JPS60113162A - ノイズ特性測定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はノイズ特性測定方法に関し、特に増幅器等の被
測定回路のノイズ特性を測定する方法に関する。

背景技術 増幅器等の回路のノイズ特性の１つトシてＮＦ（雑音指
数）があり、第１図はこのＮＦを測定する方法の概略ブ
ロック図である。被測定回路である増幅器２はいわゆる
２ポート（２端子対）回路であって、その入力ポートに
ノイズソース１がその出力ボートにＮＦメータ３が夫々
接続されている。ノイズソース１は常温Ｔｏ０Ｋ（２９
０’Ｋ　）及び高温ＴＨ’Ｋ　（ｚ　Ｔｏ　’、Ｋ　）
の２つの状態をとり得、その温度比Ｘは既知とする。

先ず、ノイズノース１が常温の場合における入力ノイズ
パワーをＰＩＯ％　出力ノイズソ−スＰ２０とし、次に
ノイズソースが高温の場合における入力ノイズパワーを
Ｐ□１い出力ノイズパワーをＦ２１゜とすると、ＮＦは
次式となる。

’１ｏ　Ｆ２０　’Ｉ／　１ ここで、２は既知であり、１１　””　Ｐ２Ｈ／Ｐ２０
　すなわち出力ノイズパワーの比を実測することによっ
てＮＦが算出されることになる。

しかしながら、この方法ではＸの値を正確に定めること
が困難であり、メーカ側の保証値も±３ｄＢ程度の誤差
を含んでいるのが一般的であることから、ＮＦメータ内
で（Ｚ−１）／（ｙ−１）を計算してＮＦを表示する場
合、すべてのＶの値に対して±０．３　ｄＢの一様の誤
差を生じる。例えば、ＮＦ＝１０ｄＢの増幅器で（１０
＋Δ）ｄＢであれば、ＮＦ＝ＯｄＢ　の増幅器を」り定
しても（０＋Δ）ｄＢなる表示となってしまう（１Δ１
≦０３）。

また、ＴｏｅＫのときとＴＨ′にのときとでノイズソー
スのγｌ（反射係数）がわずかに変化し、これ、がＮＦ
の誤差を増加させることになる。更には、被測定物の増
幅器カーノイズソース１のダイナミックレンジの全体に
亘ってすべてリニアな動作をなすものと仮定してＮＦが
算出されるので、ＴＨｏｌぐのときに粉ずかでも出力が
クリップすると、その分だけＮＦを悪く算出表示するこ
とになる。逆に、増幅器が発振気味のときには、ＮＦが
良くなった様な表示をなすことになる。゛ 叙上の誤差は、特にＮＦＯ値Ｆが小なるときすなわち低
雑音増幅器の測定時に無視できないものとなって問題で
ある。更には、第１図の方法で測定できるのは、ＮＦの
みであって、最適信号源インピーダンス等の情報を得る
ことは不可能であるという欠点もある。更にはまた、ノ
イズを測定器が動作するレベル捷で増幅する必要があり
、そのためのアンプやＮＦメータのＮＦも問題となる。

第２図は同じ〈従来のノイズ測定法の他の例の原理を示
すブロック図であり、等価雑音源によるＮＦの測定法で
ある。増幅器２のゲインＡ及び帯域幅Δｆが既知とする
と、信号源抵抗５の値をＲ＝０Ω及びωΩとすることに
よって、等価雑音源６．７の各出力電力−４」ん・を夫
々測定し、以下の式でＮＦＯ値Ｆがめられる。

４ｋＴｏΔｆＲ４ｋＴ６ΔｆＧ こ＼に、ｋはボルツマン定数、Ｇは等価雑音コンダクタ
ンスを示す。

この方法では、一般に増幅器２内の帰還や測定器の精度
上、ゲインＡやΔｆ更にはｖ　ｓＮ、　６−を正確に決
定することが困難であるという問題がある。

通常の電圧計は正弦波−波の実効値を指示するようにな
っており、ノイズパワーのレベルは正確に表示し得ない
。

また、Δｆは増幅器や電圧計のＢＰＦ　（バンドパスフ
ィルタ）の特性により決定されるが、正確には通過帯域
の積分を行って等制約なΔｆを決定する必要があり、よ
ってこの特性を正確にめることは困難であるという欠点
がある。

更に、この方法でも第１図の例と同様に最適信号源イン
ピーダンスを得ることはできず、そのためには、ＮＦを
測定しつついわゆるカントアンドトライによりＮＦを最
小とするマツチングネットワークを見出し最適信号源イ
ンピーダンスをめる方法をとらざるを得ない。

発明の開示 本発明はＮＦ値のみならず最適信号源インピーダンスを
正確に算出測定できるノイズ特性測定方法を提供するこ
とを目的としている。

本発明によるノイズ特性測定方法は、被測定回路の８（
散乱）パラメータを測定し、前記被測定回路の入力端に
低雑音温度のアブソーバを接続して出力端からの雑音電
力を測定し、前記被測定回路の出力端に低雑音温度のア
ブソーバを接続して入力端からの雑音電力を測定し、更
に前記入出力端の雑音の相互相関関数を測定し、これら
各測定結果を用いて前記被測定回路のノイズ特性を算出
するようにしたことを特徴としている。

実施例 以下に本発明について図面を用いて説明する。

第３図〜第６図は本発明の測定方法の実施例の概略ブロ
ック図であり、第３図は被測定回路である増幅器２の出
力ポートからの雑音電力の測定のためのブロック図、第
４図は増幅器２の入力ポートからの雛型力測定のための
ブロック図、第５図は増幅器２の入力及び出力ポートの
雑音電力の相互相関関数を測定するためのブロック図、
更に第６図は増幅器２のＳ（散乱）パラメータを測定す
るためのブロック図を夫々示している。

これら図において、８は電力測定用パワーメータであり
、９は雑音温度０°に、γ＝０のアブソーバであり、１
０は加算器、１１は可変遅延器、１２はＳパラメータ測
定用のネットワークアナライザである。

これら第３〜６図の測定回路に関する動作原理について
第７図を用いて説明する。いま、２ポ一ト回路（増幅器
）２が内部雑音を有するとき、その回路は先ず第７図（
４）Ｋ示す如く、２ボートの信号（雑音）発生器と考え
られ、以下の如きＳマトリックスを用いた式が成立する
。

（３）　ｔ　（４）式において、嘱はたたみ込み積分、
ｂ□（ｔ）は２ボートからの各反射波、α、（ｔ）は２
ボートへの各入射波、ｂ９．（ｔ）は２ボートから供給
（印加）される信号（雑音）波、γ、（ｔ）は２ボート
の各負荷の反射係数である。各Ｓパラメータとγ、’（
ｔ）はインパルスレスポンスの形で時間領域で示されて
いる。

この２ボ一ト回路を増幅器とし、ポート１を入力端、ボ
ート２を出力端とすると、出力端の負荷２０への入射電
力は６２（ｔ）であるから、このｂｚ（ｔ）が変化しな
いようにしつつ印加される等価電力波を入力端へ集める
と第７図（Ｂ）の如き変形が可能である。このとき、各
パラメータは、次式で表わされる。

これら（３）　、　（４）式及び（５）　、　（６）式
より、α、　（ｔ）　、α２（ｔ）を消去してｔＨ（ｔ
）　、　ｂｚ（ｔ）をめ、各々のｂ＋（υ。

６２　（ｔ）　を等しいとすると、次式を得る。

更に、第７図（０）の変形を行って信号（雑音）源の反
射係数をγ１（ｔ）と考えたときの印加される雑音電力
波すがｔ）は、 ｂ“（ｔ）＝　ｂ　（ｔ））十γＩ（ｔ）蓑６　ｑ　（
ｔ　）　・・・（８）ｑ となる。（８）式で表わされる雑音電力源の自己相関関
数ψ６／６　ｂ／′ｑ（τ）をめると、ψ、か・・９（
ｒ）＝ｂ″ｑ（−τ）〆ｂｌ′ｑ（Ｔ）＝ｂ９（−τ）
Ｘｂｑ（τ）＋γｌ（−τ）村ｌ（τ）ｘ　ｂｑ　（−
τ）Ｘび、（τ）＋γｌ（τ＞ｘｂ　（−τトｂ′（τ
）ぜｔ（７）〆ｂｑ（τ）ｘｂ；（−τ）ｑ ＝ψｂｑｂｑ（τ）＋γｌ（−τ）〆γ１（τ）・妊ψ
ｂ’ｑ　ｂ’９（Ｔ）＋γｌ（τ）Ｘψｂｑｂ’ｑ（τ
）＋γｌ（−τ）Ｘψｂｑｂ’ｑ＜イ）・・・（９）但
し、ψｂｑｂｑ　＜τ）はｂｑ（ｔ）の自己相関関数、
ψｂυｂ１９（τ）はｂ’　（ｔ）の自己相関関数、ψ
ｂｑｂ＆＜τ）はｂｑ　（ｔ）とｂ’ｑ（ｔ）との間の
相互相関関数である。（９）式をフーリエ変換して、パ
ワースペクトラムの形にすると、φｂ／／ｑｂｌｂＣｆ
）＝φ、９．ｑ（Ｊ）＋ＩＦ１び）１２・φ、い（ω−
２Ｒ，’（７’ｔ　（Ｊ）・φｂｑｂ６ＣＩ）　）　−
（１０を得る。φｂ／／ｑ、／／ｑＣｊ′）、φ、ｑ、
９（ト）、φ、υ、（ωは嶋（ｔ）。

６ｑ　（ｔ）、ｂｑ　（ｔ）の各パワースペクトラムを
夫々示し、φｂｑｂυσ）はｂ　（ｔ）と６ｑ　（ｃ）
との間のクロスバワースペクトラムを示す。また、Ｆ１
ωはγ１（ｔ）のフーリエ変換を示している。

一般に、信号（雑音）発生器の印加電力のパワースペク
トラムφ、１６．ｌ／ｑ（Ｊ）、その反射係数のインパ
ルスレスポンスのフーリエ変換ＦＩＵ）、負荷のインパ
ルスレスポンスのフーリエ変換ｒｌ（Ａカ夫々与えられ
ると、負荷で消費される電力のスペクトラムは、 で与えられるから、パワーマツチングの条件Ｆμ）−ｒ
〜）で有能電力となり、その・くワースペクトラムは、 ・・・ａ２ 情ｂ％″　１−１／”１（１）ｌ’ となる。ＱＱ式を（イ）式へ代入して有能電力のスペク
トラムφωをめると、 ・・・（至） となる。このときＮＦは次式となる。

１＆）　＝　（（１／２）　ｋＴｏ＋φ（Ｊ）　）／（
（１／２）　＆Ｔｏ）ｋＴｏｌ−Ｉ　Ｆｌ（１）　Ｉ’ ゛・・ｂ（（ｊ’））　１．、、。

ここに、Ｔｏは２９０°に、ｋはボルツマン定数である
。

Ｑ３　、　（１４１１式はｒｌ（Ｊ））の関数であり、
石のが下式のときに最小となる。

φｂｑｂｑ（ｆ）＋φｂ′ｑｂＩｑｃ／）−この条件が
ノイズマツチングの条件となる。すなのノイズに関する
特性が定められるのである。

ここで、（７）式より、 φ、ｑ、９（１）＝□　・φｂｑ２ｂｑ□φ　・・・（
至）ｌ　８２１　（７”）　ｌ　２ となるが、これらは第７図（５）によりｂｑ”　（’）
　＊　ｂｑ２ｃｔ）　＊Ａｂｑｘ（ｔ）　＋Ｂｂｑ２（
ｔ）　（Ａ　、　Ｂ　ハ定数）　及ヒ５ａｔ（１）　ｒ
　Ｓｚ＋Ｕ）を測定すればめられる。

かかる原理に基づいて得られたのが上記の第３図〜第６
図の測定方法であり、第３図がｂｑ２（ｔ）の自己相関
関数（パワースペクトラム）を、第４図がｂｑｌ（ｔ）
の自己相関関数を、第５図がｂｑｌ（ｔ）とｂｑ２（ｔ
）との相互相関関数を、また第６図が５ｔｔ（１）　ｌ
５２１Ｃ／）を夫々測定する図である。

第３図において、増幅器２の入力端にＯ’に、γ−〇（
無反射）の負荷すなわちアブソーバ９が、出力端にパワ
ーメータ８が夫々接続されており、ｂｑ２＜ｔ）の自己
相関関数が測定される。第４図において、増幅器２の出
力端にＯ’に、γ＝０のアブソーバ９が、入力端にパワ
ーメータ８が夫々接続されている。

例として、第４図を用いてｂ　ｑ　１　（ｔ）の自己相
関関数の測定例を説明する。尚、簡単化のためにパワー
メータ８のγがＯでかつパワーメータ自身雑音を発生し
ていないもの、とすると、（３）　、　（４）式より、
ｂｌ（ｔ）、　ｂｚ（ｔ）は となり、パワーメータ８に供給される入力端からのｂ　
２　（ｔ）　を測定すれば、ｂ　ｑ　２　（ｔ）がまる
。

一般的には、ある周波数ｆｏにおけるノイズ成分の値が
問題となるので、パワーメータに選択特性を持たせた場
合を考える。すなわち、単にＱＯ式のｂｚ（ｔ）の電力
を測定すると、その電力Ｐ、ｑ３は、Ｐ、９゜＝　Ｅ　
Ｃ（ｂｚ（ｔ））’］＝／：φ、９□、ｑ２（ｆ）ｄｆ
　・・・翰となり、すべての周波数の電力料を測定する
ことになって実用的ではない。尚、ＢＣ１ｂ２（ｔ））
ａは２乗アンサンプル平均値を示す。従って、パワーメ
ータに選択特性を持たせてその選択特性のフーリエ変声
をＨ（１）とすると、測定される周波数ｆＯにおけるパ
ワーＰｂｑ２ｆｏは１ Ｐ　＝／〜ＩＨ（Ｊ）ｌＳ・φ　（ｊ）ｄｆ　・・・シ
■１）ｑ２ｆｏ　−〜　ｂｑ２ｂｑ２ となる。計算を単純化しノンポル化する目的で、団Ｃｆ
′）１２＝ｉ１δ（／＋７０）＋δ（ｆ−ｆｏ）ｌ　・
−［（δ（／＋１０）、δ（／／’ｏ）は夫々−ｆｏ、
ｆｏにおけるディラック関数を示す）として、±ｆＯＩ
］２　のときのパワー成分を抽出すると、０９式より、
＝φ　（１０）　・・・翰 １）ｑ２１）ｑ２ けだし、自己相関関数は偶関数だからである。同様にし
て、±１０　Ｈ２におけるｂｑｌ（ｔ）のノ（ワー成分
φ、９１．，９．　（７ｏ）　も第３図によって測定可
能である。

実際には、Σ（δ（ｆ＋ｆｏ）＋δ（／−ｆＯ））なる
フィルタは充分に狭帯域のＢＰＦで近似代用されるもの
である。

次ニ、φ、９□、９□（ｆ）を測定するために第５図を
参照しつつ説明する。図において、ｂｑ２（ｔ）が遅延
器１１を介してτ０だけ遅延され加算器１０にて６＋ｚ
ｌ（ｔ）、！ＪｏＪＩサレル。この加算されたノイズパ
ワーカラ、ｂｑｚ＜ｔ＞＋　ｂｑｌ（ｔ）の相互相関関
数若しくはクロスパワースペクトラムを測定するのであ
る。定義によって、加算された定常的かつエルゴード的
なノイズｂｑｚ（ｔ）　＋ｂｑ２　Ｃｔ−τ０）の自己
相関関数は、Ｅ〔（ｂｑｌ（ｔ）＋ｂｑ２Ｃｔ−τＯ）
　Ｈｂｑｌ（ｔ＋ｒ）＋ｂｑｚ（ｔ＋ｒ−ｒｏ月〕＝ｇ
ｂｑ１（ｔ）ｂ　ｑＬ　（ｔ＋τ）〕＋Ｅ〔ｂｑｌ（ｔ
−τ。）ｂｑ２ｃｔ＋τ−τ。）〕＋Ｅ（ｂｑｌ（ｔ）
！＋ｑ２（を十τ−τｏ）：］　＋ＥＣｂｑＬ（ｔ＋ｒ
）ｂｑ２ｃｔ−ｒｏ　））＝ｇＤｑｌ（ｔ）ｌ＋ｑｚ（
ｔ＋τ）’Ｊ　＋ＥＣｂｑ２（ｔ）ｂｑｌ（ｔ＋τ）〕
＋’Ｂ〔ｂｑｘ（ｔ）ｂｑｌ（ｔ＋τ−切）　＋　Ｅ〔
ｂｑｌ（ｉ）ｂｑｌ（ｔ−ｒ−Ｔｏ　））＝ψｂｑｌｂ
ｑ】（す“ψｂｑｚｂｑ２＜ｒ）　＋９’ｂ、７＋ｂｑ
２（Ｔ−ｒｏ）＋ψｂｑｘｂｑ２（÷ｒｏ）・・・（ハ
） ここで１　ψｂｑ１ｂｑ１（′ｒ）ｊψｂｑ２ｂｑ２　
（ｒ）　ハ夫ｋ　ｂｑｌ（Ｔ）、　ｂｑｌ（ｒ）の自己
相関関数を示す。

（ハ）式をフーリエ変換して加算されたノイズのパワー
スペクトラムをめると、次式となる。

’６ｑｌｂｑ１（Ａ＋φｂｑ２ｂｑ２ω十φ’ｂｑ１ｂ
ｑ２（ｊ）　ｇ　ｊ”’ｆｒ。

＋φル）、＋７２πｆτ０　・・・（ハ）上述のｂｑｌ
（ｔ）、ｂｑｌ（ｔ）のパワースペクトラムをめた場合
と同様にして周波数選択性のあるパワーメータを用いて
士ｆｏにおけるパワースペクトラムを選択的に測定する
と、そのパワー成分ＰＴｏ、ｆｏハ、ＰＴｏ、ｆｏ＝／
Ｊφｂｑ１ｂ９１（Ｊ）＋φｂｑ２ｂｑ２ω＋！ｂ９□
ｂ９□・ｅ−ｊ２πｆτ０＋φｂｑ１ｂｑ。’！＞　・
ｇ＋ｊ２πｆτｏ）（ｊ）（δ（７＋１０　）＋δ（ｆ
−ｆｏ））ｄｆ＝φｂｑｕｒｑｘ（ｆｏ）十φｂｇｚｂ
ｇ２（１０）＋２ＲＪφｂｑｌｂｑ２（ｆｏ）ｔ、−ｊ
２πｆｏ’ｏ）・・・（ト） となる。このうちφ６．□、９□（ｆｏ）及びφ、９２
，９２（ｆｏ）は既知テ、ｆ、、ルカラ、睨（φ”ｑ”
ｂｑ□（ｆｏ）　ｅ−ｊ２πｆｏ　Ｔｏを算出できる。

φ、ｑ□、９□（１０）を振幅及び位相成分を用いて表
わして、 φｂｑ□ｂｑｚ（ｆｏ）＝ＩφｂｑＬ　ｂｑ□ｃｆｏ）
　１　ｅｊａｒｃφｂｑ”ｂｑ２ｃｆｏ）・・・＠とす
れば、 ２Ｒｇ　（φｂｑｘｂｑ□ｃｆｏ）　・＊−１”ｆｏτ
０）＝２１φ６ｑ１６ｑ２（ｆｏ）ｌｃｏｓ（ｃｒｃφ
ｂｑ１ｂｑ□（ｆｏ）　２πｆｏτ。月・（１となる。

遅延時間τ。を変化させてφ、ｑ□、９゜（ｆｏ）をめ
ることかできる。

第８図は、翰弐で示されるＰｒｏ＋１０のうちのφ６　
ｑ　１６　ｑ　１　（ｋ　）＋φ１ｑ２６９２（ｆｏ　
）の項と、一式の項とをτ０を変化させた場合の図であ
り、よってτ。を０がら変化させつつパワーＰ　を測定
して例えば最τｏ　ｒ　ｆ。

初に最大値をとったときの遅延時間をτ０１とすると、
（ハ）式より次式となる。

ａｒｃφｂｑＬｂｑ２ｃｆｏ）　２πｆｏτ０１　＝　
２ｆｉπこれを変形して、 ａｒｃφｂｑｌ　ｂ９２（１０）　＝　２π１０τ０１
＋２？Ｌπ　−Ｋｅを得る。

一方、Ｐｒｏｆｏの最大値と最小値との差の１／４がｌ
φｂｑ＋ｂｑｚ（１０）ｌ　となりφｂｑ１ｂｑ□ｃｆ
ｏ）が定められることになる。

以上により・　φ　（７ｏ）、φｂｑ２ｂｑ２ｃｆｏ　
）　ｔ　ｄ６１ｘ６ｑｚ（ｆｑ）ｑ１ｂｑ１ 及びＳｏ　（１０）　＋　８２１　（７ｏ）のすべてが
められることになり、Ｑ→〜０印式から、φ６９６９（
ｆｏ）　ｐφ６．ｑ６．ｑ（１０）　Ｔ　Ｉφ、ｑ、？
、（１０）　が決定される。その結果、α４式より任意
の信号源インピーダンス時のＮＦ値、α０式よりＮＦ値
の最小を与える信号源インピーダンスが定められること
になるのである。

第９図は以上の原理に基づいて得られた本発明による測
定方法をすべて実現するための具体例であり、第３〜６
図と同等部分は同一符号により示されている。２２は信
号源、２３はコンパレータ、９ｃＬ、９６．２４−２６
はアブソーバ、２７はアンプ、２８はＢＰＦ、　２９α
、２９ｂはアイソレータ、３０〜３７はスイッチを夫々
示している。

先ず、Ｓパラメータを測定する場合、スイッチ３０．３
１を共にα側とし、ネットワークアナライザとして動作
させる。８１１をめるには、スイッチ３２．３３をｂ側
へ切換え、Ｓ２１　をめるには、スイッチ３２．３３を
α側へ切換える。か＼るネットワークアナライザの原理
は周知であるので説明は省略する。　− 次に、他のノイズパラメータを測定するために、スイッ
チ３０．３１をｂＩｌｌｌへ切換える。先ず、φ６ｇ１
６ｑ１（ｆｏ）を測定する場合、スイッチ３５をＣ側、
スイッチ３７をα側、スイッチ３４をｂ側及びスイッチ
３６をα側へ夫々切換える。こ＼で、アイソレータ２９
α、２９ｂと低温アブソーバ９α、９ｂを用いるのは、
被測定器２へ外部若しくは被測定器の他端子からの雑音
電力波が入射するのを防止するためである。常温アブソ
ーバでは２９０°Ｋによる熱雑音波が被測定物へ入射し
て０９式が成立しなくなる。よって、低温アブソーバを
用いるが、そのために０°に近くまで冷すことが良いが
、アンテナはアンテナ雑音温度がマイクロ波帯では非常
に低い（１２ＧＨ２で約５０°Ｋ）のでアンテナをアブ
ソーバ９ａ、９ｂとして用いることができる。

ｂｑｌ（ｔ）はアンプ２７により測定可能なレベルまで
増幅され、ＢＰＦ２８によって１０Ｈ２近くの成分が抽
出されて、パワーメータ８によりそのパワーが測定され
ることになる。尚、ＢＰＦ２８の帯域幅、アンプ２７の
ゲイン及びパワーメータ８の検波方式等によって、ノイ
ズパワーの実効値を測定できるように、予め測定系を較
正しておくことは勿論である。

φ、９□、、２（ｆＱ）を測定するには、スイッチ３５
をα側、スイッチ３７をＣ側、スイッチ３６をＣ側、ス
イッチ３４をα側に夫々切換える。この場合、遅延器１
１は無損失若しくは損失が既知であるとする。

次に、スイッチ３５，３６．３７をすべてｂ側とし、遅
延器１１の遅延量τ０を変化させつつφｂｑ１ｂｑ□（
ｆｏ）を測定するのである。

こうしてめられたＳｏ　（１０）　＋　８２、（１０）
、φ６．ｚ１６ｑＩＣｆｏ）ｒφ　（ｆｏ）　、φ６ｑ
ｔ６ｑｚ（１０）によって◇ｅａ　−Ｑ８１式から１）
ｑ２ｂｑ２ φ、９，９（ｆｏ）蓼ｂ’ｑ　ｂ’ｑ　（１０）　、φ
、９．い１０）を算出し、（へ）式から最適信号源の反
射係数、９１０式より任意の信号源のＮＦを夫々算出す
る。尚、最小ＮＦ値Ｆｙｎｉｎは、 ＦＩｌｌ＃Ｉ＝１＋−（φｂ９ｂ９（ｆｏ）−φｂ１９
ｂｌｑ（ｆｏ）ｋＴ。

・・・■ となる。

尚、第２図の測定法による各パラメータは、ｖ（ｔ）。

＄（ｔ）のパワースペクトラムを各々のφ□■、φｖｖ
Ｕ）。

ｉ＜ｔ）と、（ｔ）とのクロスパワースペクトラムをφ
、ｖ（ｔ）とすると、 となる。但し、１（ｔ）、　ｖＣｌ）はＳパラメータに
おける基準化インピーダンスＺｏにて基準化されたもの
であり、実際の電流、電圧は１（ｔ）／、υ０．τ＜ｔ
＞、ｒｙｒ　となる。

効果 斜上の如く、本発明によれば、第２図の方法のように増
幅器２の動作状態を変化させずに（几を０、ωにする必
要がなく）、また第１図の方法のように広いダイナミッ
クレンジに亘ってノイズ電力を変化させる必要もなく、
ノイズパラメータを測定することができ、ＮＦ最小値を
見出すことが容易であり、かつ任意の信号源のＮＦの値
が容易に算出できることになる。

ネットワークアナライザとコンピュータとの組合せによ
り自動測定を行うことも可能となるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来の測定方法の例を示す原理図、
第３図〜第６図は本発明の実施例を示すブロック図、第
７図は第３図〜第６図の実施例の動作原理を説明する等
価回路図、第８図はクロスパワースペクトラムを測定す
る場合の説明図、第９図は第３図〜第６図の装置の具体
例の回路図である。 主要部分の符号の説明 ２・・・増幅器　８・・・パワーメータ９・・・アブソ
ーバ　１０・・・加算器１１・・・遅延器 １２・・・ネットワークアナライザ 出願人　パイオニア株式会社 代理人　弁理士　藤　村　元　彦 （外１名） 葬、７１２］ ′＃８　図 菓９　閏

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）被測定回路のＳ（散乱）パラメータを測定し、前
   記被測定回路の入力端に低雑音温度のアブソーバを接続
   して出力端からの雑音電力を測定し、前記被測定回路の
   出力端に低雑音温度のアブソーバを接続して入力端から
   の雑音電力を測定し、更に前記入出力端の雑音の相互相
   関関数を測定し、これら各測定結果を用いて前記被測定
   回路のノイズ特性を算出するようにしたノイズ特性測定
   方法。
2. （２）前記被測定回路の入力端からの雑音電力及び出力
   端からの各雑音パワースペクトラムを測定し、前記被測
   定回路の入力端及び出力端の雑音クロスパワースペクト
   ラムを測定することを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載の方法。