JPS60197161A - 定電流装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は１足電流装置に関し、特に、中継増幅器等の負
荷に対して複数個の共振形コンバータを直列に接続して
定電流を供給するようにした定電流装置の改良に関する
。

従来技術 アナログ搬送通信システムにおいて、中継器に電流を供
給するための遠方給電装置としては、一般に可飽和リア
クトル制御形定電流コンバータが使用されている。これ
は、可飽和リアクトルを拘束磁化状態で使用し、可飽和
リアクトルの点弧角を制御することによって出力電流を
一定にする定電流コンバータであり、大振幅の交流動作
をする可飽和リアクトルの損失と、インバータトランジ
スタのスイッチング損失のため、その効率は７０％程度
が限度である。出力電流は６０ｍＡ−１６０ｍＡ程度で
あり、最大出力電圧が７ＫＶ程度の定電流装置として使
用される。

ディジタル搬送通信システム用の遠方給電装置は、負荷
となる中継増幅器が高機能化され、又システムが冗長化
されること等のため、その出力電流は５００　ｍＡ〜２
Ａに達し、出力電圧は最大１５ＫＶにもなり、装置の出
力電力はアナログ搬送通信システムの場合よりも１桁以
上増大する。このため、給電装置を４１６或するコンバ
ータの大出力化と高能率化がめられ、近年においては、
８０％以上の効率を有する共振形定電流コンバータを用
いた定電流装置が開発されている。共振形定電流コンバ
ータは、インバータトランジスタのコレクタ電流が正弦
波となるため、そのスイッチング損失が無くなり、高能
率化が可能で、装置が小形化される。

一方、保守性、冗長性を考慮して、複数個の定電流コン
バータを負荷に対して直列に接続して使用する場合は、
複数個のコンバータの負荷分担を安定させる必要がある
。このため、第１図に示すように、複数個の共振形定電
流コンバータＣＯＮ　Ｖ□〜Ｃ０ＮＶ　ｎを負荷に対し
て直列に接続し、各共振形定電流コンバータに０ＮＶＩ
　−ＣＯＮＶ　ｎのそれぞれの出力部に負荷分担用の抵
抗７およびダイオードＤを並列に接続した定電流装置が
使用されている。

各共振形定電流コンバータＣ０ＮＶｓ〜Ｃ０ＮＶ　ｎは
、直流を人力して交流に変換出力するインバータ回路１
と、インバータ回路ｌの出力を整流・平滑回路３に人力
させる共振回路２と、共振回路２を介して入力される交
流を整流および平滑化する整流・平滑回路３と、整流・
平滑回路３の出力電流を検出し、出力電流に応じた電圧
を出力して制御回路５に入力させる電流検出器６と、電
流検出器６から人力された電圧を基準電圧Ｓと比較して
。

その差に応じた電圧Ｖｃを出力する制御回路５と、制御
回路５の出力する制御電圧ＶＣを対応する周波数に変換
出力して前記インバータ回路ｌのスイッチング周波数を
制御する電圧−周波数変換回路４とから構成され、その
出力部には、それぞれ負荷分担用の抵抗７およびダイオ
ードＤを並列に接続している。上記ダイオードＤは、障
害等によって停止した共振形定電流コンバータをバイパ
スさせて他の共振形定電流コンバータによって負荷への
電流供給を継続させるために接続されている。

次に、各共振形定電流フンへ−夕の動作について説明す
る。インバータ回路１は、電圧−周波数変換回路４から
供給される制御周波数で動作するインへ−夕で、直流人
力Ｅを上記制御周波数の交流出力に変換出力する。イン
バータ回路ｌの交流出力は、共振回路２を介して整流・
平滑回路３に人力される。共振回路２は、チョークコイ
ルＬとコンデンサＣの直列共振回路で、その共振周波数
はｆ　ｒｅｓである。インバータ回路ｌの動作周波数ｆ
ａｗとｆ　ｒｅｓとの比、ｆ　Ｈ／　ｆ　ｒｅｓを時比
率δとすると、整流令平滑回路３に入力される交流電力
は時比率δに依存し、無制御状態における整流赤平滑回
路３の出力特性は、第２図に示すようになる。

すなわち、時比率δが１のときは、共振回路２のインピ
ーダンスが０となり、整流・平滑回路３の出力インピー
ダンスは低く、はぼ定電圧特性となり、時比率δが小さ
くなるに従って出力インピーダンスが高くなり、また小
さい電流値で飽和するようになる０時比率δが０．５以
下では、その出力インピーダンスはほぼ一定の有限値と
なる。

従って１時比率δを変化させることによって出力電流を
制御することができる。

電流検出器６は、整流舎平滑回路３の出力電流Ｉｐｆを
検出し、出力電流ｔｐｒに比例した電圧を出力して制御
回路５に供給し、制御回路５は、上記入力電圧を基準電
圧Ｓと比較増幅して制御電圧信号■ｃを出力して電圧−
周波数変換回路４に供給する。電圧−周波数変換回路４
は、制御電圧Ｖｃ　′を対応する周波数に変換して前記
インバータ回路ｌの動作周波数ｆｓｗを制御する。すな
わち、共振形定電流コンバータの出力電流Ｉｐｆが一定
になるように時比率δが制御される。従って、各共振形
定電流コンバータｃｏ＊ｖｔ〜Ｃ０ＮＶ　ｎからはそれ
ぞれ定電流が出力され、制御状態においては、その出力
インピーダンスは非常に高くなる。

このままで、複数の共振形定電流コンＩく一タＣ０ＮＶ
、〜Ｃ０ＮＶ　ｎを直列に接続すると、一部の共振形定
電流コンバータの出力電流が（定電流制御精度内で）変
動を生じた場合に負荷分担がくずれ、一部の共振形定電
流コン／く一夕に過大な負荷が力１かることになる。こ
れを防止するために、各共振形定電流コンバータＣ０Ｎ
Ｖｔ〜Ｃ０ＮＶ　ｎのそれぞれの出力部に負荷分担用の
抵抗７を並列に接続する。

負荷分担用の抵抗７の抵抗値をＲｐｆとすると、各共振
形定電流コンバータＣ０ＮＶの出力インピーダンスは有
限値のＲｐｆとなり、負荷分担を安定させることができ
る。

従って、上述の共振形定電流コンｌ（−夕をｎ個直列に
接続した装置全体の出力インピーダンスはｎφＲｐｆと
なり、出力電流対出力電圧特性は、第３図に示すように
なる。すなわち、負荷の増大、換言すれば出力電圧ｖ１
の増加に伴なって出力電流■１が減少し、定電流特性が
劣化すると１／１う欠点がある。すなわち、負荷電圧が
ｖＬのときには、負荷電流はΔＩ減少して工、となる。

負荷電流の減少分Δ工は、ΔＩ　＝　ＶＬ　／　ｎ　拳
Ｒｐｆで表わされる。この減少分Δ工は、各共振形定電
流コンへ−夕Ｃ０ＮＶ、〜Ｃ０ＮＶ　ｎのそれぞれの出
力部に接続された負荷分担用の抵抗７を流れ、これによ
って、電力損失Ｗｒ　＝ＶＬ”　／ｎ’　Ｒｐｆを生じ
る。

この損失により、従来の定電流装置は効率が低下し、ま
た、熱放散の対策のために大型化するという欠点がある
。

また、複数の共振形定電流コンバータＣ０ＮＶ、〜Ｃ０
ＮＶ　ｎが、それぞれ制御回路５および電流検出器６を
内蔵しているため経済的でない、さらに、複数の共振形
定電流コンバータで、それぞれ制御回路５の基準電圧Ｓ
を調整して出力電流調整を行なう必要があり、しかもこ
の調整は、複数の共振形定電流コンバータ間の負荷分担
を均等にさせつつ行なわなければならない、そのため、
装置全体の出力電流を所定の定電流値に調整するために
は相当な長時間が費やされる。

発明の目的 本発明の目的は、上述の従来の欠点を解決し、直列接続
された複数の共振形定電流コンバータに負荷分担用の抵
抗を接続しないで電力損失を低減し、しかも各共振形定
電流コンバータ、には制御回路および電流検出器を設け
ないで、共通制御によって定電流を出力することにより
、負荷増大に伴なう定電流特性の劣化を防止し、装置の
小形化。

高能率化および高精度化が可能であり、さらに、出力電
流の調整が短時間で容易にできる定電流装置を提供する
ことにある。

発明の構成 本発明の定電流装置は、直流入力を交流に変換出力する
インバータ回路と、該インバータ回路の出力に接続され
た共振回路と、該共振回路を通して入力される前記イン
バータ回路の出力を整流し平滑化して出力する整流・平
滑回路と、後記電流−電圧変換回路から供給される制御
電圧信号を対応する周波数に変換出力して前記インバー
タ回路の動作周波数を制御する電圧−周波数変換回路と
を備えた共振形定電流コンバータを複数個直列、セ接続
し、該複数個の共振形定電流コンバータと負荷との間に
直列に挿入された電流検出器と、該電流検出器の出力を
基準電圧と比較増幅して制御電流を出力する制御回路と
、該制御回路の出力する制御電流を制御電圧に変換出力
して前記複数個の共振形定電流コンバータの各電圧−周
波数変換回路に供給する電流−電圧変換回路とを備えて
、前記複数個の共振形定電流コンバータは前記電流検出
器の検出値が一定になるように前記制御回路および電流
−電圧変換回路によって共通制御されることを特徴とす
る。

発明の実施例 次に１本発明について、図面を参照して詳細に説明する
。

第４図は、本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。すなわち、複数の共振形定電流コンバータＣ０ＮＶ
Ｉ　’　〜ＧＯＮＶ　ｎ　’を直列に接続し、共通の電
流検出器６を通して負荷９に電流を供給する。そして、
各共振形定電流コンバータＧＯＮＶ、’〜ＧＯＮＶｎ　
’は、それぞれ、インバータ回路ｌと、共振回路２と、
整流・平滑回路３と、インバータ回路ｌの動作周波数を
制御するための電圧−周波数変換回路４とを備える。電
圧−周波数変換回路４は後述の電流−電圧変換回路１０
によって出力周波数が制御される。従って、それぞれの
共振形定電流コンバータは、第１図で示した従来例のよ
うに電圧−周波数変換回路４を制御するための制御回路
および電流検出器を内蔵していない、なお、各共振形定
電流コンバータＣ０ＮＶ１’〜Ｃ０ＮＶｎ’のそれぞれ
の出力部に接続されたダイオードＤは。

その共振形定電流コンバータが停止したときのへイバス
用であり、従来のように負荷分担用の抵抗は接続されて
いない。

電流検出器６は、本装置全体の出力電流工、を検出し、
出力電流に比例した電圧を出力して制御回路Ｃ０ＮＴに
入力させる。制御回路Ｃ０ＮＴは、内蔵する比較増幅器
Ａによって、上記入力電圧を基準電圧Ｓと比較増幅し、
比較増幅器Ａの出力は抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴ
Ｈのベースに入力させる。トランジスタＴＨのエミッタ
は抵抗Ｒ２を通して接地され、コレクタは電流−電圧変
換回路！０の入力巻線を通して電源Ｅの負極に接続し、
電源Ｅの正極は接地する。従って、制御回路Ｃ０ＮＴか
らは、電流検出器６の検出電圧と基準電圧Ｓとの差に応
じた制御電流１ｃが電流−電圧変換回路ｌＯに流入する
。電流−電圧変換回路ｌＯは、該制御電流Ｉｃを電圧に
変換して制御電圧Ｖｃを出力し、前記複数個の共振形定
電流コンバータＣ０ＮＶ１’〜Ｃ０ＮＶｎ’のそれぞれ
の電圧−周波数変換回路４に供給する。電流−電圧変換
回路ｌＯには、可飽和リアクトルを用いた磁気増幅器、
またはホトカプラを用いた電流−電圧変換器等を使用す
ることができる。

各共振形定電流コンへ−夕の電圧−周波数変換回路４は
、電流−電圧変換回路ｌＯの出力する制御電圧Ｖｃに応
じた周波数によってインバータ回路ｌの動作周波数を制
御することは前述した。すなわち、本実施例においては
、複数の共振形定電流コンバータＣ０ＮＶ、’〜Ｃ０Ｎ
Ｖｎ　’のそれぞれのインバータ回路１の動作周波数は
、共通の制御回路Ｃ０ＮＴおよび電流−電圧変換回路１
０によって共通制御され、装置全体の出力電流工、が所
定の定電流になるように、各共振形定電流コンバータの
時比率δが制御される。従って、本装置の出力インピー
ダンスは非常に高い値を有し、従来のように負荷電圧の
増大に伴なって出力電流が減少する現象を防止できると
いう効果がある。

一方、本装置の各共振形定電流コンバータの出力特性は
、第２図に示した特性と同じである。すなわち、ある有
限値の出力インピーダンスを持っている。従って、この
出力インピーダンスが、従来の負荷分担用の抵抗と同じ
作用を与え、負荷分担は、上記出力インピーダンスによ
って平衡する。この出力インピーダンスは、時比率δに
よって変化するが、各共振形定電流コンバータの共振回
路２の共振周波数および電圧−周波数変換回路４の変換
比を等しく設定すれば、共通の制御電圧Ｖｃで制御され
る各共振形定電流コンバータの時比率δは等しくなり、
従って出力インピーダンスも等しくなり、負荷分担は均
等となる。すなわち、従来のように負荷分担用の抵抗を
接続しないで、各共振形、定電流コンバータの負荷を均
等に分担させることが可能である０個々の共振形定電流
コンバータの出力電圧Ｖｐｆは、装置全体の出力電圧Ｖ
、の１　／　ｎとなる。なお１時比率δがほぼ０．５以
下の範囲では、共振形定電流コンバータの出力インピー
ダンスはほぼ一定の有限値となる（第２図で傾斜が平行
している）ことから、時比率δの変化範囲がθ〜０．５
となるようにすることが動作安定上望ましい。

本実施例は、従来のように負荷分担用の抵抗を使用しな
いため、その電力損失分の消費電力が軽減され、能率が
向上する効果がある。また、負荷分担用の抵抗の発熱対
策が不要となり、装置を小形化することができる。また
、装置全体の出力インピーダンスが非常に高く、負荷増
大に伴なう出力電流の低下現象を防止し、極めて高精度
の定電流特性を得ることが可能である。また、制御回路
Ｃ０ＮＴと電流−電圧変換回路ｌＯによって、複数の共
概形定電流コンバータを共通に制御するため、従来に比
して部品点数が減少し、経済的である。さらに、本装置
の出力電流の調整は、制御回路Ｃ０ＮＴの基準電圧Ｓを
調整することによって行ない、従来のように個々の共振
層定電流コンバータで負荷分担を均等にさせながら調整
する必要から開放される。従って、出力電流の調整に要
する時間を大幅に短縮することができる。

なお、複数個の共振層定電流コンバータＣ０ＮＶ□　′
〜Ｃ０ＮＶｎ’の１つが故障となり、その共振層定電流
コンバータを良品と交換するために、装置から取除いた
ときは、その出力部に並列に接続されていたダイオード
Ｄによってバイパスされ、他の正常な共振層定電流コン
バータによって継続して負荷に定電流を供給することが
できる。

第５図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。この場合は、第４図に示した制御回路Ｃ０ＮＴのト
ランジスタＴＲのコレクタ回路に、大地から絶縁された
電源ｅを直列に挿入し、電流−電圧変換回路１２は一端
を大地に接続し他端を上記電源ｅの正極に接続した抵抗
Ｒによって構成している。その他は、第４図に示した実
施例と同じであり、同一の数字、同一の記号は、それぞ
れ同一の構成部分を示す、今、各共振層定電流コンバー
タの電圧−周波数変換回路４の入力インピーダンスをｒ
ｌ　とし、抵抗Ｈの抵抗値ｒ２を、ｒｚ（（ｒ。

となるように設定すれば、制御電圧Ｖｃは、はぼＩｃｍ
ｒ、となり、制御電流Ｉｃに比例した電圧となる。この
制御電圧Ｖｃが各共振層定電流コンバータの電圧−周波
数変換回路４に供給され、それぞれの共振層定電流コン
バータが制御回路Ｃ０ＮＴによって共通に制御されて、
負荷に定電流を供給する。電流−電圧変換回路１２は抵
抗Ｒのみで構成され、制御回路Ｃ０ＮＴの電源ｅは、比
較増幅器Ａの電源−路用の発振器（ロイヤー発振器、ま
たはジエンセン発振器等）に巻線を追加し、整流平滑回
路を追加することによって構成することが可能である。

従って、第１の実施例より経済的であり、同様な作用お
よび効果を得ることができる。

第６図は、本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
り、この場合は、複数個の電流検出器６８〜６腸を直列
に接続し、それぞれの出力を複数個の制御回路ＣＱＮＴ
Ｉ〜Ｃ０ＮＴ　ｍにそれぞれ入力させ、該複数個の制御
回路Ｃ０ＮＴの出力を並列に接続して、制御電流Ｉｃｌ
〜Ｉｃｅが加算された制御電流Ｉｃを電流−電圧変換回
路１２に流入させるようにしている０個々の制御回路Ｃ
０ＮＴの構成は、第５図で示した第２の実施例と同じで
あり、電流−電圧変換回路１２は抵抗Ｈによって構成さ
れる。電流−電圧変換回路１２は合成された制御電流Ｉ
ｃを電圧に変換して制御電圧Ｖｃを出力して各共振層定
電流コンバータＣ０ＮＶの時比率δを制御する。従って
、 ■ｃキＩｃ・「２ ＝　（Ｉｃ　１　＋Ｉｃ　２＋…・−＋Ｉｃｔａ）　ｅ
　ｒｚとなる。１つの制御回路が故障した場合は、残り
の制御回路によって制御電流が供給され、出力電流を所
定値に保つことが可能である。すなわち、冗長設計によ
って制御系の故障率を数ＦＩＴ以下の極めて小さい値と
することが可能である。その他の作用効果については、
前述した第１および第２の実施例と同様である。なお、
前記第１および第２の実施例の制御回路は、いずれも制
御電流を出力するものであるから、複数個の制御回路を
設けて、その出力を並列接続すれば、容易に第６図と同
様な構成とすることが可能である（複数の制御電圧を合
成することは容易ではない）。

発明の効果 以上のように、本発明においては、複数個の共振層定電
流コンバータを直列に接続して負荷に電流を供給し、装
置全体の出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出
器の出力電圧を基準電圧と比較増幅して制御電流出力す
る制御回路と、該制御回路の出力する制御電流を制御電
圧に変換出力して前記複数の共振層定電流コンバータの
電圧−周波数変換回路に供給する電流−電圧変換回路と
を備えて、装置全体の出力電流が一定値になるように、
前記複数の共振層定電流コンバータの時比率を共通制御
するように構成したから、負荷の増。

大に伴なって出力電流が低下する現象を防止し、高精度
の定電流を供給できる。しかも従来のように各共振形定
電流コンバータの出力に負荷分担用の抵抗を接続せずに
、共振形定電流コンバータの固有の出力インピーダンス
特性を利用して負荷分担を均等にするように構成したか
ら、従来、負荷分担用の抵抗で生じていた損失分を削減
し、消費電力が低減され、高能率で発熱対策の不要な小
形化された定電流装置を提供できるという効果がある。

また１本発明は、複数の共振形定電流コンバータの時比
率を共通制御する構成であるから、個々の共′概形定電
流コンバータは制御のための電流検出器と制御回路を内
蔵する必要がなく、全体として部品点数を低減すること
が可能で、経済的である。なお１本装置は、出力電流の
調整が簡単であり、従来のように複数の共振形定電流コ
ンバータの負荷分担を均等にさせながら個々の共振形定
電流コンバータで調整するという煩雑な作業は必要でな
く、単時間で調整することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の定電流装置の一例を示すブロック図、第
２図は上記従来例の各共振形定電流コンバータの無制御
状態における出力特性を示す図、第３図は上記従来例の
制御状態における装置全体の出力特性を示す図、第４図
〜第６図はそれぞれ本発明の第１〜第３の実施＋ｌ＋を
示すブロック図である。 図において、ｌ：インバータ回路、２：共振回路、３：
整流−平滑回路、４：電圧−周波数変換回路、５：制御
回路、６．６里〜６■：電流検出器、７：負荷分担用の
抵抗、９：負荷、ｌＯ：′心流−電圧変換回路、１２：
電流−電圧変換回路、Ｃ０ＮＶＩ　〜Ｃ０ＮＶ　ｎ　、
　Ｃ０ＮＶ１　′〜Ｃ０ＮＶｎ　’　：共振形定電流コ
ンバータ、（：ＯＮＴ　、　Ｃ０ＮＴｌ　〜Ｃ０ＮＴ＋
ｓ　：制御回路、Ｅ、ｅ：電源、Ｄ：ダイオード。 出願人　日本電気株式会社 代理人　弁理士　住田俊宗 牙１図 じうア　２　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流入力を交流に変換出力するイン八−タ回路　：と、
   該インバータ回路の出力に接続された共振回路と、該共
   振回路を通して入力される前記インバータ回路の出力を
   整流し平滑化して出力する整流・平滑回路と、後記電流
   −電圧変換回路から供給される制御電圧信号を対応する
   周波数に変換出力して前記イン八−タ回路の動作周波数
   を制御する電圧−周波数変換回路とを備えた共振形定電
   流コンバータを複数個直列に接続し、該複数個の共振形
   定電流コンバータと負荷との間に直列に挿入された電流
   検出器と、該電流検出器の出力を基準電圧と比較増幅し
   て制御電流を出力する制御回路と、該制御回路の出力す
   る制御電流を制御電圧に変換出力して前記複数個の共振
   形定電流コンバータの各電圧−周波数変換回路に供給す
   る電流−電圧変換回路とを備えて、前記複数個の共振形
   定電流コンバータは前記電流検出器の検出値が一定にな
   るように前記制御回路および電流−電圧変換回路によっ
   て共通制御されることを特徴とする定電流装置。