JPS60144023A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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- JPS60144023A JPS60144023A JP58250982A JP25098283A JPS60144023A JP S60144023 A JPS60144023 A JP S60144023A JP 58250982 A JP58250982 A JP 58250982A JP 25098283 A JP25098283 A JP 25098283A JP S60144023 A JPS60144023 A JP S60144023A
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- Japan
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- oscillation
- voltage
- transistor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、発振周波数範囲を広くとれる発振回路に関し
、特に、Ｖｌ（Ｆ信号のみならずＣＡＴＶ信号をも受信
ｉｊＪ能な広帯域のテレビジョンチューリーの局ｒＸｌ
（発振回路に用いて好適な、発振回路に関する。
、特に、Ｖｌ（Ｆ信号のみならずＣＡＴＶ信号をも受信
ｉｊＪ能な広帯域のテレビジョンチューリーの局ｒＸｌ
（発振回路に用いて好適な、発振回路に関する。
一般に、発振周波数範囲が広い発振回路に寂いては、発
振レベルが周波数に応じて変動することが知られており
、このため、チ忰−す等の局部発振器に用いる場合に、
トラッキングがと９にくいという欠点があった。
振レベルが周波数に応じて変動することが知られており
、このため、チ忰−す等の局部発振器に用いる場合に、
トラッキングがと９にくいという欠点があった。
特に、１個のチューナ回路構成によって、ＶＨＦ放送信
号のみならずＣＡ’ＴＶ放送信号をも受信可能とする場
合には、受信周波数帯域が数十ＭＨ２η１ら数百ＭＨｚ
までと極めて広範囲にわたるため、この範囲内の中低域
での発振出力レベルを標準とすると、高域側でのレベル
低下が著るしくなる。
号のみならずＣＡ’ＴＶ放送信号をも受信可能とする場
合には、受信周波数帯域が数十ＭＨ２η１ら数百ＭＨｚ
までと極めて広範囲にわたるため、この範囲内の中低域
での発振出力レベルを標準とすると、高域側でのレベル
低下が著るしくなる。
そこで、複数個の発振回路を発振周波数帯域に応じて切
シ換えて使用することが考えられるが、ＩＣ化（集積回
路化）する場合にビン数が増加することになｐ、ＩＣ規
模が大きくなり、また共振回路も各発振回路にそれぞれ
対応して必要となるため、部品点数が増加する。
シ換えて使用することが考えられるが、ＩＣ化（集積回
路化）する場合にビン数が増加することになｐ、ＩＣ規
模が大きくなり、また共振回路も各発振回路にそれぞれ
対応して必要となるため、部品点数が増加する。
本発明は、上述の実情に鑑み、発振周波数に応じて発振
回路の電流源の電流量を切り換えることに、よって、発
振周波数範囲が広い場合に発振レベルが周波数によシ大
きく変動することを解決するとともに、簡単で１Ｃ化（
集積回路化）に適した回路（’ｉ１７成にて、広い周波
数範囲での発振動作を安定に行ないイｕるようにした発
振回路の提供を目的とする。
回路の電流源の電流量を切り換えることに、よって、発
振周波数範囲が広い場合に発振レベルが周波数によシ大
きく変動することを解決するとともに、簡単で１Ｃ化（
集積回路化）に適した回路（’ｉ１７成にて、広い周波
数範囲での発振動作を安定に行ないイｕるようにした発
振回路の提供を目的とする。
ずｌわち、本発明に係る発揚回路の特徴は、発振回路の
電流源の電流及び発振周波数によシその発振レベルが変
化するような発振回路において、上記電流源の電流量を
上記発振周波数に応じて例えば切り換え等により制御す
ることで発振レベルを略一定に保つことである。したが
って、電流が固定されている場合に比べて最高発振周波
数を高くとれ、発掘レベルが周波数によシ大きく変動す
ることを解決でき、しかも、複数の発振回路を切９換え
る場合に比べて、回路構成が簡単で、ＩＣ化する際の外
部接続１ν１１．１子数が少なくて済むという利点があ
る。
電流源の電流及び発振周波数によシその発振レベルが変
化するような発振回路において、上記電流源の電流量を
上記発振周波数に応じて例えば切り換え等により制御す
ることで発振レベルを略一定に保つことである。したが
って、電流が固定されている場合に比べて最高発振周波
数を高くとれ、発掘レベルが周波数によシ大きく変動す
ることを解決でき、しかも、複数の発振回路を切９換え
る場合に比べて、回路構成が簡単で、ＩＣ化する際の外
部接続１ν１１．１子数が少なくて済むという利点があ
る。
先ず、本発明の詳細な説明に先立ち、本発明に係る発振
回路を局部発振回路として用いて成るｌＣ化（集積回路
化）さＪしたノーレビジ」ン／−＝−−すの−例につい
て、第１図を参１’！（ｊＬながら説明する。
回路を局部発振回路として用いて成るｌＣ化（集積回路
化）さＪしたノーレビジ」ン／−＝−−すの−例につい
て、第１図を参１’！（ｊＬながら説明する。
この第１図において、チューナ用ＩＣＣ集積回路）１０
の入力端子１には、一般のＶ１−ＩＦ信号やいわゆるＣ
ＡＴＶ信号ｑ・の数十Ｍ１１ｚ〜数白ＭＨ２０ＲＦ信号
が供給されている。この入力ＲＦ信号は、チューナ用Ｉ
Ｃｌ０内のバッファアンプ２を介して混合器（いわゆる
ミキサ）３に送られ、後述する本発明の発振回路より成
る局部発掘回路４からの発振出力と混合されて中間周波
数信号（いわゆるＩＦＦ信号に変換される。この混合器
３からのＩＦ（Ｗ号は、ＩＦアンプ５及びＩＦ出力回路
６を介して、出力端子７より取り出される。ここて、Ｕ
ＨＦ受信時には、ＵＩ（Ｆチューナ部等からのＵＨＦ信
号を中間周波数信号に変換したいわゆるＵＩＦ信号が入
力端子８に供給さね、このＵＩＦ信号がＵＩＦアンプ９
を介し混合器３内の例えば負荷抵抗に送らねることによ
り、混合器３か゛らＵＩＦ信号が出力され、これがＩＦ
アンプ５及びＩＦ出力回路６を介して出力端子７よ’）
ＩＶｉ、’）出される。
の入力端子１には、一般のＶ１−ＩＦ信号やいわゆるＣ
ＡＴＶ信号ｑ・の数十Ｍ１１ｚ〜数白ＭＨ２０ＲＦ信号
が供給されている。この入力ＲＦ信号は、チューナ用Ｉ
Ｃｌ０内のバッファアンプ２を介して混合器（いわゆる
ミキサ）３に送られ、後述する本発明の発振回路より成
る局部発掘回路４からの発振出力と混合されて中間周波
数信号（いわゆるＩＦＦ信号に変換される。この混合器
３からのＩＦ（Ｗ号は、ＩＦアンプ５及びＩＦ出力回路
６を介して、出力端子７より取り出される。ここて、Ｕ
ＨＦ受信時には、ＵＩ（Ｆチューナ部等からのＵＨＦ信
号を中間周波数信号に変換したいわゆるＵＩＦ信号が入
力端子８に供給さね、このＵＩＦ信号がＵＩＦアンプ９
を介し混合器３内の例えば負荷抵抗に送らねることによ
り、混合器３か゛らＵＩＦ信号が出力され、これがＩＦ
アンプ５及びＩＦ出力回路６を介して出力端子７よ’）
ＩＶｉ、’）出される。
次に、チューナ用ＩＣｌ０内の局部発振回路４には、■
ＣＩＡ都接９つ“じ※１１１１子１１，１２，１３を介
して、コイルやコンデンサ等を有する共振回路（いわゆ
るタンク回路）１４が接につ°ｃされている。局部発掘
回路４の発振出力の一部は、いわゆるＰＬＬ回路をＩ’
ｆ’７成するためのピックアップ出力として、バッファ
アンプ１５を介して端子１６よシ取シ出される。このピ
ンクアンプ出力は、プリスケーラ１１を介し、プログラ
マブルデバイダ１８に送うれる。プリスケーラ１７は、
上記ピックアップ出力をプログラマブルデバイダ１８が
分周ｉＩ丁能な周波数にまでｉ’ｔ’＋１もって分周す
るものでｆりり、分周比は固定さムているのに対し、プ
ログラマブルデバイダ１８は選局信号に応じて分周比が
変化する。
ＣＩＡ都接９つ“じ※１１１１子１１，１２，１３を介
して、コイルやコンデンサ等を有する共振回路（いわゆ
るタンク回路）１４が接につ°ｃされている。局部発掘
回路４の発振出力の一部は、いわゆるＰＬＬ回路をＩ’
ｆ’７成するためのピックアップ出力として、バッファ
アンプ１５を介して端子１６よシ取シ出される。このピ
ンクアンプ出力は、プリスケーラ１１を介し、プログラ
マブルデバイダ１８に送うれる。プリスケーラ１７は、
上記ピックアップ出力をプログラマブルデバイダ１８が
分周ｉＩ丁能な周波数にまでｉ’ｔ’＋１もって分周す
るものでｆりり、分周比は固定さムているのに対し、プ
ログラマブルデバイダ１８は選局信号に応じて分周比が
変化する。
このプログラマブルデバイダ１８からの出力は、位相比
較器１９に送られて一定周波数の基準信号と位相比較器
れる。位相比較された出力は、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）２０を介して選局制御用電圧発生回路２１に送られ
、その出力電圧が共振回路１４の可変容置素子、例えば
バリギャップダイオードに送られることにより、局部発
掘周波数の制御が行われる。
較器１９に送られて一定周波数の基準信号と位相比較器
れる。位相比較された出力は、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）２０を介して選局制御用電圧発生回路２１に送られ
、その出力電圧が共振回路１４の可変容置素子、例えば
バリギャップダイオードに送られることにより、局部発
掘周波数の制御が行われる。
なお、混合器３よシＩＣ外部に導出される端子２２．２
３には、必要に応じてＩＣ共振回路２４を接続し、混合
器３よシ上記ＩＦ（ｉ号周波数成分のみを出力させるよ
うなバンドパスｍの；’Ｆ２４１＜ＩＶｉ性を持たせて
もよい。
３には、必要に応じてＩＣ共振回路２４を接続し、混合
器３よシ上記ＩＦ（ｉ号周波数成分のみを出力させるよ
うなバンドパスｍの；’Ｆ２４１＜ＩＶｉ性を持たせて
もよい。
このような構成の、いわゆる周波数シンセザイザ方式の
テレビジョンＶＨＦチューナで６って、通常のＶＨｌｉ
’放送信号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信１１」
能なチューナの場合にｔよ、受（、−ｉ周波数が数十Ｍ
Ｈｚ〜数百ＭＨｚ（例えばアメリカ合衆国では５４ＭＨ
ｚ〜４７０ＭＨｚ）と極めて広い範囲にわたるため、一
般に、局部発振回路の発振出力レベルが周波数に応じて
変動し、トラッキングがとりにくいという欠点がある。
テレビジョンＶＨＦチューナで６って、通常のＶＨｌｉ
’放送信号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信１１」
能なチューナの場合にｔよ、受（、−ｉ周波数が数十Ｍ
Ｈｚ〜数百ＭＨｚ（例えばアメリカ合衆国では５４ＭＨ
ｚ〜４７０ＭＨｚ）と極めて広い範囲にわたるため、一
般に、局部発振回路の発振出力レベルが周波数に応じて
変動し、トラッキングがとりにくいという欠点がある。
そこで、本発明に係る発振回路は、発振動作用の電流源
の電流を発振周波数に応じて制御するととにより発振出
力レベルを略一定に保つようにしている。
の電流を発振周波数に応じて制御するととにより発振出
力レベルを略一定に保つようにしている。
＼
すなわち、第２図は本発明の一実施例として、上記第１
図の局部発振回路４に用いて好適な発振回路を示してい
る。
図の局部発振回路４に用いて好適な発振回路を示してい
る。
この第２図に示す本発明の実施例において、発振回路主
要部３０は、各エミッタが共通接続された一対のＮＰＮ
型トランジスタ３１，３２のＭＩＤアンプを用いた、い
わゆる差動型発振回路を構成している。これらの一対の
トランジスタ３１，３２０各ベースには分圧抵抗３３，
３４、トランジスタ３５及び定電流源となる抵抗３６よ
構成るベースバイアス電圧源回路からの直流電圧が、そ
れぞれ抵抗３７．３８を介し供給されている。トランジ
スタ３１．３２の共通接続されたエミッタには、定電流
源となるトランジスタ３９及び抵抗ノ直列回路が接続さ
れ、トランジスタ３１のベース、コレクタ、及びトラン
ジスタ３２のベースは、それぞれ端子１１，１２，１３
を介して共振回路（いわゆるタンク回路）１４に接続さ
れズいる。ここで、共振回路１４以外の発振器主要部は
、例えばチューナ用ＩＣ（集積回路）内部に構成されて
おシ、上記各端子１１，１２．１３は、ＩＣの外部接続
ビンに対応している。。
要部３０は、各エミッタが共通接続された一対のＮＰＮ
型トランジスタ３１，３２のＭＩＤアンプを用いた、い
わゆる差動型発振回路を構成している。これらの一対の
トランジスタ３１，３２０各ベースには分圧抵抗３３，
３４、トランジスタ３５及び定電流源となる抵抗３６よ
構成るベースバイアス電圧源回路からの直流電圧が、そ
れぞれ抵抗３７．３８を介し供給されている。トランジ
スタ３１．３２の共通接続されたエミッタには、定電流
源となるトランジスタ３９及び抵抗ノ直列回路が接続さ
れ、トランジスタ３１のベース、コレクタ、及びトラン
ジスタ３２のベースは、それぞれ端子１１，１２，１３
を介して共振回路（いわゆるタンク回路）１４に接続さ
れズいる。ここで、共振回路１４以外の発振器主要部は
、例えばチューナ用ＩＣ（集積回路）内部に構成されて
おシ、上記各端子１１，１２．１３は、ＩＣの外部接続
ビンに対応している。。
共振回路１４は、トランジスタ６１のコレクタに端子１
２を介して接続されたコンデンサ４５とコイル４６とよ
構成る並列共振回路を主要部とするものであシ、端子１
２．１３間をコンデンサ４７を介して接続し、上記トラ
ンジスタ差動対の一方のトランジスタ６１のコレクタ出
力のうちの上記並列共振回路によって略決定される共振
周波数成分を他方のトランジスタ６２のベースに正帰環
することにより発振動作を行なわせている。−！、た、
トランジスタ６１０ベースより導出された端子１１には
、コンデンサ４８が接続されている４１さらに、前述し
た第１図のテレビジョンチー−すの局部発振回路４とし
て使用されることより、選局周波数に応じて発振周波数
が変化することが必要であシ、このため、上記並列共振
回路のコンデンサ４５に対して並列にコンデンサ４９と
バリキャンプダイオード５０との直列回路を接続し、こ
のバリキャップダイオード５０に選局同調用の制御電圧
を端子５１及び抵抗５２を介して印加している。
２を介して接続されたコンデンサ４５とコイル４６とよ
構成る並列共振回路を主要部とするものであシ、端子１
２．１３間をコンデンサ４７を介して接続し、上記トラ
ンジスタ差動対の一方のトランジスタ６１のコレクタ出
力のうちの上記並列共振回路によって略決定される共振
周波数成分を他方のトランジスタ６２のベースに正帰環
することにより発振動作を行なわせている。−！、た、
トランジスタ６１０ベースより導出された端子１１には
、コンデンサ４８が接続されている４１さらに、前述し
た第１図のテレビジョンチー−すの局部発振回路４とし
て使用されることより、選局周波数に応じて発振周波数
が変化することが必要であシ、このため、上記並列共振
回路のコンデンサ４５に対して並列にコンデンサ４９と
バリキャンプダイオード５０との直列回路を接続し、こ
のバリキャップダイオード５０に選局同調用の制御電圧
を端子５１及び抵抗５２を介して印加している。
−次に、このような発振回路からの主要な発揚出力は、
バッファとなるエミッタ共通接続された一対のトランジ
スタ５５．５６を介し取シ出している。すなわち、発振
動作用の差動アンプとなるトランジスタ３１．３２の各
ベースには、上記エミッタ共通トランジスタ対を構成す
るトランジスタ５５．５６の各ベースがそれぞれ接続さ
れて２シ、これらのトランジスタ５５．５６の共通接続
されたエミッタには、定電流源となるトランジスタ５７
及び抵抗の直列回路が接続されている。これらのトラン
ジスタ５５．５６の各コレクタからの出力電流は、バッ
ファアンプ５８を介して前述したテレビジョンチューナ
の混合器３に送られる。なお、ＰＬＬ系へのピンクアッ
プ出力については、図示を省略しているが、例えば、バ
ッファアンプ５Ｂの一部より、あるいは、トランジスタ
３２の−１７Ａ／ｊ＋、デ鳥比り覗フ櫂←也棲ｐ珈ＩＬ
＾４六ｈドシシ、取シ出すようにすればよい。
バッファとなるエミッタ共通接続された一対のトランジ
スタ５５．５６を介し取シ出している。すなわち、発振
動作用の差動アンプとなるトランジスタ３１．３２の各
ベースには、上記エミッタ共通トランジスタ対を構成す
るトランジスタ５５．５６の各ベースがそれぞれ接続さ
れて２シ、これらのトランジスタ５５．５６の共通接続
されたエミッタには、定電流源となるトランジスタ５７
及び抵抗の直列回路が接続されている。これらのトラン
ジスタ５５．５６の各コレクタからの出力電流は、バッ
ファアンプ５８を介して前述したテレビジョンチューナ
の混合器３に送られる。なお、ＰＬＬ系へのピンクアッ
プ出力については、図示を省略しているが、例えば、バ
ッファアンプ５Ｂの一部より、あるいは、トランジスタ
３２の−１７Ａ／ｊ＋、デ鳥比り覗フ櫂←也棲ｐ珈ＩＬ
＾４六ｈドシシ、取シ出すようにすればよい。
次に、本発明の要旨として、発振回路の動作電流源とな
るトランジスタ３９の電流量を発振周波数に応じて制御
する構成を説明する。これは基本的には、上記電流源と
なるトランジスタ３９０ベースバイアス回路６０からの
バイアス′市圧全例えば切シ換え制御することによって
行なえる。すなわち、第２図において、各差動アンプの
定電流源口 となるトランジスタ３９及び９今の各ベースには、ベー
スバイアス回路６０からのバイアス電圧が供給されてい
る。このベースバイアス回路６０は、上記電流源となる
各ＮＰＮ型トランジスタ３９゜５７の各ベースにＮＰＮ
型トランジスタ６１０ベースを接続し、このトランジス
タ６１のコレクタにＮＰＮ型トランジスタ６２のベース
を接続し、このトランジスタ６２のエミッタをトランジ
スタ６１０ベースに接続して成る構成を主要部としてい
る。なお、トランジスタ６２のエミッタは抵抗６３を介
し、トランジスタ６１のエミッタは抵抗ＧＡふ介ｌ矛台
２台埴有り貞台イｌｚ＞ス−モ１．ブ−＋Ｂ電ｉとトラ
ンジスタ６１のコレクタとの間に、複数個のダイオード
６５ａ、６５ｂ、・・・、６５゜の直列回路と抵抗６６
とを直列に挿入接続し、ダイオード６５ａ、６５ｂ、”
”ｙ６５ｎの直列回路に対して並列に１．ＰＮＰ型トラ
ンジスタ６γのエミッターコレクタを接続して、このト
ランジスタ６７のベースに接続された分圧抵抗６８，６
９の接地器を切換スイッチ７０の共通端子γＯｃに接続
している。この切換スイッチ７０の一方の切換被選択端
子７０ａはオープン状態になっており、他方の端子７０
ｂは接地されている。
るトランジスタ３９の電流量を発振周波数に応じて制御
する構成を説明する。これは基本的には、上記電流源と
なるトランジスタ３９０ベースバイアス回路６０からの
バイアス′市圧全例えば切シ換え制御することによって
行なえる。すなわち、第２図において、各差動アンプの
定電流源口 となるトランジスタ３９及び９今の各ベースには、ベー
スバイアス回路６０からのバイアス電圧が供給されてい
る。このベースバイアス回路６０は、上記電流源となる
各ＮＰＮ型トランジスタ３９゜５７の各ベースにＮＰＮ
型トランジスタ６１０ベースを接続し、このトランジス
タ６１のコレクタにＮＰＮ型トランジスタ６２のベース
を接続し、このトランジスタ６２のエミッタをトランジ
スタ６１０ベースに接続して成る構成を主要部としてい
る。なお、トランジスタ６２のエミッタは抵抗６３を介
し、トランジスタ６１のエミッタは抵抗ＧＡふ介ｌ矛台
２台埴有り貞台イｌｚ＞ス−モ１．ブ−＋Ｂ電ｉとトラ
ンジスタ６１のコレクタとの間に、複数個のダイオード
６５ａ、６５ｂ、・・・、６５゜の直列回路と抵抗６６
とを直列に挿入接続し、ダイオード６５ａ、６５ｂ、”
”ｙ６５ｎの直列回路に対して並列に１．ＰＮＰ型トラ
ンジスタ６γのエミッターコレクタを接続して、このト
ランジスタ６７のベースに接続された分圧抵抗６８，６
９の接地器を切換スイッチ７０の共通端子γＯｃに接続
している。この切換スイッチ７０の一方の切換被選択端
子７０ａはオープン状態になっており、他方の端子７０
ｂは接地されている。
このようｆｌ、４’：１’Ｊ成にυいて、トランジスタ
６１のコレクタとトランジスタ６２０ベースとの接続点
へに表われる電圧ＶＡ、及びベースバイアス回路６０の
出力端子となる各定電流源トランジスタ３９．５１０各
ベースとの接続点ＢＫ表われるベースバイアス電圧ＶＢ
について、切換スイッチ７０の切換動作とともに説明す
る。先ず、切換スイッチ７０を端子？Ｏａ側に切換接続
したときには、ＰＮＰ型トランジスタ６７はオフ状態に
なり、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６２
０ベースとの接続点への電圧ＶＡ１は、→−■３電諒′
屯圧より、ダイオード６５ａ、６５ｂ、・・・、６５ｎ
の直列回路の電圧降下分及び抵抗６６０′屯圧降下分を
差し引いたものとなり、これに応じてベースバイアス出
力回路６０の出力′電圧ｖ月が決定さハる。次に、切換
スイッチ１０を端子１０ｂ側に切換接続したときには、
１）ＮＬ）型トランジスタ６Ｔは略オン状態（飽和状態
）となって、ダイオード６５ａ、６５ｂｙ”・ｐ６５ｎ
の直列回路の両端子閾電圧はトランジスタ６７のエミッ
ターコレクタ間電圧ＶＣＥに等しくなり、これは１．記
ダイオード直列回路の電圧降下分よシも小さいから、こ
のときの接続点への電圧ＶＡ２は上記電圧ｖＡ１よりも
高くな９、これに応じてベースバイアス電圧ｖ１１２も
上記電圧ｖＢ２も上記電圧ＶＢ、よりも高く表われる。
６１のコレクタとトランジスタ６２０ベースとの接続点
へに表われる電圧ＶＡ、及びベースバイアス回路６０の
出力端子となる各定電流源トランジスタ３９．５１０各
ベースとの接続点ＢＫ表われるベースバイアス電圧ＶＢ
について、切換スイッチ７０の切換動作とともに説明す
る。先ず、切換スイッチ７０を端子？Ｏａ側に切換接続
したときには、ＰＮＰ型トランジスタ６７はオフ状態に
なり、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６２
０ベースとの接続点への電圧ＶＡ１は、→−■３電諒′
屯圧より、ダイオード６５ａ、６５ｂ、・・・、６５ｎ
の直列回路の電圧降下分及び抵抗６６０′屯圧降下分を
差し引いたものとなり、これに応じてベースバイアス出
力回路６０の出力′電圧ｖ月が決定さハる。次に、切換
スイッチ１０を端子１０ｂ側に切換接続したときには、
１）ＮＬ）型トランジスタ６Ｔは略オン状態（飽和状態
）となって、ダイオード６５ａ、６５ｂｙ”・ｐ６５ｎ
の直列回路の両端子閾電圧はトランジスタ６７のエミッ
ターコレクタ間電圧ＶＣＥに等しくなり、これは１．記
ダイオード直列回路の電圧降下分よシも小さいから、こ
のときの接続点への電圧ＶＡ２は上記電圧ｖＡ１よりも
高くな９、これに応じてベースバイアス電圧ｖ１１２も
上記電圧ｖＢ２も上記電圧ＶＢ、よりも高く表われる。
したがって、各トランジスタ３９，５７より成る各定電
流源の電流量は、切換スイン１１０を端子７０ａに切換
接続したとき少なく、端子７０ｂに切換接続したとき多
くなる。したがって、例えはチューナに心・ける受イｄ
周波数が高＜）Ｌ”ＪＷｌｊ発振周波数が尚くなるとき
に、切換スイッチγａｔ一端子７０ｂに切換接続するこ
とによって、発振回路上装部３０の動作電流源の電流量
が増大し、発振レベル低下を防止するため、広い周一波
数帯域の全域にわたって略一定の発振レベルを得ること
が可能となる。具体的には、上述したＶｌ−ｆ１”（６
号及びＣＡＴＶ信号を受信可能な第１図のテレビジョン
チューナの局部発振回路４に」二記第２図の実施例の発
振回路を用いる場合に、周波数が数十ＭＩ（ｚ〜約２０
０ＭＨｚのＶＨＦ信号を受信する際には切換スイ：、／
Ｐ２Ｏを端子７０ａｌ１ｌｌＩＫ４ＪＪＪ’ｉ！３Ｊｇ
ＭＪｔ、、約２００ＭＨｚ〜数百ＭＨｚのＣＡＴＶ信号
を受信する際には切換スイッチ１０を端子７０ｂｉｌｌ
！ｌに切換接続すｔ”ｔばよく、このようなスイッチ切
シ換えは、例えばチャンネル選択操作等に連動させて行
なわせるようにすればよい。
流源の電流量は、切換スイン１１０を端子７０ａに切換
接続したとき少なく、端子７０ｂに切換接続したとき多
くなる。したがって、例えはチューナに心・ける受イｄ
周波数が高＜）Ｌ”ＪＷｌｊ発振周波数が尚くなるとき
に、切換スイッチγａｔ一端子７０ｂに切換接続するこ
とによって、発振回路上装部３０の動作電流源の電流量
が増大し、発振レベル低下を防止するため、広い周一波
数帯域の全域にわたって略一定の発振レベルを得ること
が可能となる。具体的には、上述したＶｌ−ｆ１”（６
号及びＣＡＴＶ信号を受信可能な第１図のテレビジョン
チューナの局部発振回路４に」二記第２図の実施例の発
振回路を用いる場合に、周波数が数十ＭＩ（ｚ〜約２０
０ＭＨｚのＶＨＦ信号を受信する際には切換スイ：、／
Ｐ２Ｏを端子７０ａｌ１ｌｌＩＫ４ＪＪＪ’ｉ！３Ｊｇ
ＭＪｔ、、約２００ＭＨｚ〜数百ＭＨｚのＣＡＴＶ信号
を受信する際には切換スイッチ１０を端子７０ｂｉｌｌ
！ｌに切換接続すｔ”ｔばよく、このようなスイッチ切
シ換えは、例えばチャンネル選択操作等に連動させて行
なわせるようにすればよい。
なお、切換スイッチ７０の端子７０ｂには、トランジス
タ６７を略飽和状態とするための電圧源を接続１．て本
よく、寸斧端−”ｉ’７ｎ、Ｉ汁牛Ｒ雷座剤に４＆％ａ
してもよい。さらに、Ｕ月障スイッチ７０を半導体素子
構成を用いたいわゆる″１１Ｌ子ＩＪＪ換スイッチにて
構成しても良いことは勿論でめる。
タ６７を略飽和状態とするための電圧源を接続１．て本
よく、寸斧端−”ｉ’７ｎ、Ｉ汁牛Ｒ雷座剤に４＆％ａ
してもよい。さらに、Ｕ月障スイッチ７０を半導体素子
構成を用いたいわゆる″１１Ｌ子ＩＪＪ換スイッチにて
構成しても良いことは勿論でめる。
以上のような構成の本発明の実施例によれば、発振回路
主要部３０のアンプ全差動トランジスタ対及び定電流源
を用いて構成することによシ、この定’に流源の′市原
を制御できるようになり、発（１（Ｑ周波数が変化した
ときのレベル変動を抑えることが可能となる。これは、
従来において発揚回路４０デイスクリートで構成する場
合に発振動作用トランジスタが１個であったのに対し、
ＩＣ化することにより差動アンプ構成を容易に用いるこ
とができるようになったからである。また、複斂の発振
回路及び共振回路を切ｐ換えるものに比べて、共振回路
構成が簡単で外部接続ビン数が少なくて済み、ＩＣ化に
好適な回路構成となっている。
主要部３０のアンプ全差動トランジスタ対及び定電流源
を用いて構成することによシ、この定’に流源の′市原
を制御できるようになり、発（１（Ｑ周波数が変化した
ときのレベル変動を抑えることが可能となる。これは、
従来において発揚回路４０デイスクリートで構成する場
合に発振動作用トランジスタが１個であったのに対し、
ＩＣ化することにより差動アンプ構成を容易に用いるこ
とができるようになったからである。また、複斂の発振
回路及び共振回路を切ｐ換えるものに比べて、共振回路
構成が簡単で外部接続ビン数が少なくて済み、ＩＣ化に
好適な回路構成となっている。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるもの−では
なく、例えば発揚回路主要部の差動アンプの動作電流源
の電流制御は釉々の構成が考えられ、ベースバイアス電
圧を３段階以上に切シ換え制御したυ、アナログ的にバ
イアス電圧を連続１」」変するようにしてもよい。また
、テレビジョンチューナの局部発振回路以外にも、発振
周波数範囲が比較的広い発振回路に本発明を適用できる
ことは勿論でるる。
なく、例えば発揚回路主要部の差動アンプの動作電流源
の電流制御は釉々の構成が考えられ、ベースバイアス電
圧を３段階以上に切シ換え制御したυ、アナログ的にバ
イアス電圧を連続１」」変するようにしてもよい。また
、テレビジョンチューナの局部発振回路以外にも、発振
周波数範囲が比較的広い発振回路に本発明を適用できる
ことは勿論でるる。
本発明ＶＣ係る発揚回路に１ノ′シば、広い周波数範囲
で発振周波数が変化するときの発振レベルの変動を抑え
ることができる。また、ＩＣ化を考慮する場合に、複数
系統の発振回路を切り換えるものに比べて、部品点数が
少なくて済み、外部端子ビン数も少なく、ＩＣ化に適し
ている。
で発振周波数が変化するときの発振レベルの変動を抑え
ることができる。また、ＩＣ化を考慮する場合に、複数
系統の発振回路を切り換えるものに比べて、部品点数が
少なくて済み、外部端子ビン数も少なく、ＩＣ化に適し
ている。
第１図は本発明に係る広帯域発掘回路が適用されるテレ
ビジョンチューナ回路の一例を示すブロック回路図、第
２図は本発明の一実施を示す回路図である。 １４・・・共振回路 ３０・・・発振回路主要部 ３１．３２・・・ＮＰＮ型トランジスタ３９．５７・・
・定電流源となるトランジスタ６０・・・ベースバイア
ス回路 ７０・・・切換スイッチ 特許出願人ソニー株式会社 代理人弁理士小池見 回１）村榮−
ビジョンチューナ回路の一例を示すブロック回路図、第
２図は本発明の一実施を示す回路図である。 １４・・・共振回路 ３０・・・発振回路主要部 ３１．３２・・・ＮＰＮ型トランジスタ３９．５７・・
・定電流源となるトランジスタ６０・・・ベースバイア
ス回路 ７０・・・切換スイッチ 特許出願人ソニー株式会社 代理人弁理士小池見 回１）村榮−
Claims (1)
- 発振出力レベルが発振周波数に依存し７１λつ発振回路
の動作電流源の電流に依存する可変周波数の発振回路に
おいて、発振周波数に応じて上記電流源の電流を制御す
ることによシ上記発振レベルを略一定に保つことを特徴
とする発Ｊ辰回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250982A JPS60144023A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250982A JPS60144023A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60144023A true JPS60144023A (ja) | 1985-07-30 |
Family
ID=17215912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58250982A Pending JPS60144023A (ja) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60144023A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6349832U (ja) * | 1986-09-17 | 1988-04-04 | ||
| CN102487285A (zh) * | 2010-12-02 | 2012-06-06 | 拉碧斯半导体株式会社 | 无线通信装置 |
| JP2015119504A (ja) * | 2015-02-19 | 2015-06-25 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 無線通信装置 |
-
1983
- 1983-12-30 JP JP58250982A patent/JPS60144023A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6349832U (ja) * | 1986-09-17 | 1988-04-04 | ||
| CN102487285A (zh) * | 2010-12-02 | 2012-06-06 | 拉碧斯半导体株式会社 | 无线通信装置 |
| JP2012120023A (ja) * | 2010-12-02 | 2012-06-21 | Lapis Semiconductor Co Ltd | 無線通信装置 |
| CN102487285B (zh) * | 2010-12-02 | 2016-04-13 | 拉碧斯半导体株式会社 | 无线通信装置 |
| JP2015119504A (ja) * | 2015-02-19 | 2015-06-25 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 無線通信装置 |
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