JPS5958921A - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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- JPS5958921A JPS5958921A JP57170617A JP17061782A JPS5958921A JP S5958921 A JPS5958921 A JP S5958921A JP 57170617 A JP57170617 A JP 57170617A JP 17061782 A JP17061782 A JP 17061782A JP S5958921 A JPS5958921 A JP S5958921A
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- Japan
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- circuit
- output
- oscillation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
出力の一部を比較回路を介して制御トランジスタからな
る制御回路に負帰還させ、それにより発掘回路を制御し
て安定した出力を得るようにしたものである。ところが
、このような安定化電源回路は、その制御回路に不可避
的な損失が生じること効 から初率が低下するとともに、高電力の場合には制御ト
ランジスタの発熱が大きくなることから放熱器を大きく
しなければならず、電源装置の小型化および低廉化が阻
害されるという問題があった。
る制御回路に負帰還させ、それにより発掘回路を制御し
て安定した出力を得るようにしたものである。ところが
、このような安定化電源回路は、その制御回路に不可避
的な損失が生じること効 から初率が低下するとともに、高電力の場合には制御ト
ランジスタの発熱が大きくなることから放熱器を大きく
しなければならず、電源装置の小型化および低廉化が阻
害されるという問題があった。
このような問題を解決するには、制御回路を除去して発
掘回路の発振トランジスタを負帰還信号により直接制御
することが考えられるが、単に制御回路をなくして発振
トランジスタを直接制御するだけでは、無負荷時に高い
出力電圧が発生し、装置の損傷をまねく等の新たな問題
が生じることになる。
掘回路の発振トランジスタを負帰還信号により直接制御
することが考えられるが、単に制御回路をなくして発振
トランジスタを直接制御するだけでは、無負荷時に高い
出力電圧が発生し、装置の損傷をまねく等の新たな問題
が生じることになる。
本発明は、このような点に鑑みてなされたもので、制御
回路を除去しても無負荷時に高い出力電圧が発生せず、
しかも構成の簡素化された安定化電源回路を提供するこ
とを目的とするものであり、負帰還信号をツェナーダイ
オードを介して発掘トランジスタのベース回路に加える
ようにしたことを特徴とするものである。
回路を除去しても無負荷時に高い出力電圧が発生せず、
しかも構成の簡素化された安定化電源回路を提供するこ
とを目的とするものであり、負帰還信号をツェナーダイ
オードを介して発掘トランジスタのベース回路に加える
ようにしたことを特徴とするものである。
以下に本発明の一実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
第２図は本発明の安定化電源回路を用いて定電圧電源を
構成した回路図である。同図において、１１はコレクタ
同調型発振回路で、発振トランジスタ１２のコレクタに
同調コイル１６と同調コンデンサ１４が並列接続されて
なる同調回路が接続されるとともに、発掘トランジスタ
１２のベースにベース抵抗１５、ツェナーダイオード１
６、発振安定化抵抗１７および正帰還コイル１８が互い
に直列にＷＡ？Ｘされ、ツェナーダイオード１６と安定
化抵抗１７との接続点とアース間に再生用コンデンサ１
９が接続されてなるものである。ここで、ツェナーダイ
オード１６はそのアノード側が発振トランジスタ１２の
ベース側に接続されたものであり、ｉＥ ｉ％ ａコイ
ル１８は前記同調コイル１６と磁気結合されたものであ
る。なお、発振トランジスタ１２のエミッタはアース電
位に接続されているっ２０は出力回路で、前記同調コイ
ル１６と磁気結合され、所要の出力電圧に応じた巻数を
有する出力コイル２１と、この出力コイル２１に接続さ
れたダイオード２２と平滑コンデンサ２６からなる整流
回路とから構成され、火花放電防止用抵抗２４を介して
負荷２５が接続されるものである。
構成した回路図である。同図において、１１はコレクタ
同調型発振回路で、発振トランジスタ１２のコレクタに
同調コイル１６と同調コンデンサ１４が並列接続されて
なる同調回路が接続されるとともに、発掘トランジスタ
１２のベースにベース抵抗１５、ツェナーダイオード１
６、発振安定化抵抗１７および正帰還コイル１８が互い
に直列にＷＡ？Ｘされ、ツェナーダイオード１６と安定
化抵抗１７との接続点とアース間に再生用コンデンサ１
９が接続されてなるものである。ここで、ツェナーダイ
オード１６はそのアノード側が発振トランジスタ１２の
ベース側に接続されたものであり、ｉＥ ｉ％ ａコイ
ル１８は前記同調コイル１６と磁気結合されたものであ
る。なお、発振トランジスタ１２のエミッタはアース電
位に接続されているっ２０は出力回路で、前記同調コイ
ル１６と磁気結合され、所要の出力電圧に応じた巻数を
有する出力コイル２１と、この出力コイル２１に接続さ
れたダイオード２２と平滑コンデンサ２６からなる整流
回路とから構成され、火花放電防止用抵抗２４を介して
負荷２５が接続されるものである。
２６は検出回路で、前記出力回路２０の出力電圧の変動
令＝検出する検出抵抗２７．２８とからなるものである
。２９は比較増幅器で、前記検出回路２６からの信号を
基準電圧発生器５０の基準電圧と比較して増幅するもの
で、この比較増幅器２９の出力信号が前記ベース抵抗１
５に加えられる。
令＝検出する検出抵抗２７．２８とからなるものである
。２９は比較増幅器で、前記検出回路２６からの信号を
基準電圧発生器５０の基準電圧と比較して増幅するもの
で、この比較増幅器２９の出力信号が前記ベース抵抗１
５に加えられる。
このように構成された定電圧電源は、次のように動作す
る。つまり、発振回路１１の発掘の始まる初期の段階に
おいＣは、比較増幅器２９からの信号がベース抵抗１５
等を介し゛Ｃ発振トランジスタ１２のベースに印加され
て発１辰トランジスタ１２が導通され、入力電圧上Ｂに
より同調コイル１６に電流が流れる。すると、同調コイ
ル１６と磁気結合した正帰還コイル１８に誘起電圧が生
じ、発掘トラ〉′ジメタ１２のベース側が正に、コンデ
ンサ１９側が負に引き込まれ、再生用コンデンサ１９の
充放電作用の繰返しによって発掘が成長して発振回路１
１は定常状態に至る。これによシ、出力回路２０には所
定の電圧が取９出されることになるが、人力に圧や負荷
の変動等によシ出力醒圧が変動すると、その斐動分は検
出回路２６によシ検出され、比較増幅器２９の出力信号
にょっ゛ζ発振トランジスダ１２のベース電流が制御さ
れ、それにより出力回路２０の出力電圧を安定化する。
る。つまり、発振回路１１の発掘の始まる初期の段階に
おいＣは、比較増幅器２９からの信号がベース抵抗１５
等を介し゛Ｃ発振トランジスタ１２のベースに印加され
て発１辰トランジスタ１２が導通され、入力電圧上Ｂに
より同調コイル１６に電流が流れる。すると、同調コイ
ル１６と磁気結合した正帰還コイル１８に誘起電圧が生
じ、発掘トラ〉′ジメタ１２のベース側が正に、コンデ
ンサ１９側が負に引き込まれ、再生用コンデンサ１９の
充放電作用の繰返しによって発掘が成長して発振回路１
１は定常状態に至る。これによシ、出力回路２０には所
定の電圧が取９出されることになるが、人力に圧や負荷
の変動等によシ出力醒圧が変動すると、その斐動分は検
出回路２６によシ検出され、比較増幅器２９の出力信号
にょっ゛ζ発振トランジスダ１２のベース電流が制御さ
れ、それにより出力回路２０の出力電圧を安定化する。
いま、負荷２５が無負荷状態となると、出力回路２゜の
出力電圧が上昇するために、その変動は検出回路２６に
よって検出され、比較増幅器２９は発振を抑制するよう
な方向に動作する。このときの比・咬増幅器２９の出力
電圧をツェナーダイオード１６の降伏電圧よりも低くな
るように設定し′Ｃおくことにより、発１辰トランジス
タ１２のベース電流は遮断状態に近いような微少な値と
なって発振が減衰され、所定の出力１ｕ圧を得ることが
できる。つまり、無負荷状、幻にｐいては、発振はツェ
ナーダイオードのツェナー曲線を利用して制御されるも
のであるだめ、ツェナーダイオード１６は、第３図の符
号Ａで示すようなシャープなツェナー曲線を有するもの
よシも、符号Ｂで示すような緩慢なツェナー曲線を有す
るものが好ましい。これは、符号Ａのような特性のもの
であると１．ｉｉＪ欠発張を生じるが、符号Ｂのような
特注のものでは発振トランジスタのベース型取がスムー
ＩＩＫ制・卸できるため、間欠先玉が生じなくなるから
である。この符号Ｂのような緩慢なツェナー曲線りよ、
１守号Ａのようなシャープな特・比を有するツェナーダ
イオードに高抵抗を並列接続して得ることもできる。い
ま、このツェナーダイオード１６が存在しない唱合には
、発振トランジスタ１２０ベース回路に入力される比較
噌”＋Ｗｒ器２９の出力は、その比較増１１慣器が通常
片電源であるだめに基準電圧発生器５０の電圧より覗Ｉ
４かに低い値にしかなり得す、ベース電流は・ち要以上
に流れることになる。そのため、再生コンデンサ１９の
充放電作用によつ゛Ｃ出力回路２０に高い無負荷出力電
圧が発生し、との°＋［Ｃ源を用いた機器に損傷を与え
る等の恐れが生じる。
出力電圧が上昇するために、その変動は検出回路２６に
よって検出され、比較増幅器２９は発振を抑制するよう
な方向に動作する。このときの比・咬増幅器２９の出力
電圧をツェナーダイオード１６の降伏電圧よりも低くな
るように設定し′Ｃおくことにより、発１辰トランジス
タ１２のベース電流は遮断状態に近いような微少な値と
なって発振が減衰され、所定の出力１ｕ圧を得ることが
できる。つまり、無負荷状、幻にｐいては、発振はツェ
ナーダイオードのツェナー曲線を利用して制御されるも
のであるだめ、ツェナーダイオード１６は、第３図の符
号Ａで示すようなシャープなツェナー曲線を有するもの
よシも、符号Ｂで示すような緩慢なツェナー曲線を有す
るものが好ましい。これは、符号Ａのような特性のもの
であると１．ｉｉＪ欠発張を生じるが、符号Ｂのような
特注のものでは発振トランジスタのベース型取がスムー
ＩＩＫ制・卸できるため、間欠先玉が生じなくなるから
である。この符号Ｂのような緩慢なツェナー曲線りよ、
１守号Ａのようなシャープな特・比を有するツェナーダ
イオードに高抵抗を並列接続して得ることもできる。い
ま、このツェナーダイオード１６が存在しない唱合には
、発振トランジスタ１２０ベース回路に入力される比較
噌”＋Ｗｒ器２９の出力は、その比較増１１慣器が通常
片電源であるだめに基準電圧発生器５０の電圧より覗Ｉ
４かに低い値にしかなり得す、ベース電流は・ち要以上
に流れることになる。そのため、再生コンデンサ１９の
充放電作用によつ゛Ｃ出力回路２０に高い無負荷出力電
圧が発生し、との°＋［Ｃ源を用いた機器に損傷を与え
る等の恐れが生じる。
なお、無負荷時には発振トランジスタ１２のベース回路
に負の電圧が印加されるようＫして発振トランジスタの
ベース電流を遮断状態に近いような微少な値にすれば、
発振が減衰されて所定の出力ｒｌｉ圧が得られることに
なるが、回路が煩雑化し７、コストアップの要因となる
。
に負の電圧が印加されるようＫして発振トランジスタの
ベース電流を遮断状態に近いような微少な値にすれば、
発振が減衰されて所定の出力ｒｌｉ圧が得られることに
なるが、回路が煩雑化し７、コストアップの要因となる
。
上記実施例の安定化電源回路は、定電圧制御により定電
圧電源を構成したものであるが、定電圧電源を構成する
にあたっても必ずしも上記の回路構成のものに限定され
るものではなく、種々の変形が可能である。たとえば、
発振回路１１における安定化抵抗１７は、場合によって
は除去してもよい。またツェナーダイオード１６の位置
は、再生用コンデンサ１９よシも比較増幅器２９側に存
在すればよく、第２図示の位置に限定されることはない
っまた、出力回路２０における火花放電防止用抵抗２４
も不可欠のものではなく、さらには出力回路２０に交流
を得たい場合は、ダイオード２２およびコンデンサ２６
は必要としない。なお、出力回路２０に交流を取シ出す
場合は、検出回路２６の出力を整流回路を介し゛Ｃ比較
増幅器２９に入力させることが必要である。さらには、
検出回路２６は、出力回路２０に接続した抵抗２７．２
８からなるものにかえて、同調コイル１６と磁気結合し
て巻装された検出コイルから構成することもでき、この
場合も検出コイルに誘起した検出電圧を整流回路を介し
て比較増幅器に入力させることが必要である。また、本
発明の安定化電源回路は、定電圧電源に限るものではな
く、定電流制御をすることによシ定電流電源を構成する
こともできる。
圧電源を構成したものであるが、定電圧電源を構成する
にあたっても必ずしも上記の回路構成のものに限定され
るものではなく、種々の変形が可能である。たとえば、
発振回路１１における安定化抵抗１７は、場合によって
は除去してもよい。またツェナーダイオード１６の位置
は、再生用コンデンサ１９よシも比較増幅器２９側に存
在すればよく、第２図示の位置に限定されることはない
っまた、出力回路２０における火花放電防止用抵抗２４
も不可欠のものではなく、さらには出力回路２０に交流
を得たい場合は、ダイオード２２およびコンデンサ２６
は必要としない。なお、出力回路２０に交流を取シ出す
場合は、検出回路２６の出力を整流回路を介し゛Ｃ比較
増幅器２９に入力させることが必要である。さらには、
検出回路２６は、出力回路２０に接続した抵抗２７．２
８からなるものにかえて、同調コイル１６と磁気結合し
て巻装された検出コイルから構成することもでき、この
場合も検出コイルに誘起した検出電圧を整流回路を介し
て比較増幅器に入力させることが必要である。また、本
発明の安定化電源回路は、定電圧電源に限るものではな
く、定電流制御をすることによシ定電流電源を構成する
こともできる。
本発明の安定化電源回路は以上説明したように、負帰還
信号全ツェナーダイオードを介し゛Ｃ発振トランジスタ
のベース回路に直接加えるようにしだので、従来のよう
な制御トランジスタからなる制御回路が不要となって効
率が高められるとともに、゛電源装置の小型化、低廉化
が促進され、無負荷時においＣは発振を減少させて所定
の出力電圧に制御し、電源装置を保護するというすぐれ
た効果を奏する。
信号全ツェナーダイオードを介し゛Ｃ発振トランジスタ
のベース回路に直接加えるようにしだので、従来のよう
な制御トランジスタからなる制御回路が不要となって効
率が高められるとともに、゛電源装置の小型化、低廉化
が促進され、無負荷時においＣは発振を減少させて所定
の出力電圧に制御し、電源装置を保護するというすぐれ
た効果を奏する。
第１図は従来の安定化電源回路の概略ブロック図、第２
図は本発明の一実施例の安定化電源回路図、Ｍ５図はツ
ェナーダイオードの電圧−電流特性図である。 １１・・・・・・コレクタ同調型発振回路、２０・・・
・・・出力回路、２６・・・・・・検出回路、２９・・
・・・・比較増幅器。 特許出願人 株式会社 村田製作所
図は本発明の一実施例の安定化電源回路図、Ｍ５図はツ
ェナーダイオードの電圧−電流特性図である。 １１・・・・・・コレクタ同調型発振回路、２０・・・
・・・出力回路、２６・・・・・・検出回路、２９・・
・・・・比較増幅器。 特許出願人 株式会社 村田製作所
Claims (1)
- コレクタ同調型発掘回路と、この発振回路の同調コイル
と磁気結合した出力コイルから出力電圧を取シ出す出力
回路と、この出力回路の出力の変動を検出する検出回路
と、この検出回路からの信号を基準電圧と比較して増幅
する比較増幅器とからなり、この比較増幅器の出力信号
をツェナーダイオードを介して前記発振回路の発振トラ
ンジスタのペース回路に加えるようにしたことを特徴と
する安定化電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57170617A JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
| CA000437593A CA1198771A (en) | 1982-09-28 | 1983-09-26 | Stabilizing power-supply circuit |
| US06/536,198 US4510562A (en) | 1982-09-28 | 1983-09-27 | Stabilizing power-supply circuit |
| FR8315443A FR2533775B1 (fr) | 1982-09-28 | 1983-09-28 | Circuit de stabilisation de source d'alimentation |
| DE19833335153 DE3335153A1 (de) | 1982-09-28 | 1983-09-28 | Stabilisierter netzgeraetschaltkreis |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57170617A JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5958921A true JPS5958921A (ja) | 1984-04-04 |
| JPH0318362B2 JPH0318362B2 (ja) | 1991-03-12 |
Family
ID=15908184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57170617A Granted JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4510562A (ja) |
| JP (1) | JPS5958921A (ja) |
| CA (1) | CA1198771A (ja) |
| DE (1) | DE3335153A1 (ja) |
| FR (1) | FR2533775B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4646220A (en) * | 1984-06-07 | 1987-02-24 | Kim Dao | DC power supply with compensated current reference |
| US4831332A (en) * | 1986-11-24 | 1989-05-16 | Rudisill Michael E | Continuous adjusting apparatus for detecting gaseous impurities with a corona discharge |
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| US4945466A (en) * | 1989-02-22 | 1990-07-31 | Borland Walter G | Resonant switching converter |
| DE4008663C1 (ja) * | 1990-03-17 | 1991-05-02 | Braun Ag, 6000 Frankfurt, De | |
| AT399626B (de) * | 1990-09-26 | 1995-06-26 | Siemens Ag Oesterreich | Sperrwandlerschaltung |
| US5745353A (en) * | 1992-09-24 | 1998-04-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Snubber circuit that suppresses surge and rush current flowing to a switching element of a self excitation-type flyback power supply |
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