JPS62194717A - 帯域ろ波器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は搬送波再生回路に用いられ、特に入力と出力
との位相差が小さい帯域通過ろ波器に関する。

「従来の技術」 一般に帯域ろ波器においては、ろ波器の入出力の位相差
は通過周波数帯域内では平坦とはならず、例えば単同調
回路では第８図に示すようになる。

図中の横軸は周波数、縦軸は振幅、及び位相を示し、実
線は振幅特性、破線は位相特性である。また、公知のご
とく位相変化はる波器の通過帯域が狭くなるほど急激に
なる。このような帯域ろ波器により雑音除去を行う際に
、搬送波再生のごとく、入出力の位相差を変えたくない
場合には、入力周波数と帯域ろ波器の中心周波数とを常
に一致させて使う必要がある。このような要求のある帯
域ろ波器として、４相ＰＳＫ信号から搬送波再生を行う
場合に使用される帯域ろ波器について説明する。

第９図に示すように位相復調器２１の復調信号す、ｃを
用い、逆変調器２２において、入力４相ＰＳＫ信号ａよ
り搬送波成分を抽出し、狭帯域ろ波ｉ１に２３によって
雑音成分を除去し、振幅制限器２４により狭帯域ろ波器
２３の出力信号の出力振幅を一定にすることにより搬送
波再生が行われる。

この回路では再生搬送波に含まれる雑音を十分除去する
必要があり、さらに再生搬送波の位相誤差を小とするた
め狭帯域ろ波器２３の入出力での位相推移を十分小さく
する必要がある。このため従来においては、狭帯域ろ波
器の人出力位相差を検出し、この検出出力を誤差信号と
する帰還制御系を構成し、狭帯域ろ波器の中心周波数ｆ
ｏと入力周波数【ｉとを常に一致さ・仕るようにしてい
る。

第１０図にこの帰還制御系を示す。これは追尾型帯域ろ
波器と呼ばれるものである。このろ波器では周波数ｆｔ
の入力信号を周波数変換器３１によりｆｉ’の周波数に
周波数変換し、その変換出力を中心周波数ｆｏの帯域通
過ろ波器３２により雑音を除去した後、周波数変換器３
３により再びもとの周波＠ｆｉに変換する。この場合、
帯域通過ろ波器３２の入出力位相差を位相差検出器３５
で検出し、その検出出力電圧により、電圧制御発振２Ｓ
３４の発振周波数を常にｆｉ’＝ｆｏとなるように制御
し、この帯域通過ろ波器３２の入出力での位相推移を小
さくしている。

このような追尾型帯域ろ波器を用いた場合に、ＰＣＭ−
ＴＤＭＡ通信のごとく入力信号がバースト状、即ち、断
続的に入力される際には、ろ波器の人出力位（０差が例
えば第１１図に示すように過渡的に変動し、位相が一定
値に落ち着くまでにある程度の時間がかかることが知ら
れている。従ってＰＳＫ−ＴＤＭＡ通信を行う場合にお
いて、第９１２１に示したような搬送波再生回路に、第
１０Ｉ２１に示したような追尾型帯域ろ波器を適用した
としても、ＰＳＫ−ＴＤＭＡｉｌｌｌ信においては入力
信号がバースト状であるため、バースト信号間の周波数
差がある程度大きい場合には、第１１図に示したように
ある程度長い時間継続する再生搬送波の位相過渡応答の
ため、再生搬送波に位相誤差が生じ、この結果、誤り率
の劣化が生じるという欠点があった。

この発明の目的はこのようなバースト間の周波数差が大
きいバースト信号が人力された場合においても、過渡的
な位相変化を除去し、入力周波数変動に対する入出力の
位相１Ｗ移の小さい帯域ろ波器を提供することにある。

「問題点を解決するための手段」 この発明によれば入力端子からの入力信号は帯域除去ろ
波器の出力と加算され、その加算出力が帯域通過ろ波器
へ供給される。この帯域通過ろ波器の出力は分配されて
上記帯域除去ろ波器へ供給される。帯域通過ろ波器の通
過帯域の中心周波数と帯域除去ろ波器の除去帯域中心周
波数はほぼ等しくされる。

衾班ｑ凰理 次にこの発明の基本原理について説明する。第１図はこ
の発明の基本構成を示す。入力端子５１からの信号ｅｉ
は加算手段５２で、帯域除去ろ波器５３の出力と加算さ
れ、その加算出力は帯域通過ろ波器５４へ入力される。

帯域通過ろ波器５４の出力（Δ号ｅｏは分配手段５５で
出力端子５６と帯域除去ろ波器５３とに分配供給される
。（１シ域通過ろ波器５４の通過帯域中心周波数と、帯
域除去ろ波器５３の除去帯域中心周波数とは等しくされ
である。帯域通過ろ波器５４の遅延時間をτ１、帯域除
去ろ波器５３の遅延時間をτ２とし、等価低域系で考え
た場合の中心周波数近傍における帯域通過ろ波器５４の
伝達関数をＦ＋（ｓ）、帯域除去ろ波器５３の伝達関数
をＦｚ（ｓ）とすると、Ｆ＋（ｓ）、ＦＺ（５）は近似
的に次式で表される。

Ｆ　＋（ｓ）＝　１　’　　ｓ・τ１ Ｆｚ（ｓ）”：ｓ・τ２ 第２図は第１図に示した帯域ろ波器を伝達関数で示した
ブロック線図であって、この系の伝達関数Ｈ（ｓ）は次
式のようになる。

Ｑｉ　　　　１−　Ｆ＋（ｓ）　・Ｆｚ（ｓ）ここで、
τｌγτ２−τ、即ちτ１とτ２がほぼ等しいとすると
、 １−ｓ・τ→Ｓ２　・τ２ となる。この時のこの帯域ろ波器の位相に着口すると、
正規化角周波数ωτに対する伝達関数Ｈ（ｓ）の位相θ
（ωτ）はｓ、＝　ｊωを代入すればθ（ωτ）　−ｊ
ａｎ−’　（（ωτ）３）となる。一方、従来の帯域ろ
波器の伝達関数Ｆｓ（ｓ）は中心周波数近傍においては Ｆ　ａ（ｓ）’；ｌ’　Ｌ　−ｓ　　・　τで表される
から、従来の帯域ろ波器の位相θ（ωτ）は θ　（ωτ）　　＝　　ｔａｎ−’　　（−ωτ）とな
る。

第３図はこの発明による帯域ろ波器と従来の帯域ろ波器
の位相特性とを計算した結果を示したものであって、こ
の図から理解されるようにこの発明による帯域ろ波器で
は、中心周波数近傍においては位相推移がωτの３乗に
比例するため、中心周波数からの誤差に対する位相推移
が従来の帯域ろ波器に比べて小さくなっている。このよ
うにこの発明は、従来の帯域ろ波器における入力信号周
波数に対する位相推移が中心周波数近傍にて平坦となる
ように帯域ろ波器の位相特性を改良した点が従来の帯域
ろ波器と異なる。

「実施例」 ここで最も簡単な実施例として、帯域通過ろ波器５４と
帯域除去ろ波器５３とが共に１次のろ波器である場合の
、この発明による帯域ろ波器の振幅、位相特性について
説明する。ここで、帯域通過ろ波器５４の伝達関数をＦ
＋（ｓ）、帯域除去ろ波器５３の伝達関数をＦｚ（ｓ）
とし、中心周波数が等しいとすると、等価低域系で考え
た場合のＦ＋（ｓ）、Ｆｚ（ｓ）は１次のる波器を用い
た場合、次式で表される。

１＋３　・τｉ １＋ｓ　・τ２ この時のこの発明による帯域ろ波器の伝達関数Ｈ（ｓ）
は前述のごとく となる。ここで遅延時間τ、と遅延時間τ２とがτに等
しいとすると伝達関数Ｈ（ｓ）は１＋τ・Ｓ＋τ′　・
Ｓ′ となる、この時の正規化角周波数ωτに対する位を口θ
（ωτ）、及び振幅ＩＨ（ωτ）１２はそれぞれ次式で
与えられる。

θ（ωτ）　＝　ｔａｎ−’　（−（ωτ）１）（ωτ
）２＋ｌ ｌ１ｌ（ωτ）１２＝ （ωτ）４−（ωτ）２＋１ この帯域ろ波器の等優雅音帯域幅ＢＬは次式で与えられ
る。

一方、従来の帯域ろ波器として遅延時間τ′をもつ１次
の帯域通過ろ波器を考えると、その正規化角周波数ωτ
に対する位ｍθ′　（ωτ′）、振幅ＩＩＩ′　（ωτ
’＞１”、等優雅音帯域幅ＢＬ’は伝達関数１１　’　
（ｓ）が “１ であることから、それぞれ公知のごとく次式で与えられ
る。

θ′　（ωτ’　）　＝　ｔａｎ−’　（−ωτ′）４
τ′ この発明よりなる帯域ろ波器を搬送波再生回路に用いる
場合、再生搬送波再生回路のＳ／Ｎの改善比を一定とす
るためには等優雅音帯域幅を同一とする、即ちＢＬ＝Ｂ
Ｌ’とする必要があり、遅延時間をτ＝２τ′とすれば
等優雅音帯域幅は等しくなる。このようにして等優雅音
４ｊ′１域幅を同一とした時のこの発明よりなる帯域ろ
波器と、従来の帯域ろ波器との正規化角周波数ωｒ′に
対する振幅、位相特性を第４図に示す。第４図よりわか
るように、この発明によれば、ωτ’ｊ０．３５までは
従来の帯域ろ波器に比べこの発明による帯域ろ波器の方
が位相の推移は小さい。また例えば４相位相変調波の同
！ＩＪＩ復調においては、劣化を小さくするため再生搬
送波の位相誤差は２〜３度以下に囲える必要があるが、
例えば位相誤差が３度以下となるωτ′は、従来の帯域
ろ波器では０．０５３以下とする必要があるのに対し、
この発明になる帯域ろ波器によれば０．１８７１以下で
あればよい。

このように、この発明によれば、従来の帯域ろ波器に比
べ約４．７倍のバースト信号間の周波数誤差が許容され
ることになる。

なお、この発明に用いる遅延時間τ１の帯域通過ろ波器
５４、遅延時間τ、の帯域除去ろ波器５３は１次のる波
器に限るものではなく、中心周波数近傍にて、等価低域
系で伝達関数がそれぞれ、Ｆ　１（ｓ）”；：　１−　
ｓ　・τ１Ｆｚ（ｓ）：ｓ・τ２ で近イ以されるろ波器であればよいことは、前述の説明
より明らかである。

例えば、他の実施例として、帯域通過ろ波器５４が２次
の複同調回路、帯域除去ろ波器５３が１次のる波器であ
る場合には、伝達関数Ｆ＋（ｓ）、Ｆｚ（ｓ）は遅延時
間を等しくした時、次式のようになる。

Ｆ＋（ｓ）＝　　　　　　　　　　　　　　＝１　　２
　ｓ　　・　　τ（１−トＳ・τ）２ １＋ｓ　　・　（２τ） この帯域通過ろ波器５４と帯域除去ろ波器５３とを組合
わせたこの発明の帯域ろ波器の、従来の帯域ろ波器と等
優雅音帯域幅を同一にした場合における、正規化角周波
数ωτ′に対する位相θ（ωτ′）、及び振幅ＩＨ（ω
τ′）１２を第５図に示す、この図よりわかるように、
この実施例においても、従来の帯域ろ波器に比べ、中心
周波数近傍における中心周波数からの周波数誤差による
位相推移が小さくなっていることがわかる。

一方、この発明において用いる帯域除去ろ波器５３は前
述のように中心周波数近傍において次式の伝達特性を持
っていればよい。

Ｆｚ（ｓ）；ｓ・τ２ 従って、前述したような１次の帯域除去ろ波器等の通常
の帯域除去ろ波器の代替として、第６図に示す帯域除去
ろ波器を用いてもよい。第６図において、入力信号は分
配手段１０１で２分配され、その一方は帯域通過ろ波器
５４の遅延時間τ１と等しい遅延時間を持つ遅延線１０
２へ供給され、前記２分配された信号の他方は移相器１
０３で位相調整される。移相器１０３の出力信号と遅延
線１０２の出力信号とは加算手段１０４で加算される。

移相器１０３は帯域通過ろ波器５４の中心周波数におい
て出力が零となるように調整される。

この時の第６図に示す回路の伝達関数Ｆｚ（ｓ）は次式
で表される。

Ｆｚ（ｓ）＝　１−　ｅｘｐ　（ｓ　・ｒ、　）上式は
Ｓｒ１が十分小さいとすると次式で近似できる。

Ｆｚ（ｓ）なＳ・τ２ 上式より、第６図の回路が帯域除去ろ波器５３として用
いることができることが理解される。

第６図の回路を第１図中の帯域除去ろ波器５３として用
い、帯域通過ろ波器５４として１次の帯域通過ろ波器を
用いて、この発明による帯域ろ波器を構成した場合の正
規化角周波数ωτ′に対する位相θ（ωτ′）、及び振
幅ＩＨ（ωτ′）１２は、従来の帯域ろ波器と等優雅音
帯域幅を同一にした時、第７図のようになる。この図よ
りわかるように、この実施例においても、従来の帯域ろ
波器に比べ、中心周波数近傍における中心周波数からの
周波数誤差による位相推移が小さくなっていることがわ
かる。以上説明したように、中心周波数近傍において狭
義の帯域除去ろ波器に近い特性を持つ回路を、帯域除去
ろ波器５３として用いてもよいことは明らかである。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、従来の帯域ろ
波器と等優雅音帯域幅を同一にした時の位相特性は、従
来の帯域ろ波器に比べ、中心周波数近傍における中心周
波数からの周波数誤差による位相推移が小さくなってお
り、入力周波数変動に対する入出力の位相推移の小さい
帯域ろ波器を提供することが可能となる。従って、この
発明の帯域ろ波器を、ＰＣＭ−ＴＤＭＡ通信における、
ＰＳＫ信号の復調器の搬送波再生回路に用いれば、バー
スト信号間の周波数差がある程度大きい場合においても
、位相誤差の小さな再生搬送波を得ることができるとい
う利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による帯域ろ波器の基本構成を示すブ
ロック図、第２図はこの発明による帯域ろ波器を伝達関
数で示すブロック図、第３図はこの発明による帯域ろ波
器と従来の帯域ろ波器の位相特性を示す図、第４図及び
第５図はこの発明による帯域ろ波器の実施例の振幅位相
特性を示す図、第６図は帯域除去ろ波器５３の他の例を
示すブロック図、第７図はこの発明による帯域ろ波器の
他の実施例の振幅位相特性を示す図、第８図は従来の帯
域ろ波器としての、単同調回路の振幅・位相特性を示す
図、第９図は逆変調器と狭帯域ろ波器を用いた曜送波再
生回路を示すブロック図、第１Ｏ図は追尾型帯域ろ波器
を示すブロック図、第１１図は追尾型帯域ろ波器の入出
力位相差の過渡応答の例を示す図である。 ５１：入力端子、５２：加算手段、５３：帯域除去ろ波
器、５４：帯域通過ろ波器、５５；分配手段、５６：出
力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）帯域通過ろ波器と、 その帯域通過ろ波器の通過帯域中心周波数とほぼ等しい
   阻止帯域中心周波数の帯域除去ろ波器と、入力端子から
   の信号と上記帯域除去ろ波器の出力信号とを加算する手
   段と、 上記帯域通過ろ波器の出力信号を分配し上記帯域除去ろ
   波器に入力する手段とを具備する帯域ろ波器。