JPS60239800A - 残差励振型ボコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明は残差励振型ボコーダ、特に残差波形の高域周波
数成分を分析側で再生する手段を備えた残差励振型ボコ
ーダに関する。

〔従来技術〕

入力音声信号をＬ　Ｐ　Ｃ（Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉ
ｃｔｉｏｎＣｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　、線形予測係数）
分析して得られるＬＰＣ係数とともに波形情報としての
残差波形のうち予め設定する領域の低域周波数成分に＠
１する悄＃を分析側から合成側に伝送し、合成側では入
力した低域周波数成分を利用して復元した高域周波数成
分とともに残差波形を合成し、これとＬＰＧ係数とによ
って合成フィルタを動作せしめて高品質の入力音声信号
の再生を行なう残差励振型ボコーダはＲＩＥＬＰ（Ｒｅ
ｓｉｄｕａｌ　Ｅｘｃｉｔｉｎｇ　Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒ
ｅ−ｄｉｃｔｉｏｎ　ｖｏｃｏｄｅｒ　）の略称によっ
てもよく知られている。

このｌ：ＬＰは、ＬＰＧ係数とともに、モデル化した残
差波形を分析側から合成側に送出する従来の一般的なボ
コーダに比して、残差波形の１部の低域周波数成分をモ
デル化を介することなく分析側から合成側に送出すると
いう形式で波形の一部伝送を行なっている点で基本的に
再生首實が優れてり、４．８Ｋｂ／ｓ（キロビット／抄
）程度の従来タイプのボコーダの伝送ビットレート帯域
でも高品質の再生音が得られるＣ０ＤＥＣ（Ｃ０ｄｅｒ
　ＤＦＪＣ−ｏｒｄｅｒ　）として近時多用されククあ
る。

しかしながら、従来のこの柿のａｉＰにあっては、分析
側から合成側に供給する残差波形情報は利用可能なデー
タビットレートの関係から予め設定する周波数頭域の低
周波成分に限定されており、高周波成分はこの低周波成
分を合成側で非線形回路に印加してその高調波成分とし
て得られるものを位相情報は無視して単純加算するのが
基本的手法となっており、位相の再現性が得られないた
め再生音声の波形が入力音声信号と異なったいわゆるＲ
、ＥＬＦ音と言われる再性歪が発生する欠点があること
はよく知られている。

このようなＲＩＰ音を改善するために分析側に高域周波
数再生手段を設けた残差励振型ボコーダが近時利用され
つつある。これは合成側で残差波形を再生するために使
用されるトランスバーサル型の高域再生フィルタのタッ
プ係数を分析側で推定したうえ合成側に供給するもので
めり１合成側で使用する高域再生フィルタと同じ構成の
トランスバーサルフィルタを対象とし、低域周波数と合
成すべき高域周波数に対する位相条件を含むインパルス
レスボ／ス特性の設定すなわちタップ係数の設定を実施
したうえ、これを合成側に供給するものである。

しかしながら、従来のこの柿の残差励振型ボコーダにお
いては、合成側で発生する高周波成分は分析側から供給
を受けた低周波成分を非線形回路に印加することによっ
て生成される高副波分を利用しているため所望の高周波
再生が得難いことがしばしば発生するという欠点がある
。

〔発明の目的〕

本発明の目的は上述した欠点を除去し、高域周波数成分
再生手段を分析側に備えた性差励振型ボコーダにおいて
、残差波形低域周波数成分のダウンサンプル値を零レベ
ルサンプルの内挿全弁して基準サンプリング変換標本系
列としたサンプルを利用しかつ非線形（ロ）路を利用す
ることなく高域再生フィルタのタップ係数を推定する手
段を備えて入力音声信号の分析ならびに合成ｆｆ：□□
□ることにより、大幅なａ［、Ｐ音の改善がｐ・定がっ
確実に図れる残差励損型ボコーダを提供することにある
。

〔発明の構成〕

本発明のボコーダは、入力音声信号の性差波形の高域周
波数成分を分析側で再生する手段を有する残差励振型ボ
コーダであって、予め設定する基準サンプリング局波数
にょる残差波形の基準サンプル値と前記基準す／プリン
グ周波数を予め設定する割合で酸層したダウンサ／グリ
ング周波数による残差波形低域周波数成分のダウンサン
プル値間に前記基準サンプリング周波数のタイミングで
零レベルの内挿点を設定しクク形成する残差波杉低域周
波数成分の基準サンプリング変換標本系列にもとづきか
つ非線形回路を介することなく合成側に備えるべきトラ
ンスバー丈ル型の烏城再生フィルタの係数を推定する高
域４’ｔＥフィルタ係数推定手段を備えて構成される。

〔実施例〕

次に図面全会照して本発明の詳細な説明する。

第１図（Ａ）は本発明による残差励振型ボコーダの第一
の実施例の分析側の構成を示すブロック図、第１図（Ｂ
）は合成側の構成を示すブロック図である。

第１図（Ａ）に示す分析側はＡ／Ｄコンバータ１゜ＬＰ
Ｃ分析器２を子化／復号比容３．ＬＰＣ逆フィルタ４．
　Ｌ　Ｐ　Ｆ’　（Ｌｏｗ　Ｐａ５ｓ　Ｆ口ｔｅｒ）５
．　ダウンサンプラ６、針子化／復号比容７．フィルタ
係数推定器（１）８．　歓子比容９．電力算出器１０゜
量子化器１１および多重化器１２を備えて構成され、ま
た第１図ＣＢ）に示す合成側は多重分離・復号化器１３
．高域再生フィルタ１４２乗算器１５゜ＬＰＣ合成フィ
ルタ１６およびＤ／Ａコ／バータ１７等を備えて構成さ
れる。

入力端子１０１から入力した音声信号は、Ａ／Ｄコ／バ
ータ１に供給され予め設定する高域周波数、本実施例で
は３．４ＫＨｚ　Ｉｄ上の成分をカットする低域フィル
タリングを実施したのち、予め設定する基準す／プリン
グ周波数８ＫＨｚでサンプリングしたうえ所定のビット
数のデジタル量に変換し量子化入力音声データとしてＬ
ＰＧ分析器２およびＬＰＣ逆フィルタ４に送出される。

８ＫＥ（ｚのサンプリング周波数は入力音声信号の最高
周波数を３．４　ＫＨｚと設定した条件のもとてナイキ
ストレートｉ勘案して決定されたものである。ＬＰＣ分
析器２は、このようにして入力する量子化入力音声デー
タに対し予め設定する窓関数を乗算するウィンドウ処理
を基本フレーム周期ごとに次次に実施したうえ基本フレ
ームごとに計測する自己相関係数を利用しよく知られる
Ａｕｔｏ　Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ法による手法で所定
の次数のＬＰＣ係数を抽出するＬｐｃ分析を行なう。

このようにしてＬＰＧ分析器２から出力されるＬＰＣ係
数は量子化／復号化器３によって量子化され多重化器１
２に供給されるとともに、またこの量子化ＬＰＣ係数デ
ータをいったん復号化したうえＬＰＣ逆フィルタ４に供
給する。

ＬＰＧ逆フィルタ４は、第１図ＣＢ）に示す合成側のＬ
ＰＣ合成フィルタ１６とはインパルス応答特性が逆特性
のフィルタであり、かつＬＰＧ合成フィルタ１６と量子
化誤差による影響を同一のものとするため電子化／復号
化器３でいったん復号化したＬＰＣ係数データを受け、
これによりＡ／Ｄコンバータ１の出力から受ける量子化
入力音声信号の残差波形に関するデータのみを抽出し、
これ１ＬＰＦ”５．フィルタ係数推定器（１）８．電力
算出器ｌＯ等に供給する。

ＬＰＦ５Ｆｉボコーダのデータビットレートその他の条
件を勘案して設定する高域遮断特性を有するＬｏｗ　Ｐ
ａ５ｓ　Ｆ’１ｌｔｅｒ　であり、ＬＰＣ逆フィルタ４
から受ける残差波形のうちＩ　ＫＨｚを高域遮断周波数
として残差波形のらちＩＫＨｚ　以下の低域周波数成分
をダウンサンプラ６に供給する。

ダウンテンプラ６は、入力したＩＫＨｚ１ｇ下の低域周
波数成分を基本サンプリング周波数を予め設定する割合
２本実施例では１／４にダウンしたダウンサンプリング
周波数２ＫＨｚによってサングリ・／グしてこれｔ−量
子化／復号化器７に送出する。

量子化／復号化器７は、こうして入力した残差波形低域
周波数成分を量子化してこれを多重化器１２に送出する
とともに、これを復号化したデータをフィルタ係数推定
器（１）８に供給する。このフィルタ係数推定器（１）
８に供給するダウンサンプリング、データを量子化／復
号化器７による復号化処理ずみのデータとするのは、合
成側における高域再生フィルタ１４における量子化誤差
の影響とフィルタ係数推定器（１）８における童子化誤
差の影響とをほぼ同一の状態とするためである。

尚、量子化／４Ｊｊｔ号化器７における残差波形低域周
波数成分の量子化、復号化処理は本実施例では後述する
電力算田器１０より供給される電力データにより正規化
して実行される、正規化処理により残差波形低域周波数
成分の量子化、を効率よく行なりている。

フィルタ係数推定器（１）８はＬＰＣ逆フィルタ４から
は８ＫＨｚの基準サンプリング周波数による残差波形の
サンプル系列を入力し、また量子化／復号化器７からは
２ＫＨｚのダウンサンプリング周波数による残差鼓形低
周波成分のダウンサンフル系伺を入力し次のようにして
合成側に備えるべき高域再生フィルタのタップ係数の推
定を実施する。

第２図ＣＴａ）は第１図（Ａ）、（Ｂ）に示す本発明第
一の実施例において入力音声信号の残差波形を基本サン
プリング周波数でサンプリングした残差波形の一例を示
す残差波形基準サンプル標本図、第２図（ｂ）は残差波
形の低域周波数成分をダウンサンプリン周波数で？／プ
リングしたダウンテンプルの一例を示すダウンサンプル
標本図、第２図（Ｃ）は第２囚（ｂ）に示す残差波形低
域周波数成分のダウンサンプル標本に対し基準サンプリ
ング周波数に対応する基準サンプリング変換を実施した
残差波形低域周波数成分基準？／プリング変換標本系判
である。以下に第２図（ａ）ｔ（ｂ）および（Ｃ）を参
照しクク第１図（Ａ）、（Ｂ）の実施例にりいて説明す
る。

第２図Ｃｆ１）に示す残差波形標本タリは、ＬＰＣ逆フ
ィルタ４からの８ＫＨｚサンプリング出力であり、第２
図（りに示す残差渡杉低域周波数成分ダウン？／プル標
本は量子化／復号化器７による２ＫＨｚサンプリング出
力で、これをさらに８ＫＨｚの基本す／プリング周波数
による標本に変換したのが第２図（Ｃ）に示すａｌｐａ
２ｓａａ、ａ４Ｈａｓ、ａ６およびｂ１〜ｂ５の標本群
でめる。これらの標本群のうちａ１〜ａ６は第２図（ｂ
）に示す標本に対応するものであり、またｂ１〜ｂ５は
標本３１〜８６間に内挿され全体として８ＫＨｚの基準
サンプリング変換を図るために等間隔に配列された零レ
ベルの標本点であり、このようにして恰も８ＫＦｉｚの
基準サンプリング周波数による標本と同様なイメージで
残差波形低域周波数成分のダウンサンプル標本の基準サ
ンプリング変換が図れる。

フィルタ係数推定器（１）８はこのようにして２ＫＨｚ
　（Ｄｌｌ”ウン？／グル周波数によるダウンサンプル
標本化判を８　Ｋ　Ｈｚの基準サンプリング周波数によ
る標本化イメージで系列化し、これを合成側に備えるべ
き高域再生フィルタとしてのトランスバーサルフィルタ
と同様な内蔵フィルタの入力として供給する。このトラ
ンスパーチルフィルタのタップ係数は音声資料等にもと
づいて予め設定する初期値から久のようにして学習同定
法あるいはＡ−ｂ−８（Ａｎａｌｙｓｉｓ−ｂｙ−８ｙ
ｎｔｈｅｓｉｓ　）法等の手法にもとづき分析フレーム
ごとに制御されクク決定される。

すなわち、フィルタ係数推定器（１）８に第２図（ｂ）
に示す２ＫＨｚザンプリ／グの残差波形低域周波数成分
の標本化系列が入力されるとこれは第２図（Ｃ）に示す
８ＫＨｚサンプリングイメ一ジ標本化系列に変換されて
内蔵トランスバーサルフィルタに印加され、音声資料等
にもとづいて予め設定するタップ係数初期値を付与した
トランスバーチルフィルタ出力と、別に入力する第２図
（ａ）に示す如き残差波形のｇＫＨｚ・ナンプリング標
本化系列とを比較することによって得られる誤差出力を
得る。

本実施例の場合はこの誤差出力の電力を算出しこの誤差
電力の大きさに対応してトランスバーサルフィルタの係
数を分析フレームごとに制御しつつ誤差電力の最小化が
図れるよりなフィルタ係数の推定を学習同定法やＡ−ｂ
−８法等の手法によって実施する。

第３図はＴｈ１図（Ａ）に示すフィルタ係数推定器（１
）８の構成を詳細に示すブロック図である。

フィルタ゛係数推定器（１）８は合成側に備えるべき高
域再生フィルタと基本的に同一構成のトランスバーサル
フィルタ８１．減算器８２および電力算出器８３を備え
て構成され、トランスバーサルフィルタ８１には量子化
／復号化器７の出力のうち第２図（ｂ）に示す如き残差
波形低域周波数成分ダウンサンプルが入力され、また８
ＫＨｚザンプリ／グ周波数の供給をうけクク次のように
してフィルタ係数の推定を行なう。

すなわち、トランスバーサルフィルタ８１は、第２図（
ｂ）に示すような残差波形低周波成分ダウンサンプルを
入力するとこれにもとづいて第２図（Ｃ）の如き残差波
形低域周波数成分の基準サンブリ／グ変換標本化系列に
変換、初期設定タップ係数によるトランスバーサルフィ
ルタの出力を出力ライン８１１を介して減算器８２に送
出、ＬＰＣ逆フィルタ４の出力する残差波形との差をと
りこの誤差出力を出力ライン８２１を介して重力算出器
８３に供給、その電力を算出する。

フィルタ係数推定器（１）８はこうして算出された誤差
電力にもとづいてトランスバーサルフィルタ８１のタッ
プ係数の制御を実施しクク誤差電力の最小化が図れたと
きのタップ係数を推定フィルタ係数として出力し量子化
器９によって量子化データとしたのち多量化器１２に供
給する。

このようにして残差波形の低域周波数成分のダウンサン
プルの８ＫＨｚサンプリングイメ一ジ標本化系列を図っ
たうえ学習同定法やＡ−ｂ−８法にもとづき非線形回路
を用いることなくフィルタの係数の推定が可能となる。

電力算出器１０は残差波形を入力し１分析フレームごと
の短時間平均音声電力を算出しこれを量子化器１１に送
出、所定の量子化を施したうえ多重化器１２と量子化／
復号化器１７とに供給する。

この短時間平均音声電力は、合成側でＬＰＣ合成フィル
タ１６によって入力音声信号を再生する場合、再生すべ
き音声のレベル設定のために利用されるが、入力音声信
号のノベルが長時間にわたってほぼ一定であるときなど
はこのデータ送出は不要である。

多重化器１２はこうして供給された各量子化データを予
め設定する方式で多重化して伝送路を介して合成側に送
出する。

第１図（Ｂ）の合成側では多重化されて分析側から供給
された各量子化データを多重分離・復号化器１３によっ
て多重化分離し、さらに復号化したうえ、第２図（ｂ）
に示す如き残差波形低域周波数成分のダウンナンプリン
グ標本化データは已カライン１３０１を介して高域再生
フィルタ１４に、また推定フィルタ係数データも出力ラ
イン１３０２を介して高域再生フィルタ１４に供給され
る。また短時間平均音声電力データは入力ライン１３０
３を介して乗算器１６に、さらにＬＰＣ係数データは入
力ライン１３０４’ｉ介してＬＰＣ合成フィルタ１６に
それぞれ供給される。

高域再生フィル月４は、゛推定フィルタ係数をタップ係
数とするトランスバーサルフィルタを内１蔵し、入力し
たダウンサングリフグ標本化サンプルをいったん第２図
（Ｃ）に示す如＜８ＫＨｚサンプリングイメージの標本
に変換してこれをフィルタ入力として第２図（ａ）に示
す如きｆ３ＫＨｚサンプリングの残差波形データを再生
する。この残差波形データは乗算器１５に供給され、入
力ライ／１３０３を介して入力する短時間平均音声電力
との乗算を介して再生残差波形データのレベル修正を行
なったうえこれをＬＰＣ合成フィルタ１６に供給する。

ＬＰＣ合成フィルタ１６は、入力ライン１３０４を介し
て入力するＬＰＣ係薮をフィルタ係数とし、再生残差波
形データを駆動音源情報として入力音声信号をデジタル
的に再生しこれをＤ／Ａコンバータ１７に供給、アナロ
グ貴に変換したうえさらに内蔵ＬＰＦ’によって所定の
低域周波数成分だけを出力端子１７０１に出力する。

第４図は本発明第二の実施例における分析側の構成を示
すブロック図である。第４図に示す分析側の構成はフィ
ルタ係数推定器（２）　１８の内容のみが第１図（Ａ）
、第３図と異なるのみでるり、他の同一記号のものは全
く同様であるのでこれらに関する詳細な説明は省略する
。

また第二の実施例における合成側は第１図（Ｂ）に示す
第一の実施例における合成側と同一の構成でめるのでこ
れについても詳細な説明は省略する。

第４図に示す第二の実施例におけるフィルタ係数推定器
（２）　１８は、第１図（Ａ）に示すフィルタ係数推定
器（１）８がいわゆる学習同定法やＡ−ｂ−８法等によ
って入力音声信号の残差波形との差を最小ならしめるイ
ンパルス応答をもつトランスバーサルフィルタのフィル
タ係数を推定しようとするものであるのに対し、フィル
タ係数を連続的に決定しクク最適インパルス応答をもつ
トランスバーサルフィルタを決定しようとする、いわゆ
るフォワード的フィルタ係数設定手段によってフィル夕
係数を推定する点が異る。

第５図は第４図に示すフィルタ係数推定器（２）１８の
構成を詳細に示すブーツク図である。

第５図のフィルタ係数推定器（２）　１８は、相互相関
回路１８１１自己相関回路１８２および最大値検索回路
１８３等を備えて構成される。

第２図（ｂ）に示すような残差波形低域周波数成分ダウ
ンサンプルが量子化／復号化器７から相互相関回路１８
１と自己相関（ロ）路１８２尋供給されると、相互相関
回路１８１は２ＫＨ２のダウンサンプリング周波数によ
るこのダウンサンプルを粥２図（Ｃ）の如く零レベルサ
ンプルを内挿させながら見掛上８ＫＨｚサンプリング標
本化系列に変換したうえこれとＬＰＣ逆フィルタ４から
出力される第２図Ｃａ）に示すよりな８Ｋｉ（ｚサンプ
リングの残差波形との相互相関系列を駒出しこれを最大
値検索回路１８３に送出する。

また自己相関回路１８２は、２ＫＨｚのダウンサンプリ
ング周波数によるダウンサンプル波形の零レベル内挿に
よる８ＫＨｚサンプルイメージ化を図って弗２図（Ｃ）
に示す如き椋本化系刈を発生したうえ、この８ＫＨｚイ
メージ化サンプルの自己相関係数列を算出する。これら
相互相関係数列と自己相関係数ダリの算出には８ＫＨｚ
サンプリング周波数が利用される。

さて、最大値検索回路１８３に供給される相互相関係数
列は予め設定する限定された遅れ時間内でその最大値を
検索する。この場合１１？１記遅れ時間に対応するタッ
プ位置がたとえばタップτでらりかりこのタッグτにお
ける相互相関係数をφ７とし、また自己相関回路１８２
において得られる自己相関係数列の遅れ零における自己
相関係数をψ。

とすると、φ７をψ。で除した値Ｃｒ＝φＴ／ψ、がト
ランスバーサルフィルタのタップτにおけるタップ係数
となる。

次いで、前述した相互相関係数列からＣｒ倍された１１
記自己相関係数列をタップ位置τを自己相関値ψ。の位
置に一致して減する演１！Ｌ’ｅ実施し、このような演
算を繰返しりつＣｒを次次にめてトランスバーサルフィ
ルタの全フィルタ係数を決定しこれを推定フィルタ係数
として出力する。第５図に示す補正メツセージはこのよ
うにしてＣ７を次次に演算、出力するために必要とする
データでめる。

こうしてトランスバーサルフィルタの係数の連続的変化
のもとに最大インパルス応答を得るフォワード的係数設
定が実施でき、　ＦＬＥＬＰ音を大幅に抑圧した残差動
感型ボコーダの分析と合成処理が安定、確実に行なうこ
とができる。

弗６図（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ本発明の第三の実施例
における分析側（Ａ）および合成側（Ｂ）の構成を示す
ブロック図である。

第６図（Ａ）においてはフィルタ係数推定器（３）１９
が、また第６図Ｃａ）においては係数再生器（１）　２
０および高域再生フィルタ２１かそれぞれ第１図（Ａ）
、（Ｂ）におけるものと異なるかもしくは追加されてい
るのみで、他はすべて同一であるのでこれらに関する詳
細な説明は省略する。

第６図（Ａ）に示すフィルタ係数推定器（３）　１９は
、第１図（Ａ）に示すフィルタ係数推定器（１）８のほ
かに零位相化回路等を備えて構成され、前者で得られた
合成側の高域再生フィルタの推定係数をさらに位相線形
フィルタの係数に変換し、零位相化をはかったうえ出力
ライ／８０２に出力する。

第７図（Ａ）は！１８６図（Ａ）に示す第三の実施例の
分析側において形成する高域再生フィルタ予測係数特性
図、第７図Ｃａ）は第７図（Ａ）の零位相化予測係数特
性図である。以下第７図（Ａ）（Ｂ）　ｋ参照しながら
第６図（Ａ）、ＣＢ）　の実施例を説明する。

フィルタ係数推定器（３）　１９は、まず第１図（Ａ）
に示すフィルタ係数推定器（１）８とほぼ同様にして第
７図（Ａ）に示すような推定フィルタ係数を発生する。

次にこの推定フィルタ係数はトランスバーサルフィルタ
による複素スペクトルとしての係数群からほぼ同じイン
パルス応答特性を示す位相線形フィルタによるパワース
ペクトルとしての第７図（Ｂ）に示す係数群に変換され
る。この変換によって形成される係数群は位相情報は失
ってしまうが第７図（Ａ）におけるトランスバーサルフ
ィルタ係数同一のタップ間隔でエネルギー中心位置は不
変、かつ左右対象なタップ係数すなわちインパルス応答
列が得られる。このようにエネルギー中心位置が不変で
あれば位相情報を失っても高域再生フィルタの係数とし
て実用上殆んど問題はない。

さて第７図ＣＢ）に示す線形位相フィルタ係数群は左右
対称性を有するのでエネルギー中心位置から左右いずれ
か、全体のほぼ１／２のみを推定係数として合成側に送
出しても容易に全体を再生することが可能である。フィ
ルタ係数推定器（３）１９からはこのような理由から全
係数群のはホ１／２の係数群のみが量子化器９に送出さ
れ、所定の量子化を施されて多重化器１２に供給され他
の量子化データとともに多重化されて第６図（Ｂ）の合
成側に伝送される。

第６図（Ｂ）に示す合成側では多重分離・復号化器１３
から出力ライｙ１３０１を介して多重化分離。

復号化した推定係数データを係数再生器（１）２０に供
給する。このようにして供給される推定係数データは第
６図ＣＢ）に示す係数群の中心タップ位置ぶんを含みほ
ぼ１／２である。係数再生器（１）２０はこの係数群に
もとづき再び第６図（Ｂ）に示す対称化係数群を再生し
たのちこれら係数群をタップ係数として構成されるトラ
ンスパーチルフィルタを利用する高域再生フィルタ２１
に供給し、他は第１図（Ｂ）等によって説明したとほぼ
同様にして再生入力音声信号を出力端子１７０１に出力
し、かくして推定係数の伝送データビットレートを大幅
に低減した分析２合成が可能となる。

第８図（Ａ）、（Ｂ）　は本発明の第四の実施例におけ
る分析側（Ａ）および合成側（Ｂ）の構成を示すブロッ
ク図である。

第８図（Ａ）はフィルタ係数推定器（４）　２２が、談
だ第８図（Ｂ）は係数再生器（２）　２３および高域再
生フィルタ２４以外はそれぞれ第１図（Ａ）、（Ｂ）と
同様であるのでこれらに関する詳細な説明は省略する。

第８図（Ａ）、（Ｂ）に示す第四の実施例は、第１図（
Ａ）に示すフィルタ係数推定器（１）８と同様にして得
られる高域再生フィルタのタップ係数群をこれとほぼ同
一の電カスベクトルを有しかクエネルギー中心位置は不
変でめる三角波包絡配列の推定係数列となるように変換
し、分析側から合成側にはこの三角波包絡を構成する変
換推定係数列と実変換系数列との差の成分のみを伝送す
るという方法で伝送データレートの減少を図るものであ
る。

第９図（Ａ）は第８図（Ａ）に示す第四の実施例の分析
側において形成する高域再生フィルタ予測係数特性図で
あり、第７図（Ａ）と基本的にはほぼ同一の内容を示し
、第９図（８）は第９図（Ａ）の推定係数群をほぼ同一
電力スペクトルに保ちクク得られる三角形包絡分布変換
特性図でおる。

第９図（Ｂ）は第９図（Ａ）の係数群に対し、その概略
的な包絡線が所望の三角形状となるように変換される。

この変換は第９図（Ａ）に示す係数群を７−リエ変換し
、所望の三角形状の係数が有する位相推移に一致するよ
うに、第９図（Ａ）のフーリエ変換値を位相調整するこ
とにより実現される。

変換係数群の包絡が三角形状となるようにする動機は、
一般的に声帯振動波形が三角形の波形をとることにもと
づいて配慮したものであり、このような変換によって位
相情報を喪失しても、仁の包絡形状とエネルギー中心位
置不変の係数配列特性から合成による再生音声品質には
殆んど影響を与えないで済む。

こうして、三角形の包絡分布を示しかつほぼ同一の電カ
スベクトルを有するような係数系列に変換されためと、
所望の三角形状との差成分の与をフィルタ係数推定器（
４）　２２から出力し、量子化器９を介して合成側に伝
送する。

第８図（Ｂ）に示す合成側は、多重分離・復号化器によ
って復号再生した所望の三角形状との差成分を出力ライ
ン１３０１を介して係数再生器（２）　２３に供給し、
これにより分析側で減じた所望の三角形状を付加して係
数群を再生、これらを高域再生フィルタ２４に供給する
。

高域再生フィルタ２４は、これら係数群をそのタップ係
数とし、かり出力ライン１３０２を介して８ＫＨｚサン
プリングイメージ化を図った残差波形低域周波数成分を
入力として高域周波数成分を含む全残差波形を再生する
。

合成側はこのあと、第１図ＣＢ）に示す内容と同一の再
生動作を実施して入力音声信号を再生し、かくしてＦ４
．ＢＬＰ音を基本的に除去するとともに高域再生フィル
タのタップ係数の伝送データビットレートを著しく低減
した分析２合成処理が可能となる。

尚、上述の説明では第１図（Ａ）、第４図、弗６図（Ａ
）、第８図（Ａ）に各々電力算出器１０を備え、第１図
（Ｂ）、第６図（Ｂ）、第８図（Ｂ）に各々乗算器１５
を備えていたが、量子化／復号化器７の残差波形低域周
波数成分の量子化、復号化処理に関する電力データによ
る正規化処理を行なわず、絶対レベルの量子化、復号化
処理を行なうのであれば、前記電力算出器１０と乗算器
１５とは不要である。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、高域周波数成分再生
手段を分析側に備えた残差励振型ボコーダにおいて、残
差波形低域周波数成分のダウンサンプル値を零レベルサ
ンプルの内挿を介して基準サンプリング変換標本系列と
したサンプルを利用しかつ非線形回路を利用することな
く高域再生フィルタのタップ係数を推定する手段を備え
て入力音声信号の分析ならびに合成を図ることにより、
大幅なＲＥＬＰ音の改善がきわめて安定かつ確実に図れ
る残差励振型ボコーダが実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）は本発明第一の実施例における分析側の構
成を示すブロック図、第１図（Ｂ）は合成側の構成を示
すブロック図、第２図（ａ）は第１図（Ａ）、（Ｂ）　
に示す本発明第一の実施例において入力音声信号の残差
波形を基本ナノ１９フフ周波数でサンプリングした残差
波形の一例を示す残差波形基本テンプル標本図、第２図
（ｂ）は残差波形の低域周波数成分をダウンサンプリン
グ周波数でサンプリングしたダウンサンプルの一例を示
すダウンサンプル標本図、第２図ＣＣ）は第２図（ｂ）
に示す残差波形低域周波数成分のダウンサンプル標本に
対し基準サンプリング周波数に対応する基準す／プリン
グ変換を実施した残差波形低域周波数成分の基準サンプ
リング変換標本系列、第３図は第１図（Ａ′）に示す第
一の実施例における分析側のフィルタ係数推定器（１）
８の構成を詳細に示すブロック図、第４図ヂ′は本発明
の第二の実施例における分析側の構成を示すブロック図
、第５図は第４図に示す本発明の第二の′実施例におけ
るフィルタ係数推定器（２）　１８の構成を詳細に示す
ブロック図、第６図（Ａ）は本発明第三の実施例におけ
る分析側の構成を示すブロック図、第６図（８）は合成
側の構成を示すブロック図、第７図ａｓ６図（Ａ）に示
す本発明の第三の実施例の分析側において形成する高域
再生フィルタ予測係数特性図（Ａ）およびその零位相化
予測係数特性図、第８図（Ａ）、（Ｂ）は本発明の第四
の実施例における分析側（Ａ）および合成側（Ｂ）の構
成を示すブロック図。 第９図（Ａ）、（Ｂ）は第８図（λ）の第四の実施例に
おける分析側において形成する高域再生フィルタ予測係
数特性図（Ａ）およびその同一電力スペクトルによる三
角形包絡分布変換特性図（Ｂ）である。 １・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ、２・・・・・・ＬＰ
Ｃ分析器、３・・・・・・量子化／復号化器、４・・・
・・・ＬＰＣ逆フィルタ、５・・・・・・ＬＰＦ、６・
・・・・・ダウンサンプル、７・・・・・・量子化／復
号化器、８・・・・・・フィルタ係数推定器（１）、９
・・・・・・量子化器、１０・・・・・・電力算出器、
１１・・・・・・量子化器、１２・・・・・・多ル比容
、１３・・・・・・多重分離・復号化器、１４・・・・
・・高域再生フィルタ、１５・・・・・・乗算器、１６
・・印・Ｌ　Ｐ’Ｃ合成フィルタ、１７・・・・・・Ｄ
／Ａコンバータ、１８・・・・・・フィルタ係数推定５
（２）、１９・・・・・・フィルタ係数推定器（３）、
２０・・・・・・係数再生器（１）、２１・・・・・・
高域再生フィルタ、２２・・・・・・フィルタ係数推定
器（４）、２３・・・・・・係数再生器（２）、２４・
・・・・・高域再任フィルタ。 ８１・・・・・・トラ／スパー丈ルフィルタ、８２・旧
・・減算器、８３・・・・・・電力算出器、１８１・・
団・相互相関回路、１８２・・・・・・自己相関回路、
１８３・・団・最大値検索回路。 滓奎 竿３０ 峯 １ 面

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力音声信号の残差波形の高域周波数成分を分析
   側で再生する手段を有する残差励振型ボコーダであって
   、予め設定する基準す／プリ／グ周波数による残差波形
   の基準？／プル値と６１１記基準サンプリング周波数を
   予め設定する割合で酸層したダウンサン１９フフ周波数
   による残差波形低域周波数成分のダウンサンプル値間に
   前記基準サンプリング周波数のタイミングで、零レベル
   の内挿点を設定しクク杉成する残差波形低域周波数成分
   の基準ｆ／プリング変換標本系刊にもとづきかつ非線形
   回路を介することなく合成側に備えるべきトランスバー
   サル型の高域再生フィルタの係数を推定する高域再生フ
   ィルタ係数推定手段を備えて成ることを特徴とする残差
   励振型ボコーダ。
2. （２）　＠−＋１記筒域再生フィルタ係数手段によって
   行なわれる高域再生フィルタ係数の推定が合成側に備え
   るべき高域再生フィルタの出力と前記入力音声信号の残
   差波形との差を最小ならしめるように連続的に係数を変
   化せしめクク最聯インノ（ルス応答を得るときの係数と
   してめるフォワード（ｆｏｒｗａｒｄ　）的体数設定手
   法によるものであることを特徴とする特許請求範囲第（
   １）項記載の残差励振型ボコーダ。
3. （３）前記高域再生フィルタ係数推定手段による高域再
   生フィルタの推定係数をこれとほぼ等価なインパルスレ
   スボ／スをもり位相線型フィルタ係数として変換し出力
   することを特徴とする特許請求範囲第（１）項記載の残
   差励振型ボコーダ。
4. （４）　ＩＩ記高域再生フィルタ係数推定手段による高
   域再生フィルタの推定係数をこれとほぼ同一の電カスベ
   クトルを有しかクエネルギー中心位置の不変な三角波包
   絡配刈の推定係数に変換して出力することを特徴とする
   特許請求範囲第（１）項記載の残差励振型ボコーダ。