개의 수학식 14 및 15로 표현된다.

<수학식 14>

V_X= Vin × G/(1+sτ)

<수학식 15>

Iin = V_X× gm

여기서 G : 로우 필터 회로(16)의 증폭도

s : 라플라스 연산자 (S=jω, ω:각주파수)

τ : 로우 패스 필터(16)의 시정수

V_X: 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 입력 전압

gm : 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 컨덕턴스

수학식 14, 15에 의해 입력 임피던스 Zin은 수학식 16과 같다.

<수학식 16>

Zin=Vin/Iin=(1+sτ)/(G×gm)

여기서, G=1로 하면, Zin은 수학식 17과 같다.

<수학식 17>

Zin=(1+sτ)/gm

수학식 17에 의해 이 저주파 전류 바이패스 회로(12)는 저주파수대역에서 입력 신호에 대해서 컨덕턴스 gm의 역수에 가까운 입력 임피던스를 갖고, 직류에 대해서는 gm의 역수와 같은 입력 임피던스를 갖는다. 역으로, 각주파수 ω가 높아짐에 따라서, 거의 각주파수(즉, 입력 신호의 주파수)에 비례해서 입력 임피던스 Zin이 크게되어 높은 입력 임피던스로 된다. 다시 말하면, 상기 저주파 전류 바이패스 회로(12)는 직류도 포함해서 저주파수 대역의 입력 신호에 대해서는 저 임피던스를 나타내는 한편, 주파수가 높은 입력 신호에 대해서는 높은 입력 임피던스를 나타낸다.

도 3은 본 발명의 일 실시예의 형태에 따른 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 구체적인 회로 구성예를 보여주고 있다. 도 3a는 도 1에 설명한 것에 대응하고, 도 3b는 트랜지스터 Q_N1및 분할 저항 R₂대신에 MOS 트랜지스터 M_N1을 이용한 것이다.

도 3a에 있어서, 로우 패스 필터 회로(16)는 분할 저항 R1과 콘덴서 C₁이 직렬로 접속된 회로이기 때문에, 수학식 17로 설명한 로우 패스 필터 회로(16)의 시정수 τ는 (R₁× C₁)이 된다. 또한, 트랜스컨덕턴스 앰프(17)는 NPN 트랜지스터 Q_N1과 분할 저항 R₂로 구성되어 있고, 컨덕턴스 gm≒1/R₂로 된다. 따라서, 수학식 17의 입력 임피던스 Zin은,

<수학식 18>

Zin = (1+sR₁C₁) × R₂

로 된다. 따라서, 도 3a의 로우 패스 필터(16)는 직류의 입력 신호에 대해서 R₂의 입력 임피던스 Zin을 갖는 한편, 입력 신호가 높은 주파수를 가지므로, R₁C₁의 계수에 따라서 입력 임피던스 Zin이 상승하므로, 전류가 거의 유입되지 않게 된다.

계속해서, 광신호 전류 I_PD의 직류 성분이 증가해서 검출 전압 V_A의 직류 전압이 상승하고, 어떤 전압값 V₁에 도달하면, 트랜지스터 Q_N1이 동작(도통)하기 시작하고, 분할 저항 R₁및 R₂에도 전류가 흐르기 시작한다. 이에 의해서, 이 부분의 저항 성분이 감소해서(트랜지스터 Q_N1과 분할 저항 R₂를 직렬로 접속한 회로의 양단의 합성 저항이 감소하므로) 검출 전압 V_A의 변화가 작아진다.

본 발명의 저주파 전류 바이패스 회로(12)는, 종래예와는 달리, 분할 저항 R₁과 콘덴서 C₁에 의해서 로우 패스 필터 회로(16)가 형성되어 있기 때문에 저주파수 대역의 전류(입력 신호)에 대해서는, 트랜지스터 Q_N1이 동작한다. 이에 대해서, 높은 주파수, 즉 수신되어야할 고주파수(예를 들면, 수백 KHz 이상의 주파수)의 광신호 전류 I_PD에 대해서는 분할 저항 R₁과 콘덴서 C₁에 의해서 형성된 로우 패스 필터 회로(16)의 작용에 의해, 트랜지스터 Q_N1의 베이스로의 입력 신호 진폭이 감쇄하므로, 트랜지스터 Q_N1이 동작하지 않게 된다. 따라서, 고주파수 대역의 입력 신호에 대해서는 이 회로가 없는 경우와 등가인 동작으로 된다.

도 3b에 있어서, 트랜스컨덕턴스 앰프(17)는 MOS 트랜지스터 M_N1로 구성되어 있고, 컨덕턴스 gm은 MOS 트랜지스터 M_N1의 컨덕턴스 gmmn1로 된다. 따라서, 수학식 17의 입력 임피던스 Zin은,

<수학식 19>

Zin = (1+sR₁C₁)/gmmn1

으로 된다. 이 경우의 회로 동작은 도 3a의 경우와 동일하므로 설명을 생략하기로 한다.

도 4는 본 발명에 따른 다른 수광 증폭 장치의 회로 구성예이고, 저주파 전류 바이패스 회로(12)에 대한 다른 구체적인 회로예를 도시하고 있다. 도 3a로 설명한 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 분할 저항 R₂에 그라운드용 다이오드 D₁과 저항 R₃가 직렬로 접속된 회로를 병렬 접속한 것이다. 이 예는 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 컨덕턴스가 검출 전압 V_A의 직류 전압에 따라서 단계적으로 변화하도록 한 것이다.

도 4에 있어서, 트랜스컨덕턴스 앰프(17)는 분할 저항 R₂에 그라운드용 다이오드 D₁과 저항 R₂가 직렬로 접속된 회로가 병렬로 접속된 예를 도시하고 있지만, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 또한, 그라운드용 다이오드와 저항이 직렬로 접속된 회로를 복수개 서로 병렬로 접속한 구성으로 해도 좋다. 이 경우, 다이오드의 직렬 접속의 개수에 따라서, 그라운드 전압이 결정되므로, 병렬로 더 접속되는 회로에 있어서, 각각, 다이오드의 개수는 직렬로 접속되는 각 저항값과 함께 필요에 따라서 설정하여도 좋다. 또한, 필요에 따라서 1개 내지 복수개의 다이오드를 직렬/병렬 접속하여도 좋다는 것은 당연하다.

도 4에 있어서, 광신호 전류 I_PD의 직류 성분이 증가해서 검출 전압 V_A의 직류 전압이 상승하면, 분할 저항 R₂의 양단의 전압이 상승하여 다이오드 D₁이 턴온 된다. 이애 수반해서, 저항 R₃에 전류가 흐르기 시작하고 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 교류적인 컨덕턴스 gm은 분할 저항 R₂와 저항 R₃가 병렬일 때의 합성 저항으로 결정된다. 즉, 컨덕턴스 gm은

<수학식 20>

gm = R₂× R₃/ (R₂+ R₃)

으로 된다.

도 5는 본 발명의 일시 형태에 따른 수광 증폭 장치의 저주파 전류 바이패스 회로에 대한 다른 구체적인 회로예로서, 도 4에서 설명한 그라운드용 다이오드 D₁과 저항 R₃와의 직렬 회로 대신에 NPN 트랜지스터 Q_N2와 저항 R₃와의 직렬 회로를 설치한 것이다. NPN 트랜지스터 Q_N2에 있어서는 콜렉터가 트랜지스터 Q_N1의 콜렉터에 접속되고, 베이스가 트랜지스터 Q_N1의 에미터에 접속되고, 에미터가 저항 R₃를 통해서 그라운드에 접속되어 있다. 이 구성으로 트랜지스터 Q_N1의 베이스 전류 오차를 저감시킬 수 있다.

이하, 도 5의 구성으로 트랜지스터 Q_N1의 베이스 전류 오차를 저감시킬 수 있는 이유에 대해서 설명하기로 한다.

도 4의 구성에 있어서, 트랜지스터 Q_N1의 베이스 전류를 I_B1으로 하고, 분할 저항 R₂에 유입되는 전류를 I₂라 하며, 저항 R₃에 유입되는 전류를 I₃로 하고, 트랜지스터 Q_N1의 콜렉터 전류를 I_C1으로 하고, 트랜지스터 Q_N1의 전류 증폭율을 h_fe로 하면, I_C1≒ I₂+ I₃, 및 I_B1= I_C1/h_fe에 의해,

<수학식 a>

I_B1≒ (I₂+ I₃) / h_fe

로 표현된다.

이에 대해서, 도 5의 구성에 있어서, 트랜지스터 Q_N1의 베이스 전류를 I_B1으로 하고, 트랜지스터 Q_N2의 베이스 전류를 I_B2로 하고, 분할 저항 R₂에 유입되는 전류를 I₂로 하고, 저항 R₃에 유입되는 전류를 I₃로 하며, 트랜지스터 Q_N1의 콜렉터 전류를 I_C1으로 하고, 트랜지스터 Q_N1의 전류 증폭율을 h_fe로 하면, I_C1≒ I₂+ I_B2, I_B1= I_C1/h_fe, 및 I_B2= I₃/h_fe에 의해,

<수학식 b>

I_B1= I_C1/ h_fe

≒ (I₂+ I_B2) / h_f2= (I₂+ (I₃/ h_fe)) / h_fe

로 표현된다.

상기 수학식 a 및 b를 비교해 보면 명확해지듯이, 도 5의 구성으로 함으로써 수학식 a의 I₃는, 수학식 b에 있어서는 (I₃/h_he)로 되고, (1/h_fe) 배로 감소한다. 이 만큼, 도 4의 구성과 비교해서 도 5의 구성에 의하면 트랜지스터 Q_N1의 베이스 전류 오차를 저감시킬 수 있다. 또한, 상기 전류 증폭율 h_fe는 100 내지 200 정도이다.

도 6은 도 4의 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 직류 동작을 설명하는 그래프이다. 종래예의 도 8에서는 광신호 전류가 I2 이상의 고전류역에 있어서 검출 전압 V_B가 포화되는것에 비해서, 도 6에서는 광신호 전류가 I2 이상의 고전류역에 있어서도 검출 전압 V_A가 포화되지 않고, 직류 광전류의 증가에 응답해서 완만하게 증가한다. 따라서, 부하 저항 R_L을 크게 하여도, 직류 광신호 전류에 대한 동작 범위를 확대할 수가 있으므로, 적외선 수신기에 있어서 직류 광신호 전류의 동작 범위를 확보할 수가 있다.

다음에는, 이들 각각의 상태 변화점의 전류, 전압에 대해서, 수학식을 이용하여 설명하기로 한다. 도 6에 있어서, 광신호 전류의 직류 성분이 증가해서 검출 전압 V_A가 V₁에 도달하면, 도 4의 NPN 트랜지스터 Q_N1이 동작(온)하기 시작한다. 이 전압값 V₁은 베이스-에미터 간의 전압 V_BE에 대응하고, 약 0.7 V이다. 이 때, 직류 광전류(광전류의 직류 성분)은 I1이다.

또한, 광신호 전류의 직류 성분이 증가하여 검출 전압 V_A가 V₂에 도달하면, 다이오드 D₁이 동작(온)하기 시작하고, 이 전압값 V₂는 NPN 트랜지스터 Q_N1의 상승 전압과 다이오드 D₁의 상승 전압과의 합이 된다. 수학식으로 설명하면, 전류 I1은,

<수학식 21>

I1 ≒ 0.7 V / R_L

또한, I1으로 부터 I2까지의 사이에는 R_L과 R₁의 양방에 전류가 흐르므로 I2는,

<수학식 22>

I2 ≒ I1 +0.7 V / (R_L× R₁/ (R_L+ R₁))

로 된다.

이와 같이, 본 발명의 저주파 전류 바이패스 회로(12)의 트랜스컨덕턴스 앰프(17)의 부분을 본 발명의 실시예와 같이 구성함으로써, 종래예와 동양인 직류 광전류에 대한 동작 범위를 확보할 수가 있으며, I2 이상의 고전류역에서도 검출 전압 V_A의 변화는 포화되지 않고 직류 광전류의 증가에 따라서 완만하게 증가한다.

예를 들면, 도 3a 또는 도 3b에 도시된 본 발명의 일 실시 형태에 의해 이루어지는 수광 증폭 장치의 회로 구성을 취하면, 수광 소자의 부하 저항 R_L을 종래의 회로보다도 상당히 크게 설정할 수가 있다. 예를 들면, 100㏀ 정도의 값에 설정하여도, 회로는 응답 속도를 유지하면서 동작할 수 있다. 저항값 100㏀의 경우의 부하 저항에 의한 열 잡음 Inr을 상기 수학식 13으로 계산하면,

Inr = (4 × (1.38 × 10^-23) × 300 / 100000)^1/2

≒ 0.407 〔pA/Hz^1/2〕

로 되고, 종래예와 비교해서 낮은 노이즈화가 가능해진다.

이상과 같이, 본 발명의 수광 증폭 장치는 수광 소자와 그의 광신호 전류를 증폭 처리하는 회로를 갖고 있는 수광 증폭 장치에 있어서, 광신호 전류를 증폭하는 회로와, 저주파 전류 바이패스 회로와, 트랜스임피던스 증폭 회로(반전 증폭 회로)를 포함하며, 수광 소자가 부하 저항과 직렬 접속되어 있고, 부하 저항에 의해서 전압으로 변환된 광신호 전류가 저주파 전류 바이패스 회로에 입력되고, 그의 출력 전압이 콘덴서를 통해서 트랜스임피던스 증폭회로(반전 증폭 회로)에 접속되어 이루어진다.

따라서, 상기 수광 증폭 장치에 의하면, 큰 부하 저항 R_L을 이용할 수가 있고, 그 결과, 열잡음 전류를 저감시킬 수 있고, 수광 증폭 장치부의 저노이즈화를 실현할 수 있음과 동시에 광신호 전류(I_PD)의 직류 성분에 대한 동작 범위를 확대할 수가 있다.

또한, 상기 수광 증폭 장치에 있어서, 상기 저주파 바이패스 회로는 로우 패스 필터와 트랜스컨덕턴스 앰프를 포함하고, 상기 저주파 전류 바이패스 회로는 상기 로우 패스 필터 회로의 출력을 상기 트랜스컨덕턴스 앰프의 반전 입력과 접속하고, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프의 출력과 상기 로우 패스 필터의 입력을 접속해서 이루어지고, 그 결과, 상기 로우 패스 필터의 입력 임피던스가 저주파 대역에서 낮은 임피던스로 된다.

따라서, 상기 수광 증폭 장치에 의하면, 저주파 전류 바이패스 회로를 단순한 회로 구성으로 하면서, 충분한 광신호(I_PD)의 직류 성분에 대한 충분한 동작 범위를 얻을 수 있다.

상기 로우 패스 필터는 저항과 콘덴서로 구성된 RC 로우 패스 필터로 구성되고, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 MOS 트랜지스터로 구성하는 것이 바람직하다.

따라서, 상기 수광 증폭 장치에 의하면, 저주파 전류 바이패스 회로를 MOS 트랜지스터의 단순한 회로 구성으로 하면서 충분한 광신호 전류(I_PD)의 직류 성분에 대한 충분한 동작 범위를 얻을 수 있다.

상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 다이오드 혹은 트랜지스터를 복수개 조합해서 구성하는 것이 바람직하다.

발명의 상세한 설명의 란에 언급된 구체적인 실시형태, 또는 실시예는 어디까지나 본 발명의 기술 내용을 명확히 하기 위한 것으로, 본 발명은 이와 같은 구체예에만 한정해서 협의로 해석되는 것이 아니고 본 발명의 정신과 다음에 기재하는 특허 청구의 범위 내에서 다양하게 변경해서 실현할 수가 있는 것이다.

본 발명에 따른 상기 수광 증폭 장치에 의하면, 저주파 전류 바이패스 회로를 단순한 회로 구성으로 하면서 트랜스컨덕턴스 앰프 자신의 동작 범위를 확대할 수 있고, 저주파 전류 바이패스 회로의 동작 범위를 확대할 수가 있다. 또한, 본 발명에 의하면, 수광 증폭 장치는 비교적 간단한 회로로 구성될 수 있으므로 코스트 및 사이즈에 있어서 실질적인 증가 없이 실현될 수 있다.

Claims

수광량에 따라서 변화하는 광신호 전류를 출력하는 수광 소자와,

상기 수광 소자에 직렬로 접속되고, 상기 광신호 전류에 따라서 변화하는 검출 전압을 생성하는 부하 저항과,

상기 부하 저항에 병렬로 접속되고, 상기 검출 전압의 주파수에 따라서 입력 임피던스가 변화하고, 저주파수 대역의 경우에 상기 검출 전압이 포화되지 않도록 하는 저주파 전류 바이패스 회로와,

상기 검출 전압의 임피던스를 변환하는 트랜스임피던스 증폭 회로와,

상기 저주파 전류 바이패스 회로와 상기 트랜스임피던스 증폭 회로를 커플링하는 콘덴서를 포함하는 수광 증폭 장치.
제1항에 있어서, 상기 저주파 전류 바이패스 회로는 로우 패스 필터와 컨덕턴스를 갖고 있는 트랜스컨덕턴스 앰프를 포함하는 수광 증폭 장치.
제2항에 있어서, 상기 로우 패스 필터 회로는 상기 트랜스컨덕턴스 앰프와 병렬로 접속되고,

상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 상기 검출 전압에 따라서 단계적으로 상기 컨덕턴스를 변화시키는 수광 증폭 장치.
제2항에 있어서, 상기 로우 패스 필터는 상기 트랜스컨덕턴스 앰프와 병렬로 접속되고,

상기 로우 패스 필터 회로는 제1 저항과 콘덴서의 직렬 접속으로 구성되고,

상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 제1 바이폴라 트랜지스터와 제2 저항의 직렬 접속으로 이루어지고,

상기 제1 저항과 상기 콘덴서의 접속점은 상기 바이폴라 트랜지스터의 베이스에 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제2항에 있어서, 상기 로우 패스 필터 회로는 상기 트랜스컨덕턴스 앰프와 병렬로 접속되고,

상기 로우 패스 필터 회로는 제1 저항과 콘덴서의 직렬 접속으로 이루어지고,

상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 MOS 트랜지스터로 이루어지고,

상기 제1 저항과 상기 콘덴서의 접속점은 상기 MOS 트랜지스터의 게이트에 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제4항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 직렬로 접속된 제1 다이오드와 제3 저항이 상기 제2 저항과 병렬로 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제6항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 직렬로 접속되어 있는 복수의 다이오드와 제4 저항이 상기 제2 저항에 병렬로 더 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제4항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 직렬로 접속되어 있는 제2 바이폴라 트랜지스터와 제3 저항이 상기 제2 저항에 병렬로 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제8항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 직렬로 접속되어 있는 복수의 바이폴라 트랜지스터와 제4 저항이 상기 제2 저항에 병렬로 더 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
제4항에 있어서, 상기 트랜스임피던스 증폭 회로는 반전 입력 단자, 비반전 입력 단자, 및 출력 단자를 갖고 있고, 상기 비반전 입력 단자는 그라운드에 접속되어 있고, 상기 반전 입력 단자와 상기 출력 단자는 저항을 통해서 접속되어 있는 수광 증폭 장치.
수광 소자와 그의 광신호 전류를 증폭 처리하는 회로를 갖고 있는 수광 증폭 장치에 있어서,

광신호 전류를 증폭하는 상기 회로는 저주파 전류 바이패스 회로와 트랜스임피던스 증폭 회로를 포함하며,

상기 수광 소자는 부하 저항과 직렬 접속되고, 상기 부하 저항에 의해서 전압으로 변환된 광신호 전류는 상기 저주파 전류 바이패스 회로에 입력되고, 그의 출력 전압은 콘덴서를 통해서 상기 트랜스임피던스 증폭 회로에 접속되어 이루어지는 수광 증폭 장치.
제11항에 있어서, 상기 저주파 전류 바이패스 회로는 로우 패스 필터 회로와 트랜스컨덕턴스 앰프를 포함하며,

상기 저주파 전류 바이패스 회로는, 상기 로우 패스 필터 회로의 출력을 트랜스컨덕턴스 앰프의 반전 입력과 접속되고, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프의 출력과 상기 로우 패스 필터의 출력 입력을 접속해서 이루어지고, 상기 로우 패스 필터의 입력 임피던스가 저주파수 대역에서 저 임피던스로 되도록 한 수광 증폭 장치.
제12항에 있어서, 상기 로우 패스 필터는 저항과 콘덴서로 구성된 RC 로우 패스 필터로 구성되고,

상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 1개 이상의 바이폴라 트랜지스터와 저항으로 이루어진 수광 증폭 장치.
제12항에 있어서, 상기 로우 패스 필터 회로는 저항과 콘덴서로 구성된 RC 로우 패스 필터 회로로 이루어지고, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 MOS 트랜지스터로 이루어지는 수광 증폭 장치.
제12항에 있어서, 상기 트랜스컨덕턴스 앰프는 다이오드 혹은 트랜지스터를 복수개 조합해서 이루어지는 수광 증폭 장치.