JPS614416A - Overcurrent detector for switching power source - Google Patents
Overcurrent detector for switching power sourceInfo
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- JPS614416A JPS614416A JP12457584A JP12457584A JPS614416A JP S614416 A JPS614416 A JP S614416A JP 12457584 A JP12457584 A JP 12457584A JP 12457584 A JP12457584 A JP 12457584A JP S614416 A JPS614416 A JP S614416A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はスイッチング電源装置全過電流から保護するた
めの過電流検出回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an overcurrent detection circuit for protecting a switching power supply from total overcurrent.
直流−直流変換電源装置として、従来から第2図に示さ
れているようなスイッチング電源装置が用いられている
。すなわち、スイッチングトランジスタ1と、このトラ
ンジスタ1のコレクタに1次側コイルの一端が接続され
たスイッチングトランス2を備えている。そしてスイッ
チングトランス2の1次側コイルの他端とトランジスタ
1のエミッタとの間に直流電源3を接続して、トランノ
スタ1のベースにドライブ回路4からパルス信号を印加
すると、直流電源3からの直流入力電圧に対応してスイ
ッチングトランス2の1次側コイルを流れる直流電流が
トランジスタ1によりスイッチングされて・ぐルス電流
工を発生し、これによりスイッチングトランス2の2次
側コイルに7クルス電圧が誘起される。この・ぐルス電
圧は整流・平滑回路5で整流かつ平滑され、出力端子6
から所望の直流電圧が取り出されるようになされている
。A switching power supply as shown in FIG. 2 has conventionally been used as a DC-DC conversion power supply. That is, it includes a switching transistor 1 and a switching transformer 2 in which one end of a primary coil is connected to the collector of the transistor 1. Then, when a DC power supply 3 is connected between the other end of the primary coil of the switching transformer 2 and the emitter of the transistor 1, and a pulse signal is applied from the drive circuit 4 to the base of the transistor 1, the DC power from the DC power supply 3 is The DC current flowing through the primary coil of the switching transformer 2 in response to the input voltage is switched by the transistor 1 to generate a 7-cycle current, which induces a 7-cycle voltage in the secondary coil of the switching transformer 2. be done. This signal voltage is rectified and smoothed by a rectifier/smoothing circuit 5, and then output at an output terminal 6.
A desired DC voltage is extracted from the
一方、出力端子6に得られる直流出力電圧は、出力電圧
検出回路7によって監視され、その変動が検出されれば
この出力電圧検出回路7に出力が発生して制御回路8に
印加され、制御回路8は、ドライブ回路4からトランジ
スタ1のベースに与えられるパルス信号の周波数および
デー−ティを変化させることにより、直流出力電圧を安
定化している。On the other hand, the DC output voltage obtained at the output terminal 6 is monitored by an output voltage detection circuit 7, and if a fluctuation thereof is detected, an output is generated in the output voltage detection circuit 7 and applied to the control circuit 8. 8 stabilizes the DC output voltage by changing the frequency and data of the pulse signal applied from the drive circuit 4 to the base of the transistor 1.
さらに、第2図に示されているスイッチング電源装置に
は、出力端短絡等によってスイッチングトランス2およ
びスイッチングトランジスタ1に過大な電流が流れるの
を防止するために、保護回路が設けられており、そのだ
めの過電流検出回路9を備えている。Furthermore, the switching power supply shown in FIG. 2 is equipped with a protection circuit in order to prevent excessive current from flowing through the switching transformer 2 and the switching transistor 1 due to output terminal short-circuiting, etc. A secondary overcurrent detection circuit 9 is provided.
ところで、この過電流検出に関し、低電力のスイッチン
グ電源においては、一般に流れる電流も少ないため、保
護すべき部品を流れる電流の通路に抵抗を挿入して、こ
れにより過電流を検出しているが、大電力のスイッチン
グ電源では、流れる電流も多いため、高価な大電力用抵
抗を必要とするのみでなく、電流通路への抵抗の挿入は
電源全体の変換効率を低下させ、スイッチング電源の特
長である高効率を損う不都合がある。また制御回路8が
一般にスイッチングトランス2の2次側回 路に
接続されているため、過電流に対する保護の対象がスイ
ッチングトランス2の1次側にある場合、その1次側で
検出された電流値をあられす電圧を2次側まで伝えなけ
ればならないが、このこ譬
とは1次・2次間の絶縁性を低めることになり、世界各
国の安全規格で定められている1次・2次間の絶縁性に
関する規格を満足しないことにもなった。By the way, regarding this overcurrent detection, in low power switching power supplies, since the current flowing is generally small, a resistor is inserted in the path of the current flowing through the components to be protected, and this is used to detect the overcurrent. High-power switching power supplies have a large amount of current flowing through them, so not only do they require expensive high-power resistors, but inserting a resistor into the current path reduces the conversion efficiency of the entire power supply, which is a feature of switching power supplies. This has the disadvantage of impairing high efficiency. In addition, since the control circuit 8 is generally connected to the secondary side circuit of the switching transformer 2, if the object to be protected against overcurrent is the primary side of the switching transformer 2, the current value detected on the primary side However, this analogy reduces the insulation between the primary and secondary, which is required by safety standards around the world. It also ended up not meeting the standards regarding the insulation between the parts.
そこで従来より過電流検出回路9に、第2図に示すよう
に、1次・2次間の絶縁性が高く、かつ挿入損失も少な
いカレントトランス10が用いられるようになった。第
2図においては、カレントトランス10の1次側コイル
が、スイッチングトランジスタ1のコレクタとスイッチ
ングトランス2の1次側コイルとの間(で挿入され、カ
レントトランス10の2次側コイルにダイオードD1と
コンデンサC1とよりなる整流回路が接続きれ、この整
流回路の出力電圧を誤差増幅回路11に印加し、過電流
が検出されれば誤差増幅回路11の出力が制御回路8に
与えられ、これによりスイッチングトランジスタlおよ
びスイッチングトランス201次側コイルを流れる・ぐ
ルス電流が減少するようにトランジスタ1が制御でれる
。Therefore, as shown in FIG. 2, a current transformer 10 with high insulation between the primary and secondary and low insertion loss has been used in the overcurrent detection circuit 9. In FIG. 2, the primary coil of the current transformer 10 is inserted between the collector of the switching transistor 1 and the primary coil of the switching transformer 2, and the secondary coil of the current transformer 10 is connected to a diode D1. The rectifier circuit consisting of the capacitor C1 is connected, and the output voltage of this rectifier circuit is applied to the error amplifier circuit 11. If an overcurrent is detected, the output of the error amplifier circuit 11 is given to the control circuit 8, and thereby the switching Transistor 1 can be controlled so that the current flowing through transistor 1 and the primary coil of switching transformer 20 is reduced.
しかしながら、第2図に示されている従来の過電流検出
回路9においても、以下に述べるような′問題点を有す
る。すなわち、カレントトランス10の1次側コイルを
流れるパルス電流工の波高値が一定であっても、スイッ
チング電源の入力直流電圧の変化によりパルス電流■の
デー−ティが変化すると、過電流検出回路9の整流回路
の出力電圧が変動し、したがって過電流検出回路9の動
作点が設定値よりずれることである。However, the conventional overcurrent detection circuit 9 shown in FIG. 2 also has the following problems. That is, even if the peak value of the pulse current flowing through the primary coil of the current transformer 10 is constant, if the data of the pulse current () changes due to a change in the input DC voltage of the switching power supply, the overcurrent detection circuit 9 The output voltage of the rectifier circuit fluctuates, and therefore the operating point of the overcurrent detection circuit 9 deviates from the set value.
いま、カレントトランス10の1次側コイルに第6図(
a)に示すようなieルス電流■が流れている場合、こ
のパルス電流Iの各周期のうちの電流流通時間It、、
非流通時間をt2とすると、そのデユーティdは下記の
(1)式であられされる。Now, the primary coil of the current transformer 10 is shown in Figure 6 (
When the ie pulse current ■ shown in a) is flowing, the current flow time It in each period of this pulse current I is,
Assuming that the non-circulation time is t2, the duty d is calculated by the following equation (1).
一般にtlば2〜10μ5ec5 t2は10〜30μ
sec、程度に選ばれており、このようなノEルス電流
■がカレントトランス10の1次側コイルに流れると、
その2次側コイルの両端には、第6図(b)【示すよう
に、ノeルス電流■に対応する波形を有しかつパルス電
流■の波高値に対応したp−p値を有する・ぐルス電圧
Vが誘起される。この・ぞルス電圧Vは・Pルス電流■
の電流流通時に対応する正の電圧分v1と、非流通時に
対応する負の電圧分v2と全含み、電圧V1.V2は下
記の(2)式の関係を有する。Generally, tl is 2~10μ5ec5 t2 is 10~30μ
sec, and when such a no-E pulse current ■ flows through the primary coil of the current transformer 10,
As shown in FIG. 6(b), both ends of the secondary coil have a waveform corresponding to the Norse current ■ and a p-p value corresponding to the peak value of the pulse current ■. A positive voltage V is induced. This pulse voltage V is the P pulse current■
A positive voltage component v1 corresponding to when the current is flowing, a negative voltage component v2 corresponding to the time when the current is not flowing, and the total voltage V1 . V2 has the relationship expressed by the following equation (2).
したがって(]、)、 (2i式より
電圧v1とデー−ティdとの関係は第4図に示されてい
る。Therefore, (], ), (From equation 2i, the relationship between voltage v1 and data d is shown in FIG. 4.
ところで、第2図に示されたスイッチング電源装置にお
いて、入力直流電圧が10%変化すると、一般にパルス
電流■のデユーティdが10%程度の変化を受けるよう
に制御されている。したかって、デー−ティdを0,3
として、入力直流電圧が1、0 %高くなった場合の電
圧Vl、V2をそれぞれVl’ 、 V2’ とす
ると、
ここでV4 +V2二v1’ + v2’ (〕ぞル
ス電流■の波高値一定)であるから、■、′/v1−0
.957 となり、約4%の変動を生じることになる。By the way, in the switching power supply shown in FIG. 2, control is generally such that when the input DC voltage changes by 10%, the duty d of the pulse current (2) changes by about 10%. Therefore, the date d is 0,3
Assuming that the voltages Vl and V2 when the input DC voltage increases by 1.0% are Vl' and V2', respectively, then V4 + V22 v1' + v2' (the peak value of the pulse current ■ is constant) Therefore, ■, ′/v1-0
.. 957, resulting in a fluctuation of approximately 4%.
したがって、過電流検出回路9のダイオードD1とコン
デンサC1とよりなる整流回路によって、第4図のよう
にデー−ティdの変化によって変動する電圧v1を検出
した場合、過電流検出回路9の動作に誤差を生じること
になる。Therefore, when the rectifier circuit consisting of the diode D1 and the capacitor C1 of the overcurrent detection circuit 9 detects the voltage v1 that fluctuates depending on the change in the data d as shown in FIG. This will result in an error.
したがって、上述した従来のスイッチング電源装置にお
いては、若干の過電流が流れることを考慮して保護すべ
き部品、例えばスイッチングトランスおよびスイッチン
グトランジスタ等の耐力を必要以上に大きくとらざ・る
を得なかったため、スイッチング電源装置の価格を上昇
させる一因となっていた。Therefore, in the above-mentioned conventional switching power supply, it was necessary to increase the withstand strength of components that should be protected, such as switching transformers and switching transistors, to take into account the possibility that a slight overcurrent would flow. This was a contributing factor to the increase in the price of switching power supplies.
そこで本発明者は、パルス電流のデユーティdの変化に
影響されることなく、保護すべき部分を流れる・七ルス
電流の変動を正確に検出するには、如何なる手段を用い
ればよいかにつき種々考察1−た結果、カレン))ラン
スの1次側コイルを流れるパルス電流の波高値が一定の
場合、カレントトランスの2次側コイルに誘起されるパ
ルス電圧のp −p 値が・ぐルス電流のデー−ティd
の変化に関係なく一定であることに着目して本発明に想
到した。Therefore, the present inventor made various considerations as to what means should be used to accurately detect fluctuations in the pulse current flowing through the part to be protected without being affected by changes in the duty d of the pulse current. 1- As a result, when the peak value of the pulse current flowing through the primary coil of the current transformer is constant, the p-p value of the pulse voltage induced in the secondary coil of the current transformer is data d
The present invention was conceived by paying attention to the fact that it remains constant regardless of changes in .
すなわち、本発明は、カレントトランスの1次側コイル
を流れるパルス電流の各周期のうちの電流流通時および
非流通時にそれぞれ対応してカレントトランスの2次側
コイルに誘起きれる互いに逆方向の電流をそれぞれ整流
しかつこれにより得られる第1および第2の直流電圧を
加算する手段をカレントトランスの2次側コイルに接続
し、この整流・加算手段より得られる電圧に基づいて制
御回路を動作させるようにしたものである。That is, the present invention is capable of generating currents in opposite directions that are induced in the secondary coil of the current transformer in response to current flow and non-current flow in each period of the pulse current flowing through the primary coil of the current transformer. A means for rectifying and adding the first and second DC voltages obtained thereby is connected to the secondary coil of the current transformer, and a control circuit is operated based on the voltage obtained from the rectifying and adding means. This is what I did.
このようにカレントトランスの2次側コイルに誘起され
る互いに逆方向の電流をそれぞれ整流しかつこれにより
得られる第1および第2の直流電圧を加算する手段を設
けることにより、カレントトランスの2次側コイルに誘
起されるパルス電圧のp−p値が検出されることになる
。By providing means for rectifying the currents in opposite directions induced in the secondary coil of the current transformer and adding the first and second DC voltages obtained thereby, the secondary coil of the current transformer can be rectified. The pp value of the pulse voltage induced in the side coil will be detected.
第1図は本発明によ−ろ過電流検出回路を備えたスイッ
チング電源装置を示し、その過電流検出回路が備えてい
る整流回路を除いては第2図に示された装置と同一の構
成を有している。このため、第1図においては、第2図
との対応部分に同一の符号が付してあり、対応部分の詳
細な説明は省略するが、第1図の装置における過電流検
出回路9は、その整流回路が2個のダイオードD1およ
びD2と、2個のコンデンサC7およびC2とによって
構成されている。すなわち、ダイオードD1のアノード
とダイオードD2のカソードが接続され、その接続点A
とカレントトランス10の2次側コイルの一端との間に
コンデンサC2が接続されている。またダイオードD1
のカソードにコンデンサC1の一端が接続きれ、コンデ
ンサC1の他端およびダイオードD2のアノードがカレ
ントトランス1002次側コイルの他端に接続されてい
る。FIG. 1 shows a switching power supply device equipped with a filtered current detection circuit according to the present invention, which has the same configuration as the device shown in FIG. 2 except for the rectifier circuit included in the overcurrent detection circuit. have. Therefore, in FIG. 1, the same reference numerals are given to the parts corresponding to those in FIG. The rectifier circuit is composed of two diodes D1 and D2 and two capacitors C7 and C2. That is, the anode of diode D1 and the cathode of diode D2 are connected, and the connection point A
A capacitor C2 is connected between the current transformer 10 and one end of the secondary coil of the current transformer 10. Also, diode D1
One end of the capacitor C1 is connected to the cathode of the current transformer 100, and the other end of the capacitor C1 and the anode of the diode D2 are connected to the other end of the secondary coil of the current transformer 100.
整流出力はコンデンサC1の両端から取シ出される。The rectified output is taken from both ends of capacitor C1.
以上の構成において、い捷カレントトランス1002次
側コイルに第6図(b)に示されている負の電圧v2が
誘起これる非流通時間t2においては、ダイオードD2
からコンデンサC2に向う充電電流が流れ、コンデンサ
C2は電圧v2に充電される。In the above configuration, during the non-circulating time t2 in which the negative voltage v2 shown in FIG. 6(b) is induced in the secondary coil of the uninterrupted current transformer 100, the diode D2
A charging current flows from the capacitor C2 to the capacitor C2, and the capacitor C2 is charged to the voltage v2.
次に正の電圧v1が誘起される電流流通時間t1におい
ては、ダイオードD1からコンデンサC1に向う充電電
流が流れ、コンデンサC1はこの充電電流による電圧v
1と、コンデンサC2に充電されていた電圧■2とを加
算した電圧v1+v2に充電される。この電圧v1 +
V2はコンデンサC1の両端から取り出されて誤差増
幅回路11に印加され、この誤差増幅回路11の出力が
制御回路8に力えられる。Next, during the current flow time t1 when a positive voltage v1 is induced, a charging current flows from the diode D1 to the capacitor C1, and the capacitor C1 has a voltage v due to this charging current.
1 and the voltage (2) charged in the capacitor C2 to a voltage v1+v2. This voltage v1 +
V2 is taken out from both ends of the capacitor C1 and applied to the error amplification circuit 11, and the output of this error amplification circuit 11 is applied to the control circuit 8.
−〔発明の効果〕
以上説明したように、本発明によれば、カレントトラン
ス10の2次側コイルに誘起されるieルス電圧のp−
p値を、きわめて簡単な構成によって検mすることがで
きる。このパルス電圧のp=p値は、カレントトランス
10の1次側コイルに流れるパルス電流■の波高値に対
応し7、パルス電流■のデユーティdの変化に影響され
ることがないから、スイッチング電源の直流入力電圧の
変動によってデー−ティdが変化しても、過電流として
設定した電流のポイントがずれることはなく、したがっ
てあらかじめ設定した値の過電流が正確に検出できる。- [Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, the p-
The p-value can be checked with a very simple configuration. The p=p value of this pulse voltage corresponds to the peak value of the pulse current ■ flowing through the primary coil of the current transformer 10, and is not affected by changes in the duty d of the pulse current ■, so the switching power supply Even if the data d changes due to fluctuations in the DC input voltage, the point of the current set as the overcurrent does not shift, so that the overcurrent of the preset value can be detected accurately.
そのため保護すべき部品に設定値以上の電流が流れるお
それがなくなるから、それら部品の耐力を小さくできる
のみでなく、スイッチング電源の設計が容易になり、か
つその調整・検査に要する時間を短縮で、きるから、ス
イッチング電源装置を安価に製作できる利点がある。This eliminates the risk of current exceeding the set value flowing through the parts to be protected, which not only reduces the withstand strength of those parts, but also simplifies the design of switching power supplies and reduces the time required for adjustment and inspection. This has the advantage that switching power supplies can be manufactured at low cost.
また、本発明によれば、第3図(a)に示すような一方
向に流れるパルス電流のみでなく、反対方向に交互に流
れるパルス電流に対し、その一方の 4方向
もしくは双方の方向の電流に過電流が発生した場合でも
これを検出することができる利点がある。Furthermore, according to the present invention, not only the pulse current flowing in one direction as shown in FIG. This has the advantage that even if an overcurrent occurs, it can be detected.
第1図は本発明による過電流検出回路を備えたスイッチ
ング電源装置のブロック図、第2図は従来の過電流検出
回路を備えたスイッチング電源装置のブロック図、第6
図(a)はカレントトランスの1次側コイルを流れるパ
ルス電流の波形図、第6図(b)はカレントトランスの
2次側コイルに誘起されるパルス電圧の波形図、第4図
はパノCス電流のデユーティとカレントトランスの2次
側コイルに誘起される正の電圧との関係を示すグラフで
ドある。
図中・ 13″・チア′トラ″″″′″″・ 2″′″
″′ iイノfングトランス、4はドライブ回路、8は
制御回路、9は過電流検出回路、10はカレンl−)ラ
ンス、11は誤差増幅回路をそれぞれ示す。FIG. 1 is a block diagram of a switching power supply device equipped with an overcurrent detection circuit according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a switching power supply device equipped with a conventional overcurrent detection circuit, and FIG.
Figure (a) is a waveform diagram of the pulse current flowing through the primary coil of the current transformer, Figure 6 (b) is a waveform diagram of the pulse voltage induced in the secondary coil of the current transformer, and Figure 4 is a waveform diagram of the pulse voltage flowing through the primary coil of the current transformer. This is a graph showing the relationship between the duty of the current transformer and the positive voltage induced in the secondary coil of the current transformer. In the picture: 13″・Chia’tora″″″′″″・2″’″
4 is a drive circuit, 8 is a control circuit, 9 is an overcurrent detection circuit, 10 is a current lance, and 11 is an error amplification circuit.
Claims (1)
回路によりスイッチングして得られるパルス電流に基づ
いてパルス電圧を発生し、このパルス電圧を直流電圧に
変換して取り出しうるようになされたスイッチング電源
装置のための過電流検出回路であって、前記スイッチン
グ時に発生しうる過電流の通路内に1次側が接続された
カレントトランスを具備し、このカレントトランスの1
次側に前記パルス電流を流し、これにより前記カレント
トランスの2次側に誘起されるパルス電流を整流して直
流電圧を得、この直流電圧に基づいて前記スイッチング
回路を制御するようになされた過電流検出回路において
、 前記カレントトランスの1次側を流れるパルス電流の各
周期のうちの電流流通時および非流通時にそれぞれ対応
して前記カレントトランスの2次側に誘起される互いに
逆方向の電流をそれぞれ整流しかつこれにより得られる
第1および第2の直流電圧を加算する手段を前記カレン
トトランスの2次側に接続し、前記整流・加算手段より
得られる電圧に基づいて前記スイッチング回路を制御す
るようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置の
ための過電流検出回路。[Claims] A pulse voltage is generated based on a pulse current obtained by switching a DC current flowing in response to a DC input voltage using a switching circuit, and the pulse voltage is converted into a DC voltage and can be extracted. An overcurrent detection circuit for a switching power supply device, comprising a current transformer whose primary side is connected in a path of overcurrent that may occur during switching, and one of the current transformers.
The pulse current is passed through the secondary side of the current transformer, the pulse current induced on the secondary side of the current transformer is rectified to obtain a DC voltage, and the switching circuit is controlled based on this DC voltage. The current detection circuit detects currents in mutually opposite directions induced in the secondary side of the current transformer corresponding to when the current flows and when the pulse current does not flow in each period of the pulse current flowing through the primary side of the current transformer. A means for rectifying and adding the first and second DC voltages obtained thereby is connected to the secondary side of the current transformer, and controlling the switching circuit based on the voltage obtained from the rectifying and adding means. An overcurrent detection circuit for a switching power supply device, characterized in that:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12457584A JPS614416A (en) | 1984-06-19 | 1984-06-19 | Overcurrent detector for switching power source |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12457584A JPS614416A (en) | 1984-06-19 | 1984-06-19 | Overcurrent detector for switching power source |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS614416A true JPS614416A (en) | 1986-01-10 |
JPS648525B2 JPS648525B2 (en) | 1989-02-14 |
Family
ID=14888864
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12457584A Granted JPS614416A (en) | 1984-06-19 | 1984-06-19 | Overcurrent detector for switching power source |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS614416A (en) |
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- 1984-06-19 JP JP12457584A patent/JPS614416A/en active Granted
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