JPS60230077A - ドツプラー効果による標的速度の測定からあらゆる曖昧さを除去する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は標的速度のドツプラー効果による測定　□から
あらゆる曖昧さを除去する方法に関する。本発明におい
て言及される°゛標的″という用語は最も広い意味に解
釈されなければならず、特に管内を流れる流体とするこ
とができる。本発明は医療分野において優れた応用がな
され、この場合流体とは動脈や静脈内を流れる血液であ
り、標的とは人体の、例えば心臓に近い特定位置にある
この血液の単位体積である。以後、移動標的の速度測定
により生じる問題点を、医療関係のこのような応用に関
して説明し解決策を検討する。

〔従来の技術〕

超音波技術を利用してドツプラー効果により移動標的の
速度を測定する場合、比較的持続時間の短い音波、すな
わち音響パルスがこの標的方向に放出される。このパル
スは放出プローブから標的を取り巻く環境へ伝播され、
音波、すなわち音響パルスとしてこの標的により反射さ
れる。それは全方向、特に遠隔感知素子、すなわち測定
ピックアップの方向に逆拡散される。使用するセンサは
一般的に可逆型であり、それは１個のセンサが音波、す
なわち音響パルスを放出し、後に反射パルスを受信でき
ることを意味する。放出パルスが周波数ｆＯで振動する
場合、反射パルスはドツプラー効果によりｆ。に対して
偏移した周波数で振動する。この偏移の振幅により、こ
れらのノくルスの伝播の内外軸に沿った標的速度の半径
方向成分が測定される。パルスを反射する標的ばかりで
はないため、パルス放出開始に続く所定持続時間の終り
に受信時間窓を開いて、標的しかも標的のみに対応する
反射音波、すなわち音響振動を受信することが知られて
いる。この所定持続時間は標的を取り巻く環境内のパル
ス伝播速度における、標的とセンサ間の距離の比に対応
する０ 事実、１個のパルスを放出して１個のパルスを受信する
かわりに、音波すなわち音響パルスを周期的ｌこ放出し
、反射パルスを周期的に受信することができる。この放
出周期は一方では被研究器官のさまざまな位置における
血液流速を知ろうとする使用者の意志に依存し、この場
合測定ごとに受信窓は時間変移される。他方、単位体積
流体の全粒子が同じ速度において変位していないため、
関連する一つの位置における単位体積の平均速度を計算
して反射パルスのスペクトル分析を行う必要があり、そ
れは現在の技術状態では１個のパルスを受信して実行す
ることはできず、いくつかの連続する反射パルスの測定
値を結合しない限り実行できない。

この周期性の当然の結果として、直接測定できる許容ド
ツプラー効果が制限される。事実研究した現象、すなわ
ち移動血液がストロボ照射される場合と同様に動作は進
行する。その速度によりドツプラー偏移が実質的に繰返
周波数と同じとされる単位体積は実質的に移動していな
いかのように見える。ドツプラー偏移が繰返周波数の半
分となる公称速度よりも僅かに迅速に変位される単位体
積は真の変位とは反対方向に変位されていると解釈する
こともできる。この現象に繰返周波数の半分の倍数であ
る各ドツプラー偏移に対して再生さ１　れる０使用者は
真の速度を入手できない場合、測定速度を入手できるに
すぎず、これはこの使用者にとって常にあいまいさがあ
ることを意味する〇このあいまいさのために測定値は判
っていても、研究する単位体積の真の速度はいくらであ
るがという疑問が生じる。

この問題を解決するための２種の解決方法が従来技術で
知られている。第１の方法は曖昧さの閾値をできるだけ
高くするように繰返周波数Ｆｒを高めることである。所
定の速度に対応するドツプラー偏移の測定値をｆｍとす
ると、公称速度、すなイつち許容可能測定速度は　ｆｍ
＝Ｆｒ／２　となる。

従って、繰返周波数が高くなるほど曖昧閾値は高い値と
され、測定しようとする速度範囲を越えることもある。

この第１の技術には２つの欠点かある。繰返周波数が高
くなる程、患者の体に送出されるパルス数が多くなるた
め、第１の欠点は生理学的なものである。高照射時に超
音波刺激により人体のある細胞が破壊されないかどうか
疑問のあるところである。第２の欠点は繰返周波数を高
くする事実により２つの連続刺激パルスを離す期間　）
が相関的に減少することである。これにより、時間受信
スロット、すなわち窓の位置の時間調整範囲が制限され
る。すなわちセンサの探査深さが減少する。

ある場合には、被研究環境の所与の深さで反射された放
出パルスの受信に対応し、かつまたこの環境のもつと深
い領域で反射された先行パルスの受信にも対応する信号
が時間受信スロット期間中に受信されるという事実と関
連した測定誤差があることもある。すなわち、探査深さ
の障害が克服されても、測定結果により深い部分の干渉
が同時に考慮され、それによってこの測定が歪曲される
。

実際の例において、周波数ｆ。が７　ＭＨｚで血液速度
の半径方向成分がおよそ３　ｍ／Ｂであれば、人体にお
ける伝播速度はおよそ１５００　ｍ／ｓであり、対応す
るドツプラー偏移はおよそ３０ＫＨｚであり、最大探査
深さはおよそ２．５１Ｍであった。このようにして、パ
ルスの伝播軸が測定位置における血液の平均方向に対し
て実質的に６００の方位であれば（これは一般的な実験
モードに対応する）、、　３ｍ／。

の半径方向速度はおよそ５ｍ／８　の血液流速を表わす
。被検査患者は心臓障害に苦しんでいる場合が多いため
、（特に大動脈口狭搾症の事実により）真の血液速度は
極めて高くなる。従って、繰返周波数が高く探査深さが
減少するような場合にも、測定上の曖昧さに出くわすこ
とがある〇第２の技術的解決方法は放出される音波すな
わち音響信号の周波数を落すようにすることからなって
いる。ｆｏ　をこの音波すなわち音響周波数とすると、
ドツプラー偏移ｆｄは次式のようになり、ｆｌ−２、ｖ
ｆ９／ｃ ここにｙは被測定速度、ｑは環境内の音波すなわち音響
パルスの伝播速度である。所与の速度Ｖに対して、ｆｏ
　自体が低いためｆ□は遥かに弱い。

この選択の欠点はｆ□の決定において重要な感度損失が
あることである。

本発明の目的は測定されるドツプラー偏移を表わす信号
を公知の周波数の信号により変調する工程を提供するこ
とにより、前記欠点を克服することである。この効果゛
は周波数分野に曖昧性閾値を導入して、真値の変移測定
と呼ぶ測定法を作り上げることである。真値は変調周波
数に対応する値の変移値を修正してめられる〇 本発明の目的（ま標的速度のドツプラー効果による測定
からあらゆる曖昧さを除去するような工程であり、ここ
で 一音波すなわち音響周波数で振動するパルスを標的方向
に、繰返周波数で周期的に放出し、−標的により逆拡散
される超音波パルスを受信し、 一放出される音波すなわち音響周波数と同じ周波数の信
号により、受信信号の複素復調を行い、 −この復調によ、り生じるドツプラー偏移信号−この偏
移は標的速度を表わす＝の測定値をスペクトル分析して
標的速度を算出し、標的速度の所定の曖昧性を半繰返周
波数に対するこの偏移の重要度から誘導し、 一公知の値から半繰返周波数よりも小さな帯域１　で測
定されるドツプラー偏移を置換するように、確定周波数
と呼ぶ周波数で発振する信号により前記復調信号を変調
し、 −且つ標的速度の計算はスペクトル分析により、この変
調信号から偏移速度と呼ぶ速度を計算し、被測定速度の
真値を作り出すために確定周波数に対応する値だけ前記
偏移速度を修正することからなっている。

〔実施例〕

第１図は本発明に従った方法を実施する装置の概要を示
している。この装置は、管３内を循環する流体２の単位
体積１の平均速度を測定することができる。最も広い意
味で標的である単位体積１は菅３の特定位置、すなわち
断面４に存在する流体２の粒子群である。参照番号５で
示す速度図を有する流体２は測定しようとするある平均
速度兄で変位している。こうするために、一連の音波、
すなわち音響パルスが圧電型センサ６およびジェネレー
タ７１こより放出される。これらの音波、すなわち音響
パルスは音波、すなわち音響周波数ｆ。

で振動し、繰返周波数Ｆｒとして周期的に放出さ　゛れ
る０体積ｌとセンサ６間の音波、すなわち音響波の内外
伝播軸８は流体２の平均流方向とαの角度をなしている
。体積１を伝わる各パルスはおよそｆｏ　の周波数で振
動することによりセンサ６の方向に逆拡散され、流速及
びｃｏｓαに比例する値だけこの周波数から偏移してい
る。このため角度αの影響は以下の説明では無視する。

センサ６は可逆型である、すなわち内蔵する圧電クリス
タルが放出時に電気信号を受けるさ音波、すなわち音響
パルスを送出し、受信時に音波すなわち音響励起される
と電気的信号を送出する０放出時間の後で、受信された
音波すなわち音響信号は公知の手段により受信機９に向
けて、特にデュプレクサ５０へ送信される。受信機９０
こおいて受信信号は時開ろ波され、周波数ｆ０の信号に
より復調される。この復調の結果、ドツプラー偏移を表
わす信号が部分４の位置にのみ生じる。

従来技術に゛従った公知の方法において、このドツプラ
ー偏移のスペクトル分析がスペクトル分析装置１０＆こ
より実施されている。このドツプラー偏移がサンプリン
グ周波数の半分よりも大きければこのドツプラークリー
プ信号の重畳が生ＩＺ、それは分析回路１（Ｈこより誤
って解釈される。本発明の一つの特徴は分析回路ｌＯに
導入される信号は受信機９により復調される信号ではな
く、むしろ確定周波数ＦＤと呼ぶ周波数の信号で変調器
１１により変調を行ったこの復調信号であるということ
である０この変調は低周波機に向って即の値だけ、ドツ
プラー偏移の信号スペクトルを置換することからなって
いる。このようにして周波数ＦＤが公知であるため、分
析回路１０から送出されるｆｄ　に修正回路１２で公知
の修正ｆ０を加えることができる。

標的１の速度ｙと真に対応するドツプラー偏移との間に
一対一の対応性があるため、以下これらのドツプラー偏
移の周波数についてのみ参照する。

従って、真の周波数ｆｖは分析回路１′０から送出され
る偏移周波数ｆ４と呼ばれる周波数と、回路１２から送
出される修正周波数ｆ。との和となる。

測定周波数ｆｍは変調器１１が干渉されない時に分析回
路ｌＯから送出されるものに対応している。

前述したことから、被測定ドツプラー偏移が曖昧さのあ
るもしくはない範囲に位置するかど、うかに従って、本
発明は変調器１１を挿入したりしなかったりできること
が判る。象徴的に、その位置が分析回路１０の測定する
値に依存するコンピュータ１３により、受信機９と分析
器１ｏ間に変調器１１を挿入したり分路したりすること
ができる。

第２図に受信機９で復調した後に送出される信号Ｚ（ｔ
）のドツプラースペクトル図Ｚ（ｆ）を示す。

各周期ごとにＺ（ｔ）が取り出されるため、標的１の周
期的作動はサンプリングＺ（ｔ）からなる。周波数Ｆｒ
におけるこのサンプリングにより、　２（１）のスペク
トルはＦｒの周期性を有する。第２図は単一周波数を持
たないＺ（ｔ）のスペクトルを示す。

それは平均周波数ＦＭの両側に幾分延在して、標的１の
全部分が同速で変位するのではなく各々が平均速度に近
い速度で変位することを示す。第２図は分析回路１０で
分析されるのは周波数ｆＭで１　あることを再び示し、
これなしではｆＭが真の周波数であるかもしくはサンプ
リング周波数の倍数だけｆＭから偏移された曖昧な周波
数ｆＮであるかを知ることができない。

第３ａ図及び第３ｂ図はそれぞれ時間と対応した真の周
波数ｆｖ　及び画定周波数ｆ、、の変化を示す。一実施
例において、周波数ｆ。１での測定は負の速度に対応し
、事実速度は分析回路１０で測定できる公称速度よりも
単に高い。さらにこの測定周波数は流速とは異なる２つ
の可能な値に対応するため、測定ｆＩＯ１の意味の曖昧
さが明らかとなる〇第４図は流体の単位体積１の平均速
度を計算する方法を実施するスペクトル分析装置を示す
。この方法は流体の単位体積の平均流速はこの単位体積
により生じるドツプラー偏移のフーリエ変換の１次モー
メントに対応し、フーリエ変換のこの１次モーメントは
ドツプラー偏移の時間信号の自己相関関数Ｒ（ｔ）の１
次導関数に等しいという事実に基いている。形状を再構
成しセンサ６から受信機９へ送信される信号５（ｔ）を
受けるスケールに戻る他に、この受信機は各々がその第
１の入力に　！信号５（ｔ）を受信する２個の復調器１
４及び１５を有している。その第２の入力にはそれぞれ
直角位相の２個の発振器１６及び１７から送出された直
角位相信号、ｃｏｓ　２ｙｒｆＯｔ及びｇｉｎ２πｆｏ
ｔが受信される。これら２つの復調器１４．１５はｆ。

に等しい幅のドツプラースペクトルの置換を行う。

第２の入力で悪化させる信号は互いに直角位相であるた
め、それらは直角復調と呼ばれる復調を行う。

復調された各信号はそれぞれ分析回路ｌＯ内の低域ｐ波
器１８及び１９に通され、各々がサンプラーブロッカ−
とそれに続くアナログ数値変換器（ＣＡＭ）を有するサ
ンプラー２０及び２１で量子化される。このようにして
、複素サンプル信号が得られ、その実数部Ｘ、はサンプ
ラー２０から送出されその虚数部Ｙ、はサンプラー２１
から送出される。従って、信号Ｚ（ｔ）の繰返サンプル
ごとに、簀子化サンプルＺｐ＝　Ｘｊ　＋　ｊＹ、　が
取り出される。

スペクトル分析回路１０はさらに信号２（１）の自己相
関関数Ｒ（Ｔ）を計算する回路２２と、この自己相関関
数の１次導関数を計算する回路２３を有１　、７＋１ハ
ス＝　ｌｌｚ　８　ｔｙ、　（＋　）１．−ｒ　−Ｈ−
−／ゴＩＩ／　Ｓ　＋Ｉ浦−１？　層−Ｂ　１あるため
、自己相関関数は別々のｒ（Ｔ）となり複素関数となる
ｏ　ｒ（Ｔ）　の実数部はＸてあり、その虚数部はＹで
ある。

前記方法で生じる結果により、このようなスペクトル装
置により測定される平均周波数ｆ。は次式で与えられる
。

次に、この別々の自己相関関数ｒ（”／Ｆｒ）の引数を
計算する必要がある。このようにして、ｒ（１／ｒｌｒ
）は次のようζこ素わすことができる。

本式において、ｐはアナログ数値変換器２０及び２１か
ら送出される復調信号サンプルの時間指標であり、ｐ−
１はｐランクサンプルの直前に生じるサンプルのランク
である０番号ｐは最適測定精度に対応する〇一実施例に
おいて、ｐはおよそ１００である。指数＊は複素結合を
示す。

すなわち、ある数のサンプルＺｎが判ると復調される信
号５（ｔ）の自己相関関数とその１次誘導を計算するこ
とができる。これは両式の終りにある大文字のΣで表わ
される０このようにして（自己相関関数を表わす）複素
数Ｚの引数θは、ある制約内で、その虚数部と実数部の
比のアークタンジェントに等しい０これは次のように表
おすことができる〇 この等式はアークタンジェントの不連続性のなアークタ
ンジェントにより行う計算からπの値を引く必要があり
、２の引数が＋−と＋πの間であればπを加える必要が
ある。このようにしてθの不確定さが抑制される０次に
分析回路１０がど１　のようにして自己相関関数２とそ
の引数θ＝　Ａｒｇ（Ｚ）をリアルタイムで計算するか
について説明する。

再び半繰返周波数に等しい極めて精密な確定周波数に等
しい極めて精密な確定周波数Ｆｌ）により５（ｔ）の変
調の計算に何が生じるかを示す。さらに、この計算の枠
内でこの特定選定を行うのに最も興味のあることについ
て説明する０ 複素サンプル値Ｚ、　＝　Ｘ、＋　ｊＹ、の働きで自己
相関関数を計算できる公式に戻って、次のように表わす
ことができる。

Ｘ＝Σ（Ｘｐ　”　Ｘｐ　ｓ　＋Ｙｐ　”　Ｙｐ　ｓ　
）、かつＹ−Σ（Ｙｐ−Ｘｐ−１−Ｙｐ、・Ｘｐ）回路
２２は各受信パルスについてｐランクサンプルに対応す
るサンプルされた複素信号のＸ、及びＹ　の値と、直前
、すなわちｐ−ｉランクのすンプルの同じ要素を知るた
めの遅延手段２４を有している。遅延手段２４はサンプ
ラ２０及び２１の出力ζこ直列接続された２本の遅延線
２５及び２６を有している０これらの遅延線２５及び２
６は期　ｉ間ｔ＋Ｔの終りの時“期に受信する情報デー
タをその出力に送出するだけであり、ここｌこＴは前記
繰返期間に対応する０実際上、これらの遅延線はサンプ
ラから送出される量子化信号の２進データをその並列人
力に受信するシフトレジスタにより構成することができ
、シーケンサ２７で作られるクロックパルスｈの効果の
元でこれらのデータをその出力に並列に復元する。この
シーケンサ２７はパルスの放出と同期しており、変換器
２０及び２１も信号九により制御されるためサンプリン
グ周波数は繰返周波数に等しい０ 遅延手段２４はさらにその入力にサンプルした複素信号
の実数部Ｘや虚数部Ｙを受信する１組の乗算器２８〜３
１を有しており、所与のサンプル及び先行サンプルに応
じてシーケンサ１３の指図するリズムでそれぞれ次の乗
算を行う。

Ｘｐ″Ｘｐ−１・Ｘｐ″Ｙｐ−１・ｘｐ″Ｙｐ−１・ｘ
ｐ、°Ｙｐ回路２２は遅延手段２４と縦続にそれぞれ２
個の加算ｉ−アキュームレータ３５．３６に接続された
２個１組のシフトレジスタは各々２ｐケースを含んでい
る（ｐは最適サンプル数に対応する）Ｏこわ、らのシフ
トレジスタ３３．３４は一方では乗算器２８及び２９、
他方では乗算器３０及び３１が行う積を受信す−る。シ
ーケンサ２７の各インパルスごとに、一対の実数部（Ｘ
、・Ｘｐ−１とＹ、・Ｙ、−１）及び一対の虚数部（Ｘ
、・Ｙ、−１及びＸ、−１拳Ｙ、　）がそれぞれシフト
レジスタへ出力され、イ氏ランク（Ｐ−ｐ；Ｘｐ−ｐ“
Ｘｐ−１−ｐＩＹｐ−ｐ＠Ｙｐ−１−ｐ：　及びＸ、−
ｐ　”　Ｙ、　、、□ｐ、Ｘｐ−１−ｐ＠Ｙｐ−ｐラン
ク）からの一対の実数もしくは虚数の対応する積がこれ
らのソフトレジスタ３３．３４から引き出される０この
ようにして加算器−アキュームレータ３５及び３６は引
き出した積を減じると同時に導入される積を加算する。

第１のサンプルＰを入手すると、第１に各シフトレジス
タが次のサンプルのランクに対応する積を導入受信し、
次にＰよりも低ランクに対応する積を抽出送出する０加
算器−アキュームレータ３５及び３６において、導入及
び抽出される積はそれに応じてこれらの積を加減算する
必要のある特定符号により影響される入力に通される０
自己相関関数の実数部Ｘを送出する加算器−アキューム
レータ３５の場合、レジスタに導入される全ての新しい
積に十符号が付され、抽出される全ての古い積に一符号
が付される。これは加算器−アキュームレータ３５の内
容を取り出す時期に先行するサンプルＰに関する自己相
関関数の実数部をこの加算器−アキュームレータ３５が
永久に、従ってリアルタイムで含んでいるこきを意味す
る〇しかしながら、シグマが積の減算からなる自己相関
関数の虚数部の計算に限定されていることを述べれば、
加算器−アキュームレータ３６についても同様に論じる
ことができる。装置３２の全回路がシーケンサ２７によ
り制御される。およそ１０ＫＨｚのサンプリング周波数
を考慮すると、これらの回路の計算時間はおよそ１００
μＳとなる。現在の技術状態では、集積回路の計算速度
はこれらの演算を何の困難もなく行えるほどである。実
際上、これらの回路はマイクロプロセッサで置換するこ
とができ、その一般的アルゴリズムにより前記し［たこ
とが再生される。

特に、このマイクロプロセッサはさらに自己相関関数の
１次導関数を計算する回路２３で示される演算を行うこ
とができる。この回路２３で除算器３７は虚数部Ｙと実
数部Ｘの比をめる。除算器２７に接続されたアークタン
ジェント表３８が除去器３７の出力する比の関数として
自己相関関数の引数を送出する。アークタンジェントに
よる計算に関連する不確定さを排除するために、表はま
たＸ及びＹの値も受信する。事実２の引数が−πと一因
の間であれば、これはＸが負でＹが正であることを意味
する。引数が＋７とπの間であれば、これはＸが負でＹ
が正であることを意味する。従って、表３８は一方では
Ｘ／Ｙ　の比の値を受信し、他方ではＸとＹの符号に関
する情報データを受信する。それは不確定さなしでめる
引数及びより一般的にｆＩｎの値の計算を実施すること
ができる。

所与の信号５（ｔ）に対する確定周波数ＦＤの信号によ
る変調結果は次式で示すことができる。

（ｓ（ｔ）変調）　−８（ｔ）・・−３２″ＦＤ“この
場合、信号５（ｔ）はｔ−Ｐ／Ｆｒの時期にす音 ンプルされ、ここにＰ／ｐｒ＝　Ｐ、　Ｔ、’であるた
め、これは周期Ｔの周期的サンプリングに対応する。こ
のようにして変調及びサンプルされた５（ｔ）の式すな
わち、　５（ｔ）を再び量子化式で表わせば、次ここに
Ｚ、　＝　Ｘｐ＋　ｊｙｐ 説明のこの段階で、ＦＤ　＝　Ｆｒ／２とすることは特
に有用であることが判る。事実、この場合変調を表わす
複素指数は次のようになる０ −ｊ２π乳ｐ＝−ｊπｐ−（−、ゾ この特に簡単な結果により、信号５（ｔ）を変調すると
量子化サンプルＺ、を（−１）ｐ−Ｚ、で置換できると
いうことができる。すなわち、前記の自己相関関数の計
算において、 ｐ＊ ｒ（−）−ΣＺ、・２．−１ Ｆｒ Ｐのランクが偶数か奇数かに応じて各サンプルｚｐに＋
１もしくは−１を乗じなけれｃｊならない０事実、この
演算を抑制することもでき、それはアナログ数値変換器
２０及び２１から送出されるＸ、及びｙ、の値の符号を
一つおきにその到達リズムで変えることからなっている
。事実、次のことは述べる価値がある。

（−１）ｐ・（−１シー１＝−１ これは単にＦｒ／２　に等しい確定周波数の信号による
５（ｔ）の変調は、変調しない場合にとる値に関する自
己相関関数の符号を変えることからなることを意味する
。すなわち、変調された２は−２に等しい。最終的に変
調の導入は後に、Ｚ（もしくはその等画引数θ）の値を
知って行われるため、この発見は興味深い。変調により
θに影響を及ぼす偏移は真値を再配置するために補償し
なければならない。この場合ＦＤ　＝　Ｆｒ／２である
ため、この修正は＋πに等しい。各ステップの後に変調
すべきか否かを判断することができるため、どんな値を
゛′変調″するのが適切かという疑問が生じる。

第５図は時間中にその速度値が連続的に変化する標的、
すなわち流体の単位体積に対応する現象を示す。これは
患者の心臓内の血液の流速を示すことができる。例えそ
こを流れる血液の流速が一般的に独得な方向であっても
、この現象に関する説明はもちろん心臓の場合にも当て
はまる。

第５図は３つのグラフからなり、破線で示す第１のグラ
フは真の速度ｆｖ　を表わす（ここで全成分が平均ドツ
プラ偏移、すなわち周波数で示されでいる）０事実、そ
れは発生しようとする信号を表わす。

点線で示す第２のグラフは２の引数の変化に比例し、変
調が行われない時に回路２２が送出するのはその結果た
るｆｍである。この第２のクラブは第３ｂ図で生じる曖
昧さを示す。実線で示す第３のグラフはＡｒｇ（ε２）
に比例し、変調が生じるが、否かに応じてε＝±１であ
る。点線が実線と同一直線上にあれば変調は生じておら
ず、点線が実線と同一直線上になければ変調が生じてい
る。

Ａｒｇ（εＺ）カ従う処理はマイクロプロセッサニよ！ り行われる処理である。この処理の作用はケーブル回路
の場合よりも柔軟性がある。１．かじながら、後記する
処理アルゴリスムの説明からこのようなケーブル回路を
構成することができる。εの符号を付した次の取決めが
保持される。

ε＝＋１ならば、θ＝　Ａｒｇ（Ｚ）　＝　Ａｒｃｔｇ
　−ε−−ｌならば、θ−Ａｒｇ（−Ｚ）−Ａｒｃｔｇ
−一π、Ｙが正の場合 θ＝　Ａｒｇ（−Ｚ）＝　Ａｒｃｔｇ　−＋　ｙｒ、Ｙ
が負の場合。

この取決めより点線から実線に移ることができる。

事実πの符号を帯びた特質はＹの符号をテストすること
と同等である。第５図及び第７図を関連的に調べれば、
取決めは一層明白となる。後者はアークタンジェント値
からの引数の理論計算を表わす。従って、　とＦＲ／／
４　の間にある第１のドツプラ偏移値ｆｍ１１こ対して
、Ｘ及びＹは正であり且っθはＡｒ　ｃ　ｔ　ｇ　Ｙ／
Ｘ４こ等しく、εは１に等しく変調はない。

ＦＲ／４　とここでｒ／３　である閾値との間の第２の
測定値ｆｍ２に対して、Ｚは第７図の左上枠内にある。

この場合、θは再び同じ状態であり変調はない。逆に閾
値Ｆｒ／　よりも高＜Ｆｒ／２　よりも低い第３の測定
値ｆｍ３に対して、変調が行われてεの符号が変りＹは
正である。実際、１ｍ３がＦｒ／２に達するまでＹは正
であることをお判り願いたい。

このようにして前記取決めが確証され、この場合Ａｒ　
ｃ　ｔ　ｇＹ／Ｘ　からπが減じられている。Ｆｒ／２
　に近く、かつそれよりも大きい測定値ｆ工、に対して
Ｙは負となっており、２の引数値は符号を変えつつある
。このようにしてｓ　Ａｒｃｔｇ　Ｙ／ｘにπを加える
ことにより点線から再び実線グラフが得られる。

従って、本発明において点線グラフから実線グラフに移
るための前記取決めに従って、θは常にＡｒｇ（ε２）
＆こ等しくなるように計算される。

変調することを決定するここではＦｒ／３　の閾値の選
定は次の基準で行われる、すなわちこの値近辺の測定の
展開は変調のある状況と変調のない状況との間の置換が
なるべく少くなるように、測定信号の最も広い変動範囲
をめようとする０この基準を理解するには、この閾値が
絶対値で与えられる閾値であることを知る必要がある。

これは場合に応じて変調ありもしくはなしの状態で得ら
れる値が負もしくは正でこの閾値を越えると、一方の状
況から他方の状況への通路ができることを意味する。測
定ｆ。の周波数偏移は＋πに比例し、従って十　ｒ／２
　に等しい。

閾値をＦ　ｒ／４４こ選定すると、偏移後に転向の十Ｆ
ｒ／４　に近いｆ、は−Ｆｒ／４　に近く変形される。

被測定ドツプラー偏移がＦｒ／４　より上下に展開すれ
は、それは変調のある一つの状況から変調のないもう一
つの状況もしくはその逆に絶えず変化している。従って
、この閾値をＦｒ／４　からできるだけ離すのは興味深
いことである。　ｒ／２を閾値として選定すると、もち
ろん回路１０が計算するＡｒｇ（Ｚ）　は決してこの値
を越えないため、それは最大値となる。しかしながら、
ここで他の問題が生じる。事実、この場合変動範囲は最
大でそれは好ましいことであるが、低減ろ波器１８と１
９の干渉はこれらのドツプラー偏移値近辺で復調された
信号５（ｔ）を著しく妨害する効果を持つ。事実、これ
らのｐ波器はシャノン定理による良好なサンプリング状
態を慎重に考慮するように正確にＦ　ｒ／２でカットす
る。最後に、これは厳密な方法で被測定ドツプラー偏移
が到達できない閾値に対して、一方の復調状態から他方
の非復調状態へ移行することを意味する０さらに、これ
らのドツプラー偏移は単一周波数ドツプラー偏移ではな
く、第２図に示す比較的広く広がるスペクトルについて
計算した平均ドツプラー偏移であることを思い出してい
ただきたい。好ましい閾値はＦｒ／３　である。もう一
つの好ましい値は３Ｆｒ／８　である。次の説明はＦ　
ｒ／３ｃこついて行う。

ΔθがＡｒｇ（ε２）を表わす実線グラフに行うべき修
正を示すものとすると、被測定速度値を表わす破線グラ
フを得るために、第６図に示すフロー図に従ってΔθ　
を計算することができる。このよう１　にして真のドツ
プラー偏移は次式で示される。

ｆｖ＝璽正θ＋　Ｆｒ・Δθ 処理の初めの１．よりも短い工において、すなわち測定
されるドツプラー偏移が真のドツプラー偏移であって真
のドツプラー偏移の曖昧なドツプラー偏移ではないこと
が確かである場合に゛は、εは１とされΔθ＝０　とな
る。次にθ−Ａｒｇ（ε２）が計　算され、ε−１であ
るため（第６図）これはＺの引数の計算を意味する。再
びこれは分析回路ｌＯから送出される、すなわち変調さ
れない正しい結果ｆｍをつかむことに等しい。次ｌこ削
代に従って真値ｆｖ　が計算される０その後、このよう
にして作り出されたθの値の絶対値が閾値ζこ対応する
値と比較される。閾値がＦｒ／３　てあれば、θの絶対
値が２“／　と比較される。θの絶対値が２“／３　よ
りも小さければ、εもΔθも変化しない。分析回路１０
から送出される次の値に対してこの動作が繰返−される
が、ε＝１及びΔθ−０とした命令の゛下流のアルゴリ
ズムにより行われる。

実線グラフの第１セクメントに従って、時間１゜におい
てｆｍはＦｒ／３　よりも大きくなることを注目すべき
である。それにもかかわらず、ｆｖのｆｆｋは前記した
ように計算される。しかしながら、θを２“／３　と比
較することにより、θの方が大きいことが判る。このよ
うにしてεの符号が変り、それはここでは−１に等しく
θの符号についてテストが行われる。ここでθは正であ
り、ΔθはΔθ＋１／２とされる。ｔ、で作り出された
値に続く値について、偏、移値ｆ１　に対応するθ−Ａ
ｒｇε２＝八ｒｇ’−Ｚが計算される。これは変調が存
在する状況を意味する。次に第５図の実線グラフの第２
のセクメントを参照する。修正ΔθはもはやＯではなく
ｌ／２となり、＋Ｆｒ／２からＦｒ・θ／２πに等しい
偏移値ｆａと呼ぶ値に正確に修正される。時間ｔ２１こ
おいて、Ａｒｇ（εＺ）は０に等しく、修正Δθ及びε
には何も生じず前記取決めに従って単にＡｒｇ（Ｚ）が
変化する。ここでＡｒｇ（ε２）が計算されてＯで通過
するため、これは第６図のアルゴリズムの機能に影響を
及ぼさない。

時間ｔ３において、新しく計算されるθは２“／３より
も２倍大きい。このような状態において、εの符号が再
び変化して＋１となる。θはまだ０より大きいため（こ
の時点で実線グラフはＯより大きい）、ΔθはΔθ＋１
／２もしくはΔθ＝１　とされる。すなわち、一方では
変調はないが他方では計算されたΔθは同方向に２度偏
移されたことに対応］ッ、修正は２つの連続偏移を考慮
している。時間ｔ４において、第３の偏移があり、それ
はΔθが３／２に等しくなることを意味する。逆に、時
間ｔ５において、負であるθの絶対値は２π／３　より
も大きくなる。εについて同じ操作が行われるが、この
場合θが負であるためΔθはΔθ−１／２　に等しくさ
れることが興味深い。従って、一度修正されると前ｌこ
３／２であったものが１に等しくなる。８謁ならば加減
算により修正は累積的に展開される。

前記したように、速度の測定が曖昧な測定ではなく真の
１ｌｌ１１定であることが確かである状況から動作か開
始する。次に実験が開始されると、この状況が支配的と
なることが厳密に確かではなくなる。

従って、本発明に従って処理を開始する前に初期化ステ
ップを実施して、測定からあらゆる曖昧さを除去するこ
とが有用となる。このようｌこして、真の速度の測定が
行われ曖昧な速度ではないという確かさが得られる。次
にフロー図を示す第８図を参照として、この初期化の局
面について説明する。

この初期化に使用する原理は、繰返周波数が異なる値を
とる連続的な時間間隔を選定することからなる。次に時
間間隔の終りに速度測定で得られる結果を次の時間間隔
の初めに得られる結果と比較することにより、これらの
結果が実質的に同じであれば、一方の場合と同様に他方
の場合にも速度が測定され、一つの時間間隔の終りから
次の時間間隔の始めまで速度が変化するのに充分な時間
がなければ、それは真の速度であるということができる
。事実、実施する測定が真の速度の曖昧な測定であれば
、繰返周波数が異なるという事実から、場合に応じて異
なるものでなければならない１　ことが判る。一実施例
において、２つの周波数Ｆ１及びＦ２が保持され、それ
により一つの時間間隔と次の時間間隔で交互にパルスリ
ズムが加えられる。

しかしながら、繰返周期自体と正確に同期されたシーケ
ンサ２７により制御されるため、この繰返周波数変化に
より分析回路１０の機能は修正されない。

血液の速度測定を行う医療分野では、一方もしくは他方
の周波数を有する異なる分析期間が患者の心拍に依存す
る。例えば（およそ２００拍／分の心拍に等しく、かつ
この観点から限界値とみえる）０．３秒に等しい心拍の
最小持続時間を考えると、次の判断に達する。すなわち
心臓周期ごとではなく単一心臓周期中の速度の同等性を
証明できることが必要である。従って、０．１秒（１０
Ｈｚ）の連続間隔により一つの間隔からもう一つの間隔
に通過する間に、血液の速度変化は比較的低い可能性が
非常に高い。交互に６　ＫＨｚ及び８　ＫＨｚに等しい
繰返周波数により、０．１秒の各期間中にそれぞれ６０
０〜８００サンプルを得ることができる。

平均ドツプラー偏移の測定をめるのにおよそ１００個の
サンプルを必要とするが、これらの測定は分析回路１０
によりサンプリングリズムでリアルタイムに行われるた
め、所与の期間中に得られる最終値を次に得られる最初
の値と比較する必要があり、それに対しては全サンプル
が新しく得られる繰返周波数に本質的に依存している０
実際上、この期間に対応する°゛第１′″平均ドツプラ
ー偏移値を作り出すために、新しい期間内に第２番目の
サンプルが受信されるのを待つ必要がある。

関連する間隔を時間中周期的に分布させる必要はない。

異なる期間を分離する時点は任意に選択できる。一度平
均ドップラー偏移ｆｍがある閾値に達してそれを越える
と、これらの繰返周波数変化時点を決定することができ
る０しかしながら、第７図のフローは持続時間りに対応
し、その全てが等しい。従って、測定時点上がｎＤと（
ｎ＋１）Ｄの間にある第１の期間中は、繰返周波数Ｆｒ
はＦｌに等しくする必要がある。平均ドツプラー偏移は
この時間中に測定され、その値はｆｌとなる０この持続
時間の終りに、ｆｌの最終値が記憶される。次の持続時
間の（ｎ＋１）Ｄと（ｎ＋２）Ｄ間にある時点に対して
、繰返周波数はＦ２に等しくする必要がある。得られる
平均ドツプラー偏移はこのようにしてこの新しい繰返周
波数に従って測定され、その値はＦ２となる。Ｆ２の第
１の値は記憶され、ｆｌ（すなわちＰサンプル後）の測
定とは完全に切り離されている。一度ｆ２が得られると
、それはｆｌと比較される０これら２つの値が等しけれ
ば、両方ともに真の値であり従って初期化された状況が
存在すると考えることができる。このような状況の元で
、繰返周波数は初期化に対して選定した２つの値の中の
一つ、例えばＦ、をとる必要がある。この時点で第６図
のアルゴリズムにより説明した計算工程が開始され、こ
の期間中に標的の速度測定に存在するあらゆる曖昧さが
前進的に除去される。

一方ｆ１がＦ２と異なる場合には、これらの測定の少く
とも一つが曖昧であることを意味する０このような状況
の元で、例えその一方が真の測定であってもこれら２つ
の測定のいずれが真の測定であるか不明であるため、ま
だ判断を下すことはできない。従って、初期化動作全体
が実施されて繰返されるが、今回はＦ２の最終測定値を
記憶して行われる。次の期間中、繰返周波数がＦ２から
Ｆｌに変化した後ｓｆｌの”最初の値が測定されて記憶
される。次にｆｌとｆ２の最終記憶値が再び比較される
０両者が等しければ、初期化が実施されていると断言す
ることができ、等しくなければ初期化が得られるまで全
体動作が繰返される。

本発明を医療に応用する場合に有利な次のようなコメン
トを述べることができる。血液循環速度のタイミング図
を見れば、統計的にこれらの循環速度は低い場合が多い
ことが判る０低速に従って真の速度を見つける機会が従
って高くなる。これが前記初期化工程がうまく作動する
理由である。

変位速度が高く統計的に頻繁に真の速度の曖昧な測定を
行うような場合は、必ずしもこうはならない。後者の状
態では、初期化局面は長く続くが、例えそうであっても
所与の時点で真値を得て終了する。第７図に示す方法に
より、およそ２つの心１　臓周期にわたって確実に真値
を得ることができ、それは全体として極めて満足できる
ものである。

しかしながら、この初期化は不正確とすることができる
ことを認めなければならない。事実、ｆ。

がｆ２に等しく、かつこれらの各測定が真の速度の曖昧
な測定となることがある。これは真の速度がこのように
して保持される２つの繰返周波数の最小公倍に対応する
ことを意味する。従って実施例は２４　ＫＨｚよりも高
いドツプラー偏移を有する。

初期化が不正確なこの曖昧さをなるべく寄せつけぬ簡単
な方法は、例えば７　ＫＨｚと８　ＫＨｚ間の最初の数
である周波数Ｆ１及びＦ２を選択することである０これ
によりドツプラー偏移の曖昧さは５６　ＫＨｚとなり、
それは本説明の保持された音波すなわち音響周波数に対
しておよそ２０ｍ／秒の一血液循環速度に対応し、それ
は真に例外的である。しかしながら、各周波数Ｆ、及び
Ｆ２が音波すなわち音響周波数ｆ０　の正確な約数であ
る必要がある。

しかしながら初期化局面は抑制することができる。特に
医療関係の応用の場合、心臓周期中はこの心臓周期の終
りの比較的長い持続時間にわたって瞬間速度は低いこと
を御理解願いたい。低速で　□は定常エコーＰ波器の存
在により５（ｔ）の信号／ノイズ比は悪くなる。これら
のＰ波器は例えば５（ｔ）内の毛管壁によるスペクトル
寄与を解消しようとする。従って、比較的長期間中、有
用なドツプラー信号エネルギーが弱くなる心臓周期中に
、曖昧ではない低速が存在する。初期化を抑制するため
に、曖昧さ修正アルゴリズムはこのような期間にわたっ
て同期される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従った方法を実施する装置の略図、第
２図は本発明に従った方法により分析される信号の周波
数スペクトル図、第３ａ図及び第３ｂ図は標的速度の時
間変化と本発明に従った方法に干渉して測定された対応
する信号のタイミング図、第４図は本発明に従った方法
を実施するのに特に適したスペクトル分析回路の概要図
、第５図は偏移速度と真の速度のタイミング図、第６図
・は本発明に従った方法のさまざまな局面の相互関係を
示すフロー図、第７図はドツプラー偏移測定の象徴的表
示、第８図は本発明に従った方法の開始を行うフロー図
である。 に単位体積 ２：流体 ３：管 ６：圧電型センサ ７：ジェネレータ ９：受信機 ｌＯ二分析回路 ｌｌ：変調器 １２：修正回路 １３：コンピュータ ｉ４，１５：復調器 １６．１７：発振器 １８．１９：低域ｐ波器 ２０．２１：サンプラー ２２：自己相関関数計算回路 ２３：１次導関数計算回路 ２４：遅延手段 ２７：シーケンサ ２８〜３１：乗算器 ３３．３４：シフトレシスタ ３２．３５，３６：加算器−アキュームレータ３７：除
算器 特許出願人 セーケーエール　ユルトラソニク 代理人 若　林　忠

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、音波、すなわち音響周波数で振動するパルスが繰返
   周波数で周期的に標的方向に放出され、標的により逆拡
   散された超音波パルスが受信され、 放出される音波、すなわち音響周波数と同じ周波数の信
   号により受信信号の複素復調が行なわれ、この復調によ
   り生じるドツプラー偏移信号の測定からのスペクトル分
   析により標的速度が計算され、この偏移は標的速度を表
   わし、半繰返周波数に対するこの偏移の重要性により標
   的速度の測定の曖昧度が誘導され、 繰返周波数の半分よりも小さい帯域内で測定されるドツ
   プラー偏移を既知の値だけ置換するように、前記復調信
   号が測定周波数と呼ばれる周波数で発振している信号に
   よって変調され、標的速度の計算はこの変調信号からス
   ペクトル分析により偏移速度と呼ぶ速度を計算し、被測
   定速度値の真値を作り出すために前記偏移速度を牙５定
   周波数に対応する値だけ修正すること２、前記ｊ測定周
   波数が繰返周波数の半分に等しＧ特許請求の範囲第１項
   記載の方法。 ３、前記変調は、復調信号に】測定周波数で発振してい
   る信号を乗じることからなる特許請求の範囲第１項記載
   の方法。 ４、前記スペクトル分析は変調信号の自己相関関数を作
   り出し、標的の平均偏移速度を表わす結法。 ５、前記スペクトル分析は、復調信号の自己相関関数を
   作り出し、標的の曖昧な平均速度を表わす結果を送出す
   るためにこの関数の１次導関数を計算することからなり
   、ここで復調信号の変調は変調を置換する偏移定数（十
   π）の形でこの結果に対して行われる変ｉＰＩＡｒｇ（
   ６２）により置換される特許請求の範囲第３項記載の方
   法。 ６、予め計算された累積形の加算あるいは減算定数によ
   り偏移速度の修正が行なわれ、その値は量定周波数と繰
   返周波数の比に依存し、これらの修正は、ドツプラー偏
   移が正の場合は付加的でありドツプラー偏移が負である
   場合は負である特許請求の範囲第１項記載の方法。 ７、　初期化段階の後に、連続する時間間隔中に繰返周
   波数が異なる値をとり、一つの間隔の終り。 に作り出された最終速度測定値が次の間隔の始めに作ら
   れた第１の速度測定値と比較してそれらが互いに実質的
   に等しければこれらの測定のいずれもが曖昧な測定では
   ないと判断する特許請求の範囲第１項記載の方法。 ８、　測定速度が所定の閾値（、Ｆｒ／’３）よりも低
   く、この閾値自体が半繰返周波数に対応する公称速゛　
   ゆよ、６よ。、い、。よ−ヵ−，，、一つゆ、−ること
   なく平均側Ｂ　凍ｕ　ｈ（４１１９され、他方では速度
   がこの閾値よりも高くなった場合は復調信号を変調して
   平均偏移速度が測定される特許請求の範囲第１項〜第７
   項のいずれか１項に記載の方法。 ９、　所定の閾値が繰返周波数の３／８に対応する特許
   請求の範囲第８項記載の方法。 １０、前記修正が、閾値速度近辺の偏移速度の開方方向
   の関数で累積的に行われる特許請求の範囲第８項記載の
   方法。 １１、時間間隔が任意の所定の時間である特許請求の範
   囲第７項記載の方法。 １２、時間間隔間の間隔が互いに等しい特許請求の範囲
   第７項記載の方法。 １３　時間間隔が、所定値の偏移速度興ｊ定値の通過を
   表わす時点により決定される特許請求の範囲第７項記載
   の方法ρ