JPS6373731A - スペクトラム拡散通信復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ産業上の利用分野 本発明はスペクトラム拡散通信復調装置に関し、例えば
人工衛星を用いた測距システムに適用し得るものである
。

Ｂ発明の概要 本発明はスペクトラム拡散通信復調装置において、同期
状態に引き込む初期接続処理だけでなく、同期状態を維
持させる同期過程処理に対しても同一のマツチドフィル
タを共用することにより、全体としての構成を小型、簡
易化し得るようにしたものである。

Ｃ従来の技術 スペクトラム拡散通信方式は、伝送すべき情報信号（ベ
ースバンド信号）を、当該情報信号よりも十分に広いス
ペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（これをＰＮ符号と呼
ぶ）で変調し、スペクトラムを拡散して伝送する通信方
式であり、各通信チヤンネルに対して相互相関が十分に
小さいＰＮ符号を割り当てることにより、各通信チャン
ネル間の漏話がほとんどない高い秘話性を実現できる点
に特徴がある。

このスペクトラム拡散通信方式による伝送信号を受信す
る際には、復調装置の内部において基準ＰＮ信号を発生
し、スペクトラム拡散受信信号に含まれる受信ＰＮ信号
に対して位相同期させることにより（これをＰＮ同期と
呼ぶ）、高い自己相関出力を得るいわゆる逆拡散処理を
行って伝送信号からベースバンド信号を取り出し、デー
タ復調部に送出する。

このＰＮ同期処理は、受信ＰＮ信号と基準ＰＮ信号とを
同期状態に引き込むための、いわゆる初期接続段階と、
得られた同期関係を維持するための同期過程段階とに分
けられ、初期接続方法として、従来、第７図に示すスラ
イディング方式が採用されている。

すなわち、受信信号ＳＳと、ＰＮ発生回路１から送出さ
れた基準ＰＮ信号ＰＮＧＥＮとを乗算器２において乗算
してその乗算出力Ｍ　Ｕ　Ｌをエンプローブ検波回路３
に与え、得られたエンプローブ検波出力ＥＮＶに基づき
、コントローラ（図示せず）がＰＮ同期を判別して同期
が得られていないと判別したときにはＰＮ発生回路１か
らの基準ＰＮ信号ＰＮＧＥＮの発生タイミングを基＊Ｐ
Ｎ信号を構成するＰＮ符号の１チップ分ずらせ、以下、
同様の動作を繰り返してＰＮ同期が得られるようにして
いる。

ここで、ＰＮ符号は、第８図に示すように受信ＰＮ信号
と基準ＰＮ信号との位相が一致したとき自己相関関数Ｃ
ＯＥが非常に高くなり、かつ位相が一致しないとき自己
相関間数ＣＯＮがほぼＯになるように定められており、
従って乗算出力ＭＵＬのエンプローブレベルが所定のス
レシホールドレベルを越えたときＰＮ同期がとれたこと
を判別し得る。

しかしながら、スライディング方式によるとＰＮ符号の
１周期について１回しかＰＮ同期状態を判別し得す、Ｐ
Ｎ同期状態に引き込むまでに長時間（実際上、４〔秒〕
程度）を要していた。

ところで、表面弾性波遅延線、ＣＯＤ　（ｃｈａｒｇｅ
ｃｏｕｐｌｅｄ　ｄｅｖｉｃｅ）　、ディジタル技術の
発展に伴い、当該復調装置に第９図に示すようなマツチ
ドフィルタ５が用いられるようになってきた。すなわち
、受信信号ＳＳをシフトレジスタ６に入力し、レジスタ
７に基準ＰＮ信号ＰＮａｔＮをセットし、整合判別部８
でシフトレジスタ６及びレジスタ７の対応する位置のデ
ータが一致するか否かを判別し、−数個数に対応する信
号レベルの判別出力ＳＯを総和部９から出力するように
し、これにより基準ＰＮ信号ＰＮｔ、いと受信信号ＳＳ
に含まれる受信ＰＮ信号との自己相関をとるようになさ
れている。

このマツチドフィルタ方式を用いれば、理論上、ＰＮ符
号の１周期程度の短い時間の間に、受信信号ＳＳに対す
るＰＮ同期をとることができる。

Ｄ発明が解決しようとする問題点 しかしながら、このようにマツチドフィルタを用いた復
調装置においても、同期過程段階においては、ＰＮ同期
関係を維持するために基準ＰＮ信号を容易に移相し得る
スライディング方式を用いた構成（スライディングＤＬ
Ｌ方式やτディザ方式）が採用されている。

従って、逆拡散処理によってＰＮ同期を得る構成として
、初期接続構成と、同期過程構成とを別個に形成するこ
とを要し、構成が大型化し、高価になるという問題があ
る。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、ＰＮ同期
の初期接続用マツチドフィルタを用いて同期過程の処理
をし得ると共に、全体としての構成を一段と小型、簡易
化し得るスペクトラム拡散通信復調装置を提供しようと
するものである。

Ｅ問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため、本発明においては、スペ
クトラム拡散信号でなる受信信号ＳＳと、内部で発生し
た基準ＰＮ信号ＰＮＧｔＮとをマツチドフィルタ１０，
１１に入力し、マツチドフィルタ１０．１１から得られ
た受信信号ＳＳと基準ＰＮ信号ｐＮｅｔｓとの相関出力
信号１．Ｑに基づき、同期状態に引き込むようにしたス
ペクトラム拡散通信復調装置において、相関出力信号が
三角波状に変化する高い相関レベルを示す期間内の所定
のタイミングでそのレベルを複数点サンプリングし、そ
のサンプリングによる検出出力によって基準ＰＮ信号Ｐ
Ｎ、。に対する受信信号ＳＳの相対位相をずらせて同期
状態を維持させるようにした。

Ｆ作用 一旦同期状態に引き込まれると、相関出力信号！、Ｑは
高い相関レベルをとる三角波状の期間と、はぼ０レベル
をとる期間とを交互に繰り返す。

その結果、このレベルを所定のタイミングで監視するこ
とにより、受信信号ＳＳの基準ＰＮ信号ＰＮｓｔｗに対
する相対的な位相の変化を判別することができ、マツチ
ドフィルタ１０．１１における受信信号ＳＳの位相を相
対的に、かつ直接又は間接的に調整することにより同期
状態を維持させることができる。

その結果、マツチドフィルタ１０．１１を同期状態の維
持にも用いることができ、従来装置に比べて構成を小型
、筒易化し得る。

Ｇ実施例 以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例を詳述す
る。

（Ｇ１）第１実施例 第１図において、スペクトラム拡散信号でなる受信信号
ＳＳは、第１及び第２のマツチドフィルタ１０及び１１
に与えられる。第１及び第２のマツチドフィルタ１０及
び１１には、比較基準信号として当該通信チャンネルに
割り当てられた基準ＰＮ信号ＰＮａ。がＰＮ信号発生回
路１２より与えられており、順次シフトしていく受信信
号ＳＳと固定的な基準ＰＮ信号ＰＮＧ！、ｌとの相関が
とられ、その相関出力信号■及びＱ（第２図（Ａ）及び
（Ｂ））が出力されろ。

ＰＮ符号の自己相関係数は従来装置において上述したよ
うに、位相が一致しているときに高く、位相が不一致の
ときほぼ「０」をとるように定められた符号であるので
、受信信号ＳＳを入力していくと、その受信信号ＳＳに
含まれる受信ＰＮ信号が基準ＰＮ信号と一致したときに
三角波状に立ち上がり（その期間はＰＮ符号の２チツプ
分の期間である）、それ以外のとき一定値をとるものと
なる。

ここで、送信装置においてＰＮ符号を発生する際に用い
る原発振器によるクロック周波数と、当該復調装置にお
ける原発振器によるクロック周波数とを完全に一致させ
るようにすることは実際上困難であり、僅かに周波数が
異なる。

そのため、第１図においては、原発振器によるクロック
信号に基づき、ＶＣＯ（電圧制御型発振器）構成のシフ
トクロック発生回路１３においてシフトクロック信号５
ＨＩＳＳＨＱを発生し、受信信号ＳＳをマツチドフィル
タ１０．１１内において順次シフトさせて相関出力信号
Ｉ及びＱを得ると、その相関出力信号Ｉ及びＱは第２図
（Ａ）、（Ｂ）に示す原発振器間の周波数ずれに応じた
低周波ビート成分ＣＯ３，ＳＩＮを含むものとなる。

なお、送信装置が人工衛星のような移動体に搭載されて
いる場合にはドツプラーシフトによってもこの低周波ビ
ート成分ＣＯ３，ＳＩＮが生じる。

ここで、第１のマツチドフィルタｌＯに対するシフトク
ロック信号ＳＨＩに比べて第２のマツチドフィルタ１１
に対するシフトクロック信号ＳＨＱが９０度だけ遅延さ
れており、そのため相関出力信号■及びＱにおける低周
波ビート成分ＣＯＳ。

ＳＩＮも９０度だけ位相が異なるものとなる。

このような波形形状を有する相関出力信号■及びＱはそ
れぞれ、遅延回路１４及び１５を介してＰＮ符号におけ
る１チツプの時間ＴＣＨの半分子ＣＨ／２だけ遅延され
てコスタスループ構成のデータ復調部１６に与えられる
。データ復調部１６は、タイミング制御回路（図示せず
）が相関出力信号Ｔ、Ｑに基づき形成したピークタイミ
ング制御信号ＴＩＭを受けて遅延後の相関出力信号ＰＩ
及びＰＱの上側又は下側のピーク点で信号を取り込んで
データを復調するようになされている。

これら遅延後の各相関出力信号Ｐｉ、ＰＱはそれぞれ、
遅延回路１７．１８を介して時間ＴＣＨ／またけ遅延さ
れて演算回路１９に与えられる。

演算回路１９は、これらの入力信号ＥＴ、ＥＱを２乗加
算して低周波ビート成分を除去した後平方根演算し、ピ
ークタイミング制御信号ＴＩＭに基づき、過去の受信（
３号より判断して得られたデータ復調部１６に与えられ
る相関出力信号ＰＩ、ＰＱのピーク点のタイミングにお
ける演算値信号Ｅ（第３図（Ｂ））を加算器２０及び減
算器２１に与える。

また、相関出力信号Ｉ及びＱは第２の演算回路２２に与
えられる。第２の演算回路２２は、第１の演算回路１９
と同様にして、まず２乗加算し、その後、平方根演算し
てピークタイミング制御信号ＴＩＭに基づいたタイミン
グで演算値信号Ｌ（第３図（Ａ））を加算器２０及び減
算器２１に与える。

加算器２０はこれら演算値信号Ｅ及びＬを加算してその
加算出力信号ＡＤＤを割算器２３に与え、減算器２１は
演算値信号Ｅから演算値信号Ｌ＠減算してその減算出力
信号ＳＵＢを割算器２３に与える０割算器２３は減算出
力信号ＳＵＢを加算出力信号ＡＤＤで割算して位相調整
信号ＣＯＮを形成し、ループフィルタ２４を介してノイ
ズ成分を除去すると共に、定常的な位相誤差が残らない
ようにしてシフトクロック発生回路１３に与える。

かくして、シフトクロック発生回路１３はシフトクロッ
ク信号５ＨＩＳＳＨＱの周期を変化させ、相関出力信号
ＰＩ、ＰＱのピーク点においてデータ復調部１６に信号
を取り込ませるようにする。

以上の構成において、データ復調部１６に与えられる相
関出力信号ＰＩ、ＰＱのピーク点のタイミングが、過去
の情報より判断したピーク点のタイミングｔ１と同一で
ある（すなわち、受信ＰＮ信号の周期が一定である）と
する、この場合、第３図（Ａ）及び（Ｂ）に示すように
、演算値信号Ｌ（ｔｌ）とＥ（ｔｌ）とは等しくなり、
減算器２１による減算出力信号ＳＵＢはＯとなり、この
減算出力信号ＳＵＢを割算器２３において加算器２０に
よる加算出力信号ＡＤＤで割算して得られた位相調整信
号ＣＯＮも０になる。その結果、シフトクロック発生回
路１３はシフトクロック信号ＳＨＩ、ＳＨＱの周期を変
化させず、継続してピーク点のタイミングで相関出力信
号ＰＩ、ＰＱをデータ復調部１６に取り込ませる。

これに対して、受信ＰＮ信号の周期が変化し、過去の情
報より判断したピーク点のタイミングｔｌと、得られた
相関出力信号ＰＩ、ＰＱのピーク点のタイミングｔ２と
が、第４図（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Δｔ（以下、
Δｔに対応する位相ずれをΔφとする）だけずれたとす
る、この場合、演算値信号Ｅ、Ｌの三角波形状は対称で
あるので、得られた相関出力信号Ｐ【、ＰＱのピーク点
のタイミングｔ２における演算値信号Ｅ（ｔ２）、Ｌ（
ｔ２）は次式、 Ｅ（ｔ　２）＝Ａ（−＋Δφ）　　　・・・・・・（１
）Ｌ（ｔ　２）−Ａ（−−Δφ）　　　　　・・・・・
・　（２）で表すことができる。ここで、Ａは演算値信
号Ｅ、Ｌのピーク値とする。

従って、割算器２３からの位相調整信号Ｃ０Ｎ（ｔ２）
は次式 ％式％（３） に示すようになり、タイミングのずれ（位相ずれ）に応
じたものとなる。

その結果、この位相ずれΔφを補償するようにシフトク
ロック信号５ＨＩＳＳＨＱの周期が変化され、継続して
ピーク点でデータ復調部１６に信号が取り込まれるよう
に制御される。かくして、同期過程処理が実行される。

なお、初期接続処理はマツチドフィルター０又は１１の
相関出力信号■、Ｑのレベルを所定のスレジホールドレ
ベルと比較することにより、容易に行うことができ、そ
の具体的構成は図面上省略する。

上述の実施例によれば、初期継続処理に用いるマツチド
フィルタ１０．１１を用いた同期過程処理をも実行し得
、全体構成を一段と筒易、小型にすることができる。

（Ｇ２）第２実施例 第５図は本発明の第２実施例を示すもので、第１図との
対応部分には同一符号を付して示す、この実施例の場合
、マツチドフィルタＩＯ及び遅延回路１４間、マツチド
フィルタ１１及び遅延回路１５間にそれぞれスイッチ回
路３０，３１を介挿し、位相調整信号ＣＯＮに応じてＶ
ＣＯ及び分周回路でなるスイッチング制御回路３２がオ
ンオフ制′４１１信号ＳＷを形成してスイッチ回路３０
．３１をオンオフ制御させ、かくして、遅延回路１４及
び１５がデータを取り込むタイミングを制御してデータ
復調部１６がピーク点で相関出力信号Ｐ１、ＰＱを取り
込むことができるように構成されている。

なお、この実施例の場合、シフトクロック信号ＳＨＩ、
ＳＨＱの周期は固定される。。

この実施例においても、マツチドフィルタ１０及び１１
を初期接続処理及び同期過程処理に併用し得ることによ
り全体構成を小型、簡易化し得る。

（Ｇ３）第３実施例 第６図に本発明の第３実施例を示す、この実施例の場合
、基準ＰＮ信号ＰＮａｔｓを位相調整信号ＣＯＮに応じ
て移相してＰＮ信号の１周期ごとに、マツチドフィルタ
１０．１１にセットすることによりＰＮ周朋を４［１て
得られるようにしたものである。すなわち、ＰＮ発生回
路１２による基準ＰＮ信号ＰＮＧ［Ｎを一旦可逆シフト
レジスタ３５にセットし、位相調整信号ＣＯＮの符号を
符号判別回路３６において判別してシフトレジスタ３５
のシフト方向を決める。また、絶対値回路３７において
位相調整信号ＣＯＨの絶対値をとり出し、その絶対値信
号ＡＢＳに応じたパルス数のシフトクロック信号５ＨＰ
Ｎをシフトクロック発生回路３８が形成してシフトレジ
スタ３５の基準ＰＮ（ｉ号ＰＮａｔＮをシフトし、相関
出力信号ＰＩ、ＰＱがノイズレベルにあるとき、マツチ
ドフィルタ１０．１１の比較基準信号としてセットする
。

なお、この実施例において、マツチドフィルタ１０．１
１に対するシフトクロック信号ＳＨＩ。

ＳＨＱの周期は固定する。

この実施例によれば、受信信号ＳＳ、従って受信ＰＮ信
号の周期が変化すると、それに合わせて基準ＰＮ信号Ｐ
ＮＧＥＮをずらせてマツチドフィルタｌ０１１１にセッ
トし直すようにしたので、データ復調部１６は相関出力
信号ＰＩ、ＰＱのピーク点を常時取り込むことができる
。

すなわち、この実施例によっても、マツチドフィルタ１
０．１１を初期接続処理のみならず、同期過程処理にも
用い得ることにより装置を小型、簡易化し得る。

（Ｇ４）他の実施例 なお、上述の実施例においては、シフトクロック発生回
路１３をｖＣＯ構成としたが、ディジタル処理回路を多
用している装置においては当該発生回路１３をＮＧＯ（
数値制御型発振器）で構成しても良い。

また、本発明による復調装置は、人工衛星を用いた測距
システムのみならず、スペクトラム拡散信号を用いた通
信システムに必要に応じて広く適用することができる。

Ｈ発明の効果 以上のように、本発明によれば、マツチドフィルタを初
期接続処理及び同期過程処理に併用し得るようにしたこ
とにより、構成を一段と小型、簡易化し得るスペクトラ
ム拡散通信復調装置を容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるスペクトラム拡散通信復調装置の
第１実施例を示すブロック図、第２図〜第４図はその動
作の説明に供する信号波形図、第５図は本発明の第２実
施例を示すブロック図、第６図は本発明の第３実施例を
示すブロック図、第７図は従来装置による初期接続方法
を示すブロック図、第８図はＰＮ符号の自己相関係数を
示す路線図、第９図はマツチドフィルタの構成を示す路
線図である。 １０．１１・・・・・・マツチドフィルタ、１２・・・
・・・ＰＮ発生回路、１３・・・・・・シフトクロック
発生回路、Ｉ６・・・・・・データ復調部、ＣＯＮ・・
・・・・位相調整信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 スペクトラム拡散信号でなる受信信号と、内部で発生し
   た基準ＰＮ信号とをマッチドフィルタに入力し、上記マ
   ッチドフィルタから得られた上記受信信号と上記基準Ｐ
   Ｎ信号との相関出力信号に基づき、同期状態に引き込む
   ようにしたスペクトラム拡散通信復調装置において、 上記相関出力信号が三角波状に変化する高い相関レベル
   を示す期間内の所定タイミングでそのレベルを複数点サ
   ンプリングし、そのサンプリングによる検出出力によつ
   て上記基準ＰＮ信号に対する受信信号の相対位相をずら
   せて同期状態を維持させるようにした ことを特徴とするスペクトラム拡散通信復調装置。