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JPS6354006A - 電流ミラ−回路 - Google Patents

電流ミラ−回路

Info

Publication number
JPS6354006A
JPS6354006A JP62202576A JP20257687A JPS6354006A JP S6354006 A JPS6354006 A JP S6354006A JP 62202576 A JP62202576 A JP 62202576A JP 20257687 A JP20257687 A JP 20257687A JP S6354006 A JPS6354006 A JP S6354006A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
collector
current
input
amplifier
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP62202576A
Other languages
English (en)
Inventor
スチュワート・シドニー・テーラー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tektronix Inc
Original Assignee
Tektronix Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tektronix Inc filed Critical Tektronix Inc
Publication of JPS6354006A publication Critical patent/JPS6354006A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • GPHYSICS
    • G05CONTROLLING; REGULATING
    • G05FSYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02Regulating voltage or current
    • G05F3/08Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26Current mirrors
    • G05F3/265Current mirrors using bipolar transistors only
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F1/00Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/083Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電流(カレント)ミラー回路、すなわち入力
端子に対して一定関係の出力電流を得る回路に関するも
のである。
〔従来の技術とその問題点〕
電流ミラー回路(電流リピータとも呼ばれる。)は、集
積回路DC)で演算増幅器、デジタル・アナログ変換器
等を作る場合に広く使用されており、入力端子にほぼ等
しい大きさの出力電流を得る回路である。
従来の電流ミラー回路の一例は、特性の揃った1対のバ
イポーラ・トランジスタを使用し、両トランジスタのベ
ースを相互接続し、エミッタをそれぞれ等しい抵抗を介
して共通電位源に接続し、第1トランジスタのコレクタ
電圧を利得1の増幅器を介してベースに帰還している(
後述参照)。
第1トランジスタのコレクタに入力端子源を接続すると
、帰還路によりベース電圧が調整され、第1トランジス
タのコレクタに入力電流が流れる。
第1及び第2トランジスタのベースは相互接続され、両
トランジスタの特性及び両エミッタ抵抗は等しいので、
第2トランジスタのコレクタ電流の大きさは、入力端子
とほぼ等しくなる。
しかし、この従来の電流ミラー回路は安定性に欠けるの
で、第4図に示す如く、第1トランジス夕のコレクタ及
び共通電位源間に補償コンデンサを接続して帰還路の安
定化を図っている。同図において、電流ミラー回路(1
0)は、入力電流源(11)の入力端子11  に対応
して出力電流I2 を出力するもので、1対の特性の揃
ったpnp型トランジスタQ、及びQ2 を有し、両ベ
ースを相互接続すると共にエミッタを同様のエミッタ抵
抗R1,R2を介して共通電位源Vccに接続している
。Q、のコレクタは他のpnpl−ランジスタQ3 の
ベース及びエミッタを介してQl 及びQ2 のベース
に接続し、Q3 のコレクタは接地し、Q2 のコレク
タは負荷抵抗RL を介して接地している。電流源(1
1)からの電流がQ、のコレクタに供給されると、Q3
 は利得1のバッファ増幅器として作用し、Qlのコレ
クタが入力端施工、を流すようQl のベース電圧を制
御する。Ql 及びQ2 のベースは直結され且つ特性
が揃っており、抵抗R1及びR2も等しいので、Q2 
のコレクタ電流工2 はQl のコレクタ電流11  
とほぼ同じ大きさとなる。
Q3 による帰還ループは、その開ループ利得Gの絶対
値が1となる周波数fuがQl の短絡電流利得帯域幅
積fT より高くなると不安定になることがよく知られ
ている(後述参照)。したがって、補償用コンデンサC
1をQl のコレクタと電源Vce間に接続し、周波数
f、をf、以下に制限するようCI の大きさを選定し
ている。
第5図は、第4図の回路のQl のコレクタとQ3のベ
ース間の点(12)から見た場合の帰還路の等価回路を
示す。第4図のQつ は利得1の増幅器(14)を表わ
し、これによってQ、の微小信号動作を近似する。Ql
  はエミッタ帰還抵抗R1を有するエミッタ接地増幅
器として作用するので、これを第5図では、Ql  の
コレクタにおける出力電流が入力(ベース)電圧に比例
する反転型相互コンダクタンス増幅器(16)で表わす
。その比例係数が増幅器の相互コンダクタンスGm で
ある。エミッタ帰還抵抗を有するエミッタ接地増幅器で
は、増幅器の相互コンダクタンスGmはほぼgm/(1
+gmR,)である。ここに、gm はQ、 の相互コ
ンダクタンスすなわ゛ちコレクタ電流とベース・エミッ
タ接合の熱電圧V、の比であり、R8はQl のエミッ
タ抵抗である(熱電圧V、は、ボルツマン定数にと絶対
温度の積を電子の電荷qで除した値KT/Qである)。
増幅器(16)の出力は、第4図のQ、のコレクタ及び
接地間のコンデンサC1と抵抗Rc(電流源(11)の
高内部抵抗並びにQ 3 、 Q + 及びR3を介す
る接地への高抵抗を含むQ、のコレクタから接地への総
合抵抗)との並列回路を介して接地される。
増幅器(14)に微小入力端子V1 が入力されると、
これに対応する微小信号電流が増幅器(16)を介して
Rc とCI の並列回路に流れる。第4図のQlに関
連する帰還ループの微小信号開ループ利得Gの絶対値は
、次式で与えられる。
l G l = l Vo/Vi l = l Gm 
CRc/jωc+) / CRc÷(1+/J(JJC
l))〕1= IGmRc/(1+ Jωc+Rc) 
l           ・・・・(1)ここで、ωは
動作角周波数である。高周波ではωCI Rc > 1
であるので、(1)式は次のように変形できる。
IG I−1:IGmRc/jωc+Rc l =Gm
/GJC+・・・(2) また上述の如く、Gm= gm/(1+ gm R+)
であるので、これを(2)式に代入すると、 lGl=gm/(1+gmR,)ωc+   −−−−
(3)gmR,>1の場合には l G l =−1/ωC,R,・・・・(4)よって
、開ループ利得IG+が1となる角周波数ωu(=2π
fu)  はほぼ1/R,C,となる。前述した如く、
fuがftを超えないことがQ + 、 Q 3の帰還
路の安定動作に必要である。Ql、Q3 をpnp型の
ラテラル・トランジスタとしてIC化すると、トランジ
スタのfT は比較的低く、約5〜40MHz となる
。例えば、f’rがIOM)IzでR4が500Ωとす
ると、少な(とも31.8pFの容量を有する補償コン
デンサが必要となる。この値は相当大きく、IC化した
場合大きいチップ面積を占めるので実用的でない。これ
は、大容量を得るための薄膜誘電体層がない場合特に顕
著である。よって、第4図の従来電流ミラー回路は、f
、の低いトランジスタを使用する場合、補償コンデンサ
C0をチップ外部に個別に設けなければならなかった。
これは面倒で高価になると共に少なくとも1個の余分な
ビンをチップパッケージに付加する必要があった。R+
 の大きさを増加するとC1の大きさを低減できること
は判るが、そのためには、Vccとして高い電圧を使用
するか又はQ、、 C2のコレクタ電圧励振を下げる必
要がある。Vccを高くすると、回路の消費電力が増大
する。また、例えばR1が小さいとGml;!gm と
ほぼ等しくなり、Gmが増加すると11 が増加するの
で、大きいC1が必要となることが判る。
したがって、本発明の1つの目的は、低電流利得帯域幅
債のトランジスタを用い、IC化に好適の安定な電流ミ
ラー回路を提供することである。
本発明の池の目的は、IC化に好適であり且つ大電流で
動作する安定化された電流ミラー回路を提供することで
ある。
〔問題点を解決するための手段及び作用〕本発明は、ベ
ースを共通接続し、エミッタをそれぞれエミッタ抵抗を
介して電位源に接続した1対のトランジスタを含む電流
ミラー回路において、入力端トランジスタのコレクタ電
圧を直列抵抗を含み利得1の増幅器を有する帰還路を介
して両トランジスタの共通ベース電圧を制御する。そし
て、入力電流源を入力端トランジスタのコレクタに接続
し、帰還路がそのトランジスタのベース電圧を制御して
電流源による入力端子の殆ど総てをそのコレクタに流す
ようにする。両トランジスタのベースは共通接続され、
特性の揃ったトランジスタと抵抗値の等しいエミッタ抵
抗を使用するので、出力側トランジスタのコレクタから
入力電流にほぼ等しい電流が出力される。本発明では、
回路の不安定性を軽減するために、入力トランジスタの
ベース・コレクタ間に帰還コンデンサを接続する。
この帰還コンデンサと利得1の増幅器の直列出力抵抗の
大きさを選択することにより、帰還路の開ループ利得の
絶対値が1となる周波数を入力端トランジスタの短絡電
流利得帯域幅積以下に減少できる。したがって、トラン
ジスタをラテラルpnp型トランジスタとしてIC化し
た場合又は大コレクタ電流で動作した場合の如く、トラ
ンジスタの短絡電流利得帯域幅積が低くとも、入力端ト
ランジスタのコレクタと電源間でなくベース・コレクタ
間に帰還コンデンサを挿入し且つ帰還路の抵抗を適当に
選択することにより、安定化に必要な帰還コンデンサの
大きさを減少できる。帰還コンデンサはトランジスタと
同じICに形成可能な小容量のもので足りるので、コン
デンサを個別に外付けする必要がなくなり、小型化及び
低廉化が可能になる。
〔実施例〕
第1図は、本発明による電流ミラー回路の基本回路図で
ある。この回路は、負荷抵抗R、/ に出力電流I4 
を流すもので、この電流I、は電流源(21)からの入
力端子I3 と同じ大きさである。電流ミラー(20)
は、特性の揃った1対のpnp型トランジスタQ、及び
Q、を有する。Q、及びQ。
のベースは互いに接続し、エミッタは同じエミッタ抵抗
R3及びR4を介して電圧源Vccに接続する。Q、の
コレクタには利得1の増幅器(22)の入力を接続し、
その出力は直列抵抗Rs を介してQ。
及びQ、の各ベースに結合する。QS のコレクタは、
負荷抵抗RL′を介して接地する。更に、C4のコレク
タ・ベース間にはコンデンサC4を接続する。増幅器(
22)の出力はR5を介してQ、のベースに帰還し、こ
れにより、電流源(21)がQ、のコレクタに接続され
るとき、Q、が電流I、を流すようにする。コンデンサ
C2は、帰還路を安定化するものである。
第2図は、増幅器(22)の入力とC4のコレクタ間の
点(24)で開いて見た帰還ループの等価回路図である
。第1図のQ、は、第4図のQ、と同様に抵抗R3でエ
ミッタ帰還抵抗が与えられるエミッタ接地増幅器として
作動し、これを第2図では、はぼg m/ (1+g 
m R3)の相互コンダクタンスGITlを有する反転
相互コンダクタンス増幅器(26)で表わす。ここに、
gm!’!Q4 の相互コンダクタンスである。増幅器
(26)の出力は、第1図のQ、のコレクタと接地間の
比較的高抵抗を表わす抵抗Rc’を介して接地する。増
幅器(26)の出力Vo(第1図のC4のコレクタ電圧
に相当)は、コンデンサC2を介してその入力すなわち
C4のベースに帰還される。C2からの帰還と高インピ
ーダンスRc’を介して作動する増幅器(26)の電圧
利得により、増幅器(26)の入力は仮想接地される。
微小信号入力端子v1 が増幅器(22)の入力に印加
され、その出力はR6を介して増幅器(26)の入力に
結合する。増幅器<22)とRs は、相互コンダクタ
ンスGm、が1/Rs である別の相互コンダクタンス
増幅器(28)を構成し、大きさがV+/Rs の出力
電流を生じる。増幅器(26)の入力インピーダンスは
比較的高いので、相互コンダクタンス増幅器(28)の
出力電流の殆ど総てがコンデンサC2を流れ、C2町端
に生じる電圧はほぼVi/jωRs Caとなる。増幅
器(26)の入力は仮想接地であるので、その出力電圧
VOもほぼVi/jωRs C2となる。
したがって、中間及び高周波における開ループ利得の絶
対値IG+は、次式(5)で与えられる。
l G l = l Vo/Vi l =1/ωRs 
C2・・・・(5)よって、l G l =1となる角
周波数ωパ=2πfu)はほぼ1/RsCz となる。
伝達関数値は、増幅器(26)の相互コンダクタンスG
m に無関係であり、R3の値に依存しないことに注目
されたい。前述した第4図の従来回路の帰還ループにお
いては、帰還回路が安定状態を維持するのに代がfτ以
下であることが必須要件であった。しかし、第1図の回
路では、過度の電圧降下により回路動作を阻害すること
なく、R5の値を比較的大きい値、例えば10にΩとす
ることが可能である。従来回路と同様にft =10M
Hz と仮定し、Rs  = 10にΩとすると、C2
の値は僅かに1.6pF でよい。このコンデンサは充
分に小さいので、IC化が極めて容易である。よって、
第1図に示す本発明による電流ミラー回路(20)では
、外付けのコンデンサや、広いチップ面積を要する集積
化コンデンサを必要とすることなく、Q、及びC5のf
、が低い場合及び(又は>C4の相互コンダクタンスが
極狛で大きい場合の帰還ループの安定化が可能である。
第1図の回路では、コンデンサC2を使用することによ
り、約1/2πRs C2の周波数f2においてf2が
fu に近いためリンギングを生じるような場合には、
右半面(right half plane)  ゼロ
を生じる。f、/fu はほぼR6/R3であるので、
R3は少なくともR3の数倍に選択する。
次に、第3図を参照して本発明による電流ミラー回路の
具体例を示す。第3図の電流ミラー回路(20)は、第
1図と同様、1対のpnp型トランジスタQ、及びQ、
を有し双方のベースは相互接続されエミッタはそれぞれ
等しい負荷抵抗R1及びR4を介して電圧源Vccに接
続される。C5のコレクタは負荷抵抗RL/を介して接
地し、Q、のコレクタにはnpn型トランジスタQ6 
のベースを接続する。C6のコレクタは電源Vccに接
続し、そのエミッタは、電流源(23)に接続すると共
にR5を介してpnp型トランジスタQ7 のベースに
接続する。C4のコレクタはコンデンサC2を介してQ
、のベースに接続し、Q、のエミッタはC4及びQ、の
ベースに接続し、そのコレクタは接地する。
C6は、エミッタフォロワとして動作し、第1図の利得
1の増幅器(22)を構成し、そのエミッタの出力信号
はベースの入力信号に応じて変化する。
C6のエミッタ電圧はC4のコレクタ電圧よりpn接合
ダイオード1個の電圧降下分だけ低くなるので、C7を
用いてpn接合ダイオード1個の電圧降下分だけ電圧を
上昇させ、こうしてQ、の帰還電圧を補償した後Q4 
及びQS のベースに戻す。
また、Q、の電流利得によりR5を流れる電流を小さく
し、これにより必要に応じてR5の値を比較的大きくす
ることを可能にする。C2は、第3図に示す如<C7の
ベースに接続してもよいが、C4及びC5のベースに直
結してもよい。
実験の結果、第3図のQ、のコレクタと電圧源Vce間
にコンデンサC3を接続すると、リンギングの低減に効
果があることが判った。しかし、本発明においては、こ
のC1は数pFオーダーの大変小さいものでよく、IC
化の妨げにならない。
本発明による電流ミラー回路(20)は、安定動作を確
保するために大きい補償コンデンサを使用することなく
、低い短絡電流利得帯域幅債及び(又は)大きな相互コ
ンダクタンスを有するトランジスタを使用して、入力端
子とほぼ同じ大きさの出力電流を得ることができる。上
述した本発明の好適実施例では、バイポーラpnp型ト
ランジスタを使用したが、本発明は、npn型トランジ
スタ、MO3電界効果トランジスタ、MES電界効果ト
ランジスタ等の各種トランジスタが使用可能であり、制
御端子(ベース又はゲート)に印加した電圧により2つ
の負荷端子(エミッタ・コレクタ又はソース・ドレイン
)を流れる電流が制御されるものであれば、どれでもよ
い。また、本発明は、入出力電流比が1:1でなく所望
化工になる如くC4及びC5のエミッタ面債比及びR3
及びR1の抵抗比を定めた電流ミラー回路にも適用しう
ろこと勿論である。更にまた、本発明の電流ミラー回路
は、入力電流とそれぞれ異なる(又は一定比率関係にな
る)複数の出力電流を得る如き補償電流ミラー回路に適
用することも可能である。この場合、C4のコレクタに
入力端子を供給し、これとベースを共通接続したマルチ
エミッタ構造のトランジスタQ5 の各エミッタを別個
のエミッタ抵抗を介して電圧源(例えばV CC)  
に接続する。したがって、本発明の電流ミラー回路はこ
れらの変形、変更例をも包含するものと解すべきである
〔発明の効果〕
上述の説明から当業者には十分理解される如く、本発明
の電流ミラー回路は、ベース(ゲート)を相互接続し、
エミッタ (ソース)をそれぞれ別個の抵抗を介して電
圧源に接続した1対の入出力トランジスタの入力トラン
ジスタのコレクタ(ドレイン)とベース(ゲート)間に
、利得1の増幅器と抵抗の直列回路を接続して帰還路を
形成すると共に、これと並列関係で補償コンデンサを接
続したため、従来回路に比して安定動作に必要な補償コ
ンデンサの容量が著しく小さくなり、IC化が容易であ
るので小型且つ安価な(補償)電流ミラー回路が実現で
きるという顕著な効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明による電流ミラー回路の基本回路図、第
2図は第1図の電流ミラー回路の帰還ループの等価回路
図、第3図は本発明による電流ミラー回路の具体例を示
す回路図、第4図は従来例を示す回路図、第5図は第4
図の帰還ループの等価回路図である。 C4・・・・入力トランジスタ、C5・・・・出力トラ
ンジスタ、R3及びR4・・・・抵抗、Vcc・・・・
電源、工3 ・・・・入力端子、(22)・・・・増幅
器、R5・・・・直列抵抗、C7・・・・補償コンデン
サ、I4  ・・・・出力電流。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 1対の入出力トランジスタのベース(又はゲート)を相
    互接続すると共にエミッタ(又はソース)をそれぞれ抵
    抗を介して電源に接続し、上記入力トランジスタのコレ
    クタ(又はドレイン)に入力電流を供給すると共に増幅
    器と抵抗の直列回路及び補償コンデンサを介して上記入
    出力トランジスタのベース(又はゲート)に帰還するよ
    う構成し、上記出力トランジスタのコレクタ(又はドレ
    イン)から出力電流を得ることを特徴とする電流ミラー
    回路。
JP62202576A 1986-08-21 1987-08-13 電流ミラ−回路 Withdrawn JPS6354006A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/898,661 US4769619A (en) 1986-08-21 1986-08-21 Compensated current mirror
US898661 1986-08-21

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPS6354006A true JPS6354006A (ja) 1988-03-08

Family

ID=25409834

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP62202576A Withdrawn JPS6354006A (ja) 1986-08-21 1987-08-13 電流ミラ−回路

Country Status (3)

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US (1) US4769619A (ja)
EP (1) EP0257345A3 (ja)
JP (1) JPS6354006A (ja)

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