JPH11215849A

JPH11215849A - パルス幅変調電力変換装置

Info

Publication number: JPH11215849A
Application number: JP10015868A
Authority: JP
Inventors: Akira Bando; 阪東　　明; Kiichi Tokunaga; 紀一徳永; Katsuhiro Okuzawa; 勝広奥沢
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-01-28
Filing date: 1998-01-28
Publication date: 1999-08-06

Abstract

(57)【要約】【課題】交流電流と直流電圧の制御を行うことなく、
電源変動や負荷変動に際しての継続した運転が保て、し
かもスイッチング素子による損失の低減による高効率化
が充分に得られるようにしたＰＷＭ電力変換装置を提供
すること。【解決手段】負荷状態検出回路２８から出力される制
御指令信号ＣＴＲを論理回路２４に供給し、コンバータ
部２とインバータ部４の間の直流電流の大きさが所定値
未満のときは、スイッチング素子２ａ〜２ｆに対する点
弧指令１２ａ〜１２ｆの供給を阻止し、所定値以上のと
きだけ、スイッチング素子２ａ〜２ｆをＰＷＭ制御させ
るようにしたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
のパルス幅変調により、交流電力を直流電力に変換する
電力変換装置に係り、特にインバータ装置における順変
換部として好適な電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電力を直流電力に変換するコンバー
タ装置の代表例には、周知のダイオードブリッジ回路が
ある。しかし、このダイオードブリッジ回路は、電源電
流に多くの高調波を含むという問題があり、さらには、
逆変換機能を持たないので電源回生が行えないなどの問
題がある。

【０００３】一方、このダイオードブリッジ回路の問題
点に対応可能なコンバータ回路としては、例えばＰＷＭ
(パルス幅変調)電力変換装置がある。しかし、このＰＷ
Ｍ電力変換装置は、ダイオードブリッジ回路では不要で
あった制御装置が必要になり、同じくダイオードブリッ
ジ回路では原理的に存在しないスイッチング素子による
スイッチング損失が発生してしまうという問題があっ
た。

【０００４】そこで、このようなＰＷＭ電力変換装置の
問題点を軽減する一方式として、電流の瞬時値制御を省
略した簡易な制御方式が、例えば、下記の文献に開示さ
れている。平成２年、電気学会論文誌Ｄ、１１０巻７
号、「力率制御方式三相電圧型パルス幅変調制御電力変
換装置」

【０００５】以下、この文献に開示されている従来技術
について説明すると、この従来技術は、コンバータ装置
で変換した直流電力を可変周波数の交流電力に変換する
インバータ装置に関するもので、図９は、その回路構成
を示したものであり、１は３相交流電源、２は３相交流
を直流に変換するコンバータ部(主として順変換に用い
る電力変換部)、３は直流電圧を平滑するためのコンデ
ンサ、４はインバータ部(主として順変換に用いる電力
変換部)である。

【０００６】まず、コンバータ部２は、交流電源と直流
部の間での電力変換用で、グレンツ結線された自己消弧
型スイッチング素子２ａ〜２ｆと、これら各スイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード２ｇ〜２ｌ(エル)
で構成されている。次に、インバータ部４は、直流部と
交流負荷の間での電力変換用で、同じく自己消弧型スイ
ッチング素子４ａ〜４ｆと、各スイッチング素子に逆並
列接続されたダイオード４ｇ〜４ｌ(エル)で構成されて
いる。そして、このインバータ部４の交流側の出力に
は、誘導電動機５が接続されている。

【０００７】次に、６はリアクトルで、交流電流に含ま
れる高調波の中のＰＷＭ周波数成分を抑制する働きをす
るもの、７は交流電圧・電流検出器で、変流器７ａと計
器用変成器７ｂにより、それぞれ交流電圧と交流電流を
検出する働きをするもの、８は直流電圧検出器、９は力
率検出器で、交流電圧・電流検出器７で検出した交流電
圧と交流電流から、力率を検出する働きをするものであ
る。

【０００８】さらに、１０はＰＬＬ制御回路で、力率を
一定に保つための位相指令αを出力するもの、１１は直
流電圧制御回路で、直流電圧検出器８で検出した直流電
圧を設定値に調整するための変調度指令Ｍを出力するも
の、１２は正弦波ＰＷＭ制御信号発生器で、スイッチン
グ素子２ａ〜２ｆの点弧(ＯＮ)・消弧(ＯＦＦ)指令１２
ａ〜１２ｆを出力するもの、１３はインバータ側の正弦
波ＰＷＭ制御信号発生器で、スイッチング素子４ａ〜４
ｆの点弧(ＯＮ)・消弧(ＯＦＦ)指令１３ａ〜１３ｆを出
力するものである。

【０００９】図１０は、正弦波ＰＷＭ制御信号発生器１
２の動作を説明するための図で、交流電圧信号ＥＲより
もαだけ進んだ位相で振幅変調率Ｍの変調波を合成し、
三角波形の搬送波との大小に応じてスイッチング素子２
ａ、２ｄへの点弧・消弧指令１２ａ、１２ｄを出力す
る。

【００１０】図１１は、交流電源電圧ＥＲ、電流ＩＲ、
交流リアクトル電圧降下ＥＸとコンバータ電圧ＥＣの関
係を示す１相分のベクトル図で、変調度Ｍが負荷状態で
決まる臨界変調度ＭＣ以上であれば、位相指令αを調整
することにより、常に力率１にする制御が可能であると
されている。

【００１１】また、インバータ側の負荷変動が小さい場
合は、変調度Ｍを１に近い値に固定しておけば良く、こ
の場合には、必ずしも変調度Ｍを調整するための直流電
圧制御回路１１は必要ないとされている。

【００１２】従って、図９に示したインバータ装置のコ
ンバータ部２によれば、ダイオードブリッジ回路よりも
高調波電流が抑制でき、且つ、通常のＰＷＭ電力変換装
置で必要とされる交流電流制御を省略することができ
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、動作
の安定性保持と効率向上についての配慮が充分にされて
いるとは言えず、以下に説明するように、動作状態が変
動したときの運転の継続性と、スイッチング素子での損
失の低減に問題があった。上記従来技術によれば、確か
にダイオードブリッジ回路よりも高調波電流が抑制で
き、通常のＰＷＭ電力変換装置で必要とされる交流電流
制御も省略できる。

【００１４】しかし、交流電源電圧低下時や不平衡時に
も運転を継続する必要のある場合には、交流リアクトル
６のインダクタンス値を大きくして過電流を抑制する
か、コンバータ部２を構成している素子や部品の容量を
大きくして、過電流にも充分に耐えられるようにする必
要があるという問題がある。

【００１５】また、上記従来技術では、直流電圧制御回
路を省略することができるが、この場合、通常時はイン
バータ側の負荷変動が小さいとしても、過渡的に、例え
ばインバータ負荷の交流電動機に直結された機械の負荷
トルクが急増したときなどには直流電圧低下が大きくな
って、運転が継続できなくなってしまうという問題があ
る。

【００１６】本発明の目的は、交流電流と直流電圧の制
御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続
した運転が保て、しかもスイッチング素子による損失の
低減による高効率化が充分に得られるようにしたＰＷＭ
電力変換装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、互いに逆並
列接続された自己消弧型スイッチング素子とダイオード
素子からなるアームのグレンツ結線による電力変換部を
備え、該電力変換部により、交流電源と直流負荷の間で
の電力変換を行なうようにしたＰＷＭ電力変換装置にお
いて、前記電力変換部の動作モードを、ダイオードブリ
ッジ整流モードと、ＰＷＭ電力変換モードの何れかに切
換える手段を設け、負荷の状態に応じて前記電力変換部
の動作モードが選択されるようにして達成される。この
とき、負荷の状態を、直流電流の値で判定しても良く、
直流電圧の値により判定しても良い。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるＰＷＭ電力変
換装置について、図示の実施形態により詳細に説明す
る。まず、図１は、本発明の一実施形態を示したもの
で、図９で説明した従来技術と同一の要素については同
じ符号を付してあり、従って、それらについての詳しい
説明は省略する。

【００１９】この図１において、まず１６は電圧電流変
成器で、交流波形信号を検出する働きをし、次に１７は
無効電力検出器で、電圧電流変成器１６から入力された
交流波形信号から無効電力を検出し、その検出値Ｑmを
発生する働きをする。そして１８は無効電力制御回路
で、位相補正指令αを出力する働きをする。

【００２０】図２は、この無効電力制御回路１８の一実
施形態例で、指令値Ｑrefと無効電力検出値Ｑmの差を、
増幅器１８１と上下限出力リミッタ付き積分器１８２か
らなる比例積分回路に入力し、リミッタ回路１８３を介
して位相補正指令αを出力するように構成されている。
そして、この位相補正指令αは、加算器１９ａ〜１９ｃ
に供給され、各相の位相θが補正されるようになってい
る。

【００２１】従って、この実施形態では、常にインバー
タ部２の運転力率を指令値Ｑrefに収斂させる制御が働
くことになり、力率を１にするためには、指令値Ｑref
を０に設定してやれば良い。なお、このため、Ｑref＝
０に設定して動作させるのが通例である。次に２０はデ
ィジタル演算装置を用いた電圧位相検出器で、交流電源
各相の電圧位相θ_R、θ_S、θ_Tを出力する働きをする。
このときの具体的な演算方式としては、移動式フーリエ
変換を用いた方式が知られており、例えば特開平１−２
３１６８２号公報、特開平１−２８３０１５号公報によ
れば、更に演算装置内部の誤動作まで考慮した電圧位相
演算方式が開示されているので、それらを用いればよ
い。各相の電圧位相θ_R、θ_S、θ_Tを表す位相検出信号
は、加算器１９ａ〜１９ｃにより、無効電力制御回路１
８から出力される補正値αによって補正される。

【００２２】次に２１ａ〜２１ｃは通流率演算用の関数
発生器で、例えばＲ相の関数発生器２１ａを例にして、
それらの特性の一例を示したのが図３である。この図３
の例では、関数特性をＡ点とＢ点を通る折れ線で近似し
てあり、この結果、θ＝３０゜では通流率０．５のＣ点
を通過する。また、Ｃ点では０．８６６と小さくし、前
後では直線的に１に変化するようになっており、Ｄ点で
は０．１３４と大きくし、同じく前後で直線的に０に変
化するようになっている。

【００２３】そして、Ｓ相とＴ相については、関数発生
器２１ｂ、２１ｃに入力される位相信号がＲ相と同様
に、正のピーク値でθ＝０の信号なので、これら関数発
生器の特性はＲ相と同じ設定で良い。次に２２ａ〜２２
ｃは比較器で、搬送波発生器２３からの搬送波信号と通
流率指令との大小を比較し、各々ＲＳＴ各相に接続され
たスイッチング素子への点弧指令を発生する働きをす
る。

【００２４】また２４は論理和回路で、制御指令信号Ｃ
ＴＲがレベル０のとき、比較器２２ａ〜２２ｃの出力が
増幅器２５に供給されるのを阻止する働きをする。そし
て、この増幅器２５の出力が点弧指令２６ａ〜２６ｆと
なり、これらが各々スイッチング素子２ａ〜２ｆに供給
され、ＰＷＭ制御される。

【００２５】なお、この図１において、論理和回路２４
と直流電流検出器２７、負荷状態検出回路２８、それに
電磁開閉器２９を除いたＰＷＭ電力変換装置は、本願出
願人の出願にかかる特願平９−１６２９６７号の明細書
に記載のＰＷＭ電力変換装置と同じであり、従って、こ
の図１の実施形態によれば、交流電流と直流電圧の制御
を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続し
た運転を保つことができ、且つ、スイッチング素子(回
路)のスイッチング頻度を少なくすることができるの
で、スイッチング損失が低減され、高効率を保つことが
できる。

【００２６】直流電流検出器２８は、電源側のコンバー
タ部２と負荷側のインバータ部４との間の電流を検出し
て直流電流信号ＩＤＣを発生する働きをする。また負荷
状態検出回路２８は、直流電流信号ＩＤＣに応じて負荷
の大きさを判断し、制御指令信号ＣＴＲと、電磁開閉器
２９に対する開閉指令Ｍｇを出力する働きをする。な
お、この電磁開閉器２９には補助接点が設けてあり、開
閉動作確認用の信号が得られるようになっている。

【００２７】図４は、負荷状態検出回路２８による電流
比較特性を示したもので、直流電流ＩＤＣが設定値ＩＤ
Ｃ１以上になったとき、負荷検出信号ＩＤＯＶがレベル
１となる。ここで、この実施形態では、電流比較特性に
履歴特性が持たせてあり、図示のように、直流電流ＩＤ
Ｃが設定値ＩＤＣ２よりも小さくならなければ、負荷検
出信号ＩＤＯＶがレベル０に復帰しないようになってい
る。

【００２８】図５は、継電器保護連動回路により構成し
た場合の負荷状態検出回路２８の一例を示したもので、
上記した負荷検出信号ＩＤＯＶは接点として表され、こ
のとき、負荷検出信号ＩＤＯＶのレベル１は、接点ＩＤ
ＯＶが閉じている状態で示され、このとき継電器Ｃ３０
が励磁され、接点Ｃ３０(常開接点)が閉じられるように
なっている。

【００２９】そして、まず継電器Ｒ１は、手動スイッチ
による始動指令ＳＴＲと停止指令ＳＴＰにより制御さ
れ、その接点Ｒ１(２個)により、電磁開閉器２９(図１)
の開閉指令ＭｇとタイマＴ１を制御する。

【００３０】この結果、始動時、継電器Ｒ１により電磁
開閉器２９が投入されてから、平滑用のコンデンサ３が
コンバータ部２のダイオード回路の出力により充電され
るまでの時間がタイマＴ１の遅れ時間により確保され、
その後、タイマ接点Ｔ１の閉成動作により、接点Ｃ３０
が閉じていることを条件として、制御準備完了信号ＲＤ
Ｙがレベル１になり、コンバータ部２のスイッチング動
作が可能な状態にされることになる。

【００３１】そして、この制御準備完了信号ＲＤＹがレ
ベル１になると、接点Ｚ８６が閉じていることを条件と
して、制御指令信号ＣＴＲがレベル１になり、この結
果、論理和回路２４が開いて点弧指令の阻止が解除さ
れ、コンバータ部２のスイッチング素子２ａ〜２ｆに点
弧指令２６ａ〜２６ｆが供給されるようになり、スイッ
チングが動作が開始して、通常のＰＷＭコンバータとし
ての運転状態に入る。

【００３２】ここで、接点Ｚ８６は、図示されていない
他の非常停止保護装置、例えば過電流保護継電器により
開閉制御される常閉接点であり、従って、過電流などの
異常時には、この接点Ｚ８６の開放によりスイッチング
動作が停止され、保護機能が得られることになる。

【００３３】次に、この実施形態の特徴とする動作につ
いて説明する。いま、ある負荷のもとでコンバータ部２
が動作中、負荷が減少したとすると、これに伴う負荷電
流の減少により、直流電流検出器２７から出力されてい
る直流電流信号ＩＤＣのレベルも低下する。そして、こ
の直流電流信号ＩＤＣのレベルが、図４の設定値ＩＤＣ
２以下になったとすると、それまでレベル１であった負
荷検出信号ＩＤＯＶがレベル０に変わる。

【００３４】この結果、継電器Ｃ３０の励磁が断たれ、
接点Ｃ３０が開放されるので、制御指令信号ＣＴＲがレ
ベル０になり、論理和回路２４が閉じて点弧指令が阻止
されてしまう。従って、このときのコンバータ部２の動
作状態は、ダイオードブリッジ整流モード、すなわちダ
イオード２ｇ〜２ｌからなるダイオードブリッジ回路の
整流作用による動作だけとなり、これにより負荷に電流
が供給されている状態に移行する。

【００３５】次に、この状態で、今度は負荷が増加した
とすると、これに伴う負荷電流の減少により、今度は直
流電流検出器２７から出力されている直流電流信号ＩＤ
Ｃのレベルが上昇する。そして、この直流電流信号ＩＤ
Ｃのレベルが、図４の設定値ＩＤＣ１以上になったとす
ると、それまでレベル０であった負荷検出信号ＩＤＯＶ
がレベル１に変わる。

【００３６】この結果、継電器Ｃ３０は再び励磁され、
接点Ｃ３０が閉じられるので、制御指令信号ＣＴＲがレ
ベル１になり、論理和回路２４は開いて点弧指令の阻止
が解かれ、再びコンバータ部２のスイッチング素子２ａ
〜２ｆに点弧指令２６ａ〜２６ｆが供給され、スイッチ
ング動作が開始される。

【００３７】そこで、このときのコンバータ部２の動作
は、ＰＷＭ電力変換動作モード、すなわち、スイッチン
グ素子２ａ〜２ｆのＰＷＭスイッチング動作による通常
のＰＷＭコンバータとしての動作になり、これにより負
荷電流が供給されている状態に移行する。

【００３８】従って、この図１の実施形態によれば、負
荷の大きさに応じてコンバータ部２の動作モードが切換
えられ、低負荷時にはダイオード２ｇ〜２ｌによるダイ
オードブリッジ整流モードで動作し、高負荷時にはスイ
ッチング素子２ａ〜２ｆのスイッチング動作によるＰＷ
Ｍ電力変換モードになって動作することになる。

【００３９】ここで、ダイオードブリッジ整流モードで
は、スイッチング損失が無いので、軽負荷でも高効率が
得られる。他方、ＰＷＭコンバータ動作モードでは、高
調波の抑圧が得られるので、負荷が大きくなったとき有
利になる。従って、上記実施形態によれば、負荷が軽い
ときでの高効率と、負荷が大きくなったときでの高調波
の抑圧の双方が得られることになり、性能の優れたＰＷ
Ｍコンバータ装置が容易に提供できる。

【００４０】次に、図６は、本発明の他の一実施形態
で、図において、３０は直流電圧検出器、３１は回生状
態検出回路で、その他の構成は図１の実施形態と同じで
あり、従って、この図６の実施形態は、図１の実施形態
における直流電流検出器２７に代えて直流電圧検出器３
０を設け、同じく負荷状態検出回路２８に代えて、回生
状態検出回路３１を設けたものに相当する。

【００４１】まず直流電圧検出器３０は、コンデンサ３
の端子電圧、すなわち直流部分の電圧を検出し、電圧信
号ＶＤＣを発生する働きをする。次に、回生状態検出回
路３１は、電圧信号ＶＤＣに応じて負荷が回生状態にあ
るか否かを判断し、制御指令信号ＣＴＲと、電磁開閉器
２９に対する開閉指令Ｍｇを出力する働きをする。

【００４２】図７は、この回生状態検出回路３１の電圧
比較特性を示したもので、直流電圧信号ＶＤＣの値が設
定値ＶＤＣ１以上になったとき、回生検出信号ＶＤＯＶ
がレベル１となるようになっている。図８は、継電器保
護連動回路により構成した場合の回生状態検出回路３１
の具体的な回路構成を示したもので、上記した回生検出
信号ＶＤＯＶは接点で示してある。

【００４３】従って、この図８に示した回生状態検出回
路３１は、図５の負荷状態検出回路２８における継電器
Ｃ３０に代えて、継電器Ｖ３０を設けたものに相当し、
その他の構成は同じであり、この結果、この図６の実施
形態では、コンデンサ３の端子電圧に応じてコンバータ
部２の動作モードが切換えられ、低電圧時、すなわち直
流電圧信号ＶＤＣの値が図７に示した設定値ＶＤＣ１未
満のときは、ダイオード２ｇ〜２ｌによるダイオードブ
リッジ整流モードで動作し、高電圧時、すなわち直流電
圧信号ＶＤＣの値が図７に示した設定値ＶＤＣ１以上の
ときは、スイッチング素子２ａ〜２ｆのスイッチング動
作によるＰＷＭ電力変換モードになって動作することに
なる。

【００４４】ここで、コンデンサ３の端子電圧について
みると、この電圧は、負荷が電力を取り込んでいるとき
は低くなり、負荷が電力を発生しているとき、つまり回
生状態のときは高くなる。

【００４５】従って、この図６の実施形態によれば、負
荷の動作状態に応じてコンバータ部２の動作モードが切
換えられ、力行時、つまり負荷が電力を消費していると
きには、ダイオード２ｇ〜２ｌによるダイオードブリッ
ジ整流モードで動作し、回生時、つまり負荷が電力を発
生しているときには、スイッチング素子２ａ〜２ｆのス
イッチング動作によるＰＷＭ電力変換モードになって動
作することになる。

【００４６】回生動作のためには、コンバータ部２が逆
変換動作する必要があるので、ダイオードブリッジ整流
モードでは対応できない。しかるに、この図６の実施形
態によれば、負荷が回生状態になるとコンバータ部２の
動作モードが自動的にＰＷＭ電力変換モードに移行し、
従って、この実施形態によれば、回生運転も含めて、負
荷の状態に常に的確に対応でき、安定した運転状態を保
つことができる。

【００４７】

【発明の効果】本発明によれば、交流電流と直流電圧の
制御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継
続した運転が保てるので、構成が簡略化でき、しかも信
頼性の高いパルス幅変調方式の電力変換装置を容易に提
供することができる。また、本発明によれば、スイッチ
ング素子のスイッチング頻度を少なくすることができる
ので、スイッチング損失が低減され、高効率のパルス幅
変調電力変換装置を容易に提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第１
の実施形態を示すブロック回路図である。

【図２】第１の実施形態における無効電力制御回路の一
例を示すブロック図である。

【図３】第１の実施形態における関数発生器の設定特性
の一例を示す説明図である。

【図４】第１の実施形態における負荷状態検出回路の電
流比較特性の一例を示す特性図である。

【図５】第１の実施形態における負荷状態検出回路の一
例を示す回路図である。

【図６】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第２
の実施形態を示すブロック回路図である。

【図７】第２の実施形態における回生状態検出回路の電
圧比較特性の一例を示す特性図である。

【図８】第２の実施形態における回生状態検出回路の一
例を示す回路図である。無効電力制御回路の一具体例を
示すブロック図である。

【図９】パルス幅変調電力変換装置の従来例を示すブロ
ック回路図である。

【図１０】パルス幅変調電力変換装置における正弦波Ｐ
ＷＭ制御信号発生器の動作を説明するための波形図であ
る。

【図１１】パルス幅変調電力変換装置の動作を説明する
ためのベクトル図である。

【符号の説明】

１３相交流電源２コンバータ部３平滑用のコンデンサ４インバータ部５誘導電動機６リアクトル１６電圧電流変成器１７無効電力検出器１８無効電力制御回路２０電圧位相検出器２１ａ〜２１ｃ関数発生器２２ａ〜２２ｃ比較器２３搬送波発生器２７直流電流検出器２８負荷状態検出回路２９電磁接触器３０直流電圧検出器３１回生状態検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに逆並列接続された自己消弧型スイ
ッチング素子とダイオード素子からなるアームのグレン
ツ結線による電力変換部を備え、該電力変換部により、
交流電源と直流負荷の間での電力変換を行なうようにし
たパルス幅変調電力変換装置において、前記電力変換部の動作モードを、ダイオードブリッジ整
流モードと、パルス幅変調電力変換モードの何れかに切
換える手段を設け、負荷の状態に応じて、前記電力変換部の動作モードが選
択されるように構成したことを特徴とするパルス幅変調
電力変換装置。
【請求項２】互いに逆並列接続された自己消弧型スイ
ッチング素子とダイオード素子からなるアームのグレン
ツ結線による電力変換部を備え、該電力変換部により、
交流電源と直流負荷の間での電力変換を行なうようにし
たパルス幅変調電力変換装置において、前記電力変換部の動作モードを、ダイオードブリッジ整
流モードと、パルス幅変調電力変換モードの何れかに切
換える制御手段と、前記電力変換部の直流側の電圧を検出する電圧検出手段
とを設け、前記電圧検出手段の検出結果に応じて、前記電力変換部
の動作モードが選択されるように構成したことを特徴と
するパルス幅変調電力変換装置。
【請求項３】互いに逆並列接続された自己消弧型スイ
ッチング素子とダイオード素子からなるアームのグレン
ツ結線による電力変換部を備え、該電力変換部により、
交流電源と直流負荷の間での電力変換を行なうようにし
たパルス幅変調電力変換装置において、前記電力変換部の動作モードを、ダイオードブリッジ整
流モードと、パルス幅変調電力変換モードの何れかに切
換える制御手段と、前記電力変換部の直流側の電流を検出する電流検出手段
とを設け、前記電流検出手段の検出結果に応じて、前記電力変換部
の動作モードが選択されるように構成したことを特徴と
するパルス幅変調電力変換装置。