JPH1056487A - 直交復調回路 - Google Patents
直交復調回路Info
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- JPH1056487A JPH1056487A JP8227836A JP22783696A JPH1056487A JP H1056487 A JPH1056487 A JP H1056487A JP 8227836 A JP8227836 A JP 8227836A JP 22783696 A JP22783696 A JP 22783696A JP H1056487 A JPH1056487 A JP H1056487A
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- JP
- Japan
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- signal
- circuit
- phase
- quadrature
- output
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ロールオフフィルタをディジタル化して内蔵す
る等してループ遅延が増大した場合に、チャネル変更等
で大きな周波数変動が生じた場合でも、速やかで安定な
搬送波再生が可能な直交復調回路の提供。 【解決手段】セレクタ13及び14を、誤り検出／訂正回路
17が検出する誤りの数が予め設定した閾値を超えた時は
Ａ／Ｄ変換器７、８からの信号を選択し、それ以外の時
は波形等化器12の出力を選択して搬送波位相誤差検出回
路11にフィードバックするように搬送波再生ループを構
成することで、大きな周波数変動が生じ誤りが多く検出
される時に信号歪みは大きいが遅延の小さく応答の早い
ループを用いてある程度の周波数まで追い込み、周波数
変動が少なくなり誤りが少なくなった時に遅延は大きい
が波形等化後の信号歪みの小さい信号を用いることで安
定したループを構成できる。
る等してループ遅延が増大した場合に、チャネル変更等
で大きな周波数変動が生じた場合でも、速やかで安定な
搬送波再生が可能な直交復調回路の提供。 【解決手段】セレクタ13及び14を、誤り検出／訂正回路
17が検出する誤りの数が予め設定した閾値を超えた時は
Ａ／Ｄ変換器７、８からの信号を選択し、それ以外の時
は波形等化器12の出力を選択して搬送波位相誤差検出回
路11にフィードバックするように搬送波再生ループを構
成することで、大きな周波数変動が生じ誤りが多く検出
される時に信号歪みは大きいが遅延の小さく応答の早い
ループを用いてある程度の周波数まで追い込み、周波数
変動が少なくなり誤りが少なくなった時に遅延は大きい
が波形等化後の信号歪みの小さい信号を用いることで安
定したループを構成できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多値ＱＡＭ（Quad
rature Amplitude Modulation）復調装置に関し、特
に、復調用の局部搬送波発振器の搬送波再生の制御ルー
プ回路に関する。
rature Amplitude Modulation）復調装置に関し、特
に、復調用の局部搬送波発振器の搬送波再生の制御ルー
プ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル伝送方式の一つである多値Ｑ
ＡＭ伝送方式は、古くからマイクロ波無線通信の分野で
よく知られている伝送方式であるが、近年、ケーブルを
使った双方向ＴＶや、ケーブルモデムを使ったインター
ネット配信等が注目を集めるようになると、ケーブル伝
送の分野でも大量のディジタルデータを転送する技術と
して注目を集めている。
ＡＭ伝送方式は、古くからマイクロ波無線通信の分野で
よく知られている伝送方式であるが、近年、ケーブルを
使った双方向ＴＶや、ケーブルモデムを使ったインター
ネット配信等が注目を集めるようになると、ケーブル伝
送の分野でも大量のディジタルデータを転送する技術と
して注目を集めている。
【０００３】ところで、無線分野における多値ＱＡＭ伝
送については、気象条件等様々な要因による伝送路特性
の変化による伝送歪みをいかに補償するかが主要な問題
となっていたが、一対一のチャネル固定の伝送を基本に
していたため、反射による伝送歪みの問題やチャネル切
り替えの問題は、主要な問題となり得なかった。
送については、気象条件等様々な要因による伝送路特性
の変化による伝送歪みをいかに補償するかが主要な問題
となっていたが、一対一のチャネル固定の伝送を基本に
していたため、反射による伝送歪みの問題やチャネル切
り替えの問題は、主要な問題となり得なかった。
【０００４】しかし、ケーブルを使った伝送において
は、伝送路特性は伝送路の構成に依存するため、ケーブ
ル伝送路において伝送歪みの度合いはほとんど変化しな
い。ところが、基本的に１対多の伝送となるため、ケー
ブル内における反射による伝送歪みの問題が生じ、また
いくつものチャネルを切り替えて使用することとなるた
め、頻繁に生じるチャネル切り替え後の同期検出の早さ
の問題といった、無線分野では主要な要因とならなかっ
た問題が、ケーブル伝送において主要な問題となってい
る。
は、伝送路特性は伝送路の構成に依存するため、ケーブ
ル伝送路において伝送歪みの度合いはほとんど変化しな
い。ところが、基本的に１対多の伝送となるため、ケー
ブル内における反射による伝送歪みの問題が生じ、また
いくつものチャネルを切り替えて使用することとなるた
め、頻繁に生じるチャネル切り替え後の同期検出の早さ
の問題といった、無線分野では主要な要因とならなかっ
た問題が、ケーブル伝送において主要な問題となってい
る。
【０００５】また、装置の低価格化のためロールオフフ
ィルタを、従来のアナログＳＡＷ（弾性表面波）フィル
タから、ディジタル化してＬＳＩ化する等の工夫が求め
られている。
ィルタを、従来のアナログＳＡＷ（弾性表面波）フィル
タから、ディジタル化してＬＳＩ化する等の工夫が求め
られている。
【０００６】図４に、従来の多値ＱＡＭ復調に用いられ
る直交復調回路において、ディジタルロールオフフィル
タを用いた構成の一例を示す。
る直交復調回路において、ディジタルロールオフフィル
タを用いた構成の一例を示す。
【０００７】図４に示すように、従来の直交復調回路
は、信号入力端子１より入力した中間周波数信号（以下
「ＩＦ信号」という）を２分割し、一方の信号を混合器
３において電圧制御局部搬送波発信器（以下「ＶＣＯ」
という）５によって再生された同相の局部搬送波と乗算
し、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）２０に
より余分な高周波成分を除去して同相信号Ｉを得るよう
に構成され、また他方の信号を混合器４においてＶＣＯ
５によって再生された局部搬送波に対し位相器６により
９０°位相差をつけた直交の局部搬送波と乗算し、ＬＰ
Ｆ２１により余分な高周波成分を除去して直交信号Ｑを
得るように構成されている。
は、信号入力端子１より入力した中間周波数信号（以下
「ＩＦ信号」という）を２分割し、一方の信号を混合器
３において電圧制御局部搬送波発信器（以下「ＶＣＯ」
という）５によって再生された同相の局部搬送波と乗算
し、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）２０に
より余分な高周波成分を除去して同相信号Ｉを得るよう
に構成され、また他方の信号を混合器４においてＶＣＯ
５によって再生された局部搬送波に対し位相器６により
９０°位相差をつけた直交の局部搬送波と乗算し、ＬＰ
Ｆ２１により余分な高周波成分を除去して直交信号Ｑを
得るように構成されている。
【０００８】さらに、ここで得た同相信号Ｉ及び直交信
号ＱをそれぞれＡ／Ｄ変換器７及び８により、ディジタ
ル同相信号ＩD及びディジタル直交信号ＱDに符号化した
後、ロールオフフィルタ９及び１０を介して波形等化器
１２に入力し、波形等化処理を行い、同相復調信号ＩMD
及び直交復調信号ＱMDを得る。
号ＱをそれぞれＡ／Ｄ変換器７及び８により、ディジタ
ル同相信号ＩD及びディジタル直交信号ＱDに符号化した
後、ロールオフフィルタ９及び１０を介して波形等化器
１２に入力し、波形等化処理を行い、同相復調信号ＩMD
及び直交復調信号ＱMDを得る。
【０００９】そして、波形等化器１２で得られた復調信
号ＩMD、ＱMDを、符号変換回路１６で変換した後、誤り
検出／訂正回路１７で誤り訂正を行い出力する。
号ＩMD、ＱMDを、符号変換回路１６で変換した後、誤り
検出／訂正回路１７で誤り訂正を行い出力する。
【００１０】また、搬送波再生は、波形等化器１２の出
力を搬送波位相誤差検出回路１１にフィードバックし
て、搬送波位相誤差を検出し、誤差信号をＤ／Ａ変換器
１９を介してＶＣＯ５にフィードバックすることでＶＣ
Ｏ５が正しい周波数と位相をもつ局部搬送波を再生する
ように制御ループを構成することで実現している。
力を搬送波位相誤差検出回路１１にフィードバックし
て、搬送波位相誤差を検出し、誤差信号をＤ／Ａ変換器
１９を介してＶＣＯ５にフィードバックすることでＶＣ
Ｏ５が正しい周波数と位相をもつ局部搬送波を再生する
ように制御ループを構成することで実現している。
【００１１】ここで、従来の搬送波位相誤差検出は波形
等化器１２の出力を用いて行っている。これは波形等化
前の出力を使うと、信号に伝送歪みが存在するため位相
誤差検出回路１１が、伝送歪みを位相誤差と誤判定して
ＶＣＯ５の制御電圧を変化させ逆に局部搬送波が不安定
になってしまうためである。
等化器１２の出力を用いて行っている。これは波形等化
前の出力を使うと、信号に伝送歪みが存在するため位相
誤差検出回路１１が、伝送歪みを位相誤差と誤判定して
ＶＣＯ５の制御電圧を変化させ逆に局部搬送波が不安定
になってしまうためである。
【００１２】しかし、従来アナログＳＡＷフィルタで構
成していたロールオフフィルタ９、１０をディジタル化
して構成した場合、図４に示すように、Ａ／Ｄ変換器７
及び８の後段に挿入することになるが、所望の特性を得
るためには、ロールオフフィルタのタップ数を大きくす
る必要があり、結果として、搬送波再生ループ遅延が大
きくなる。
成していたロールオフフィルタ９、１０をディジタル化
して構成した場合、図４に示すように、Ａ／Ｄ変換器７
及び８の後段に挿入することになるが、所望の特性を得
るためには、ロールオフフィルタのタップ数を大きくす
る必要があり、結果として、搬送波再生ループ遅延が大
きくなる。
【００１３】安定した搬送波再生を行うための従来技術
として、周波数の安定度に応じて適応的に信号経路を切
り替えるようにしたディジタル多重無線の多値ＱＡＭ復
調装置の構成が、例えば特開平２−１５０１４５号公報
に提案されている。
として、周波数の安定度に応じて適応的に信号経路を切
り替えるようにしたディジタル多重無線の多値ＱＡＭ復
調装置の構成が、例えば特開平２−１５０１４５号公報
に提案されている。
【００１４】図５は、上記公報に提案される従来の直交
復調回路の構成を示す図である。図５を参照して、この
従来の構成は、図４に示した従来技術の搬送波位相誤差
検出回路１１を、波形等化器１２の入力信号を入力とす
る制御回路３０１と、波形等化器１２の出力信号を入力
とする制御回路３０２と、制御回路３０１の発生する位
相誤差信号と、制御回路３０２の発生する位相誤差信号
とを比較しセレクタ３０３の制御信号を発生する比較手
段３０４と、制御回路３０１の発生する位相誤差信号
と、制御回路３０２の発生する位相誤差信号とを入力と
し比較手段３０４からの制御信号により制御されるセレ
クタ３０３と、セレクタ３０３の出力を入力としフィル
タ処理を行って出力するループフィルタ３０５から構成
される搬送波位相誤差検出回路３０で置き換えた点が大
きく異なっている。なお、図４の誤り訂正回路１７が存
在しない点は本質的差異では無い。
復調回路の構成を示す図である。図５を参照して、この
従来の構成は、図４に示した従来技術の搬送波位相誤差
検出回路１１を、波形等化器１２の入力信号を入力とす
る制御回路３０１と、波形等化器１２の出力信号を入力
とする制御回路３０２と、制御回路３０１の発生する位
相誤差信号と、制御回路３０２の発生する位相誤差信号
とを比較しセレクタ３０３の制御信号を発生する比較手
段３０４と、制御回路３０１の発生する位相誤差信号
と、制御回路３０２の発生する位相誤差信号とを入力と
し比較手段３０４からの制御信号により制御されるセレ
クタ３０３と、セレクタ３０３の出力を入力としフィル
タ処理を行って出力するループフィルタ３０５から構成
される搬送波位相誤差検出回路３０で置き換えた点が大
きく異なっている。なお、図４の誤り訂正回路１７が存
在しない点は本質的差異では無い。
【００１５】図５において、波形等化器１２の入力信号
から得られる制御結果と、波形等化器１２の出力信号か
ら得られる制御結果を比較し、一致する時を定常時、一
致しない時を非定常時すなわち伝送歪み等が生じ波形等
化器１２が等化処理を行っている時と判断し、定常時に
は波形等化器１２の入力信号を用いて遅延の短い制御ル
ープを構成し、非定常時には波形等化器１２の出力信号
を用いて遅延の大きな制御ループを構成している。これ
は、定常時には遅延の少ないループを用いることで周波
数変動に対する応答の早い回路を提供するものである。
から得られる制御結果と、波形等化器１２の出力信号か
ら得られる制御結果を比較し、一致する時を定常時、一
致しない時を非定常時すなわち伝送歪み等が生じ波形等
化器１２が等化処理を行っている時と判断し、定常時に
は波形等化器１２の入力信号を用いて遅延の短い制御ル
ープを構成し、非定常時には波形等化器１２の出力信号
を用いて遅延の大きな制御ループを構成している。これ
は、定常時には遅延の少ないループを用いることで周波
数変動に対する応答の早い回路を提供するものである。
【００１６】しかし、ケーブル伝送の場合には、伝送路
特性は気象等の変動要因ではなく、伝送路の構成等の固
定要因で決まってしまうため、状態の悪い伝送路は、い
つまでも悪いままであり、いつも遅延の長いループを構
成することとなる。
特性は気象等の変動要因ではなく、伝送路の構成等の固
定要因で決まってしまうため、状態の悪い伝送路は、い
つまでも悪いままであり、いつも遅延の長いループを構
成することとなる。
【００１７】また、チャネル変更のあった場合には遅延
の長いループになるため、同期が安定するまでの時間は
改善されない。
の長いループになるため、同期が安定するまでの時間は
改善されない。
【００１８】さらに、ロールオフフィルタはどちらの制
御ループにおいても、ループの中に存在するためループ
遅延を小さくできない。
御ループにおいても、ループの中に存在するためループ
遅延を小さくできない。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
上記従来の回路構成においては、ロールオフフィルタ及
び波形等化器が搬送波再生ループの中に入っているた
め、周波数変動に弱く、応答が遅くなる、という問題点
を有している。このため、チャネル変更時の大きな周波
数変動に素早く追従できず、安定までに時間がかかる。
上記従来の回路構成においては、ロールオフフィルタ及
び波形等化器が搬送波再生ループの中に入っているた
め、周波数変動に弱く、応答が遅くなる、という問題点
を有している。このため、チャネル変更時の大きな周波
数変動に素早く追従できず、安定までに時間がかかる。
【００２０】その理由は、従来の回路において、アナロ
グのＳＡＷフィルタで構成していたロールオフフィルタ
をコストダウンのためディジタル化して内蔵すると、所
望の特性を得るにはタップ数を大きくする必要があり、
結果としてループ遅延が大きくなる、ためである。
グのＳＡＷフィルタで構成していたロールオフフィルタ
をコストダウンのためディジタル化して内蔵すると、所
望の特性を得るにはタップ数を大きくする必要があり、
結果としてループ遅延が大きくなる、ためである。
【００２１】また、多値ＱＡＭ復調装置は、波形歪みを
補正するための波形等化器１２が不可欠であるが、ＣＡ
ＴＶ（有線テレビジョン）への応用等においては、この
波形等化器のタップ数が増大しているため、ループ遅延
はさらに大きくなる。
補正するための波形等化器１２が不可欠であるが、ＣＡ
ＴＶ（有線テレビジョン）への応用等においては、この
波形等化器のタップ数が増大しているため、ループ遅延
はさらに大きくなる。
【００２２】したがって、本発明は、上記問題点に鑑み
てなされたものであって、その目的はロールオフフィル
タを内蔵した多値ＱＡＭ復調を行う直交復調回路におい
て、周波数変動時、特にチャネル切り替えによる大きな
周波数変動時に、速やかに安定した同期を得ることを可
能とする直交復調器を提供することにある。
てなされたものであって、その目的はロールオフフィル
タを内蔵した多値ＱＡＭ復調を行う直交復調回路におい
て、周波数変動時、特にチャネル切り替えによる大きな
周波数変動時に、速やかに安定した同期を得ることを可
能とする直交復調器を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明の直交復調回路は、多値ＱＡＭ信号を２分岐
し、これらを２つの混合器にて、局部搬送波発振器の出
力を分岐した互いに９０°位相差を持った２つの局部搬
送波と、各々乗算検波し、復調して得られたアナログ同
相信号（Ｉ）とアナログ直交信号（Ｑ）とを、Ａ／Ｄ変
換器で識別し符号化してなるディジタル同相信号
（ＩD）とディジタル直交信号（ＱD）を、それぞれ低域
ろ波処理を行った後、波形等化器で波形等化し、同相復
調信号（ＩMD）と直交復調信号（ＱMD）を出力した後、
符号変換を行い、誤り検出／訂正を行う直交復調回路に
おいて、前記局部搬送波発信器を制御する搬送波再生ル
ープが、搬送波位相誤差検出回路と、該搬送波位相誤差
検出回路が出力する位相誤差信号をアナログ信号に変換
し前記局部搬送波発信器にフィードバックするＤ／Ａ変
換器と、を含み、前記搬送波位相誤差検出回路の入力に
は、前記波形等化器よりも前段からの信号と、前記波形
等化器の出力信号とを、前記誤り検出／訂正回路が出力
する制御信号によって選択する選択回路の出力が供給さ
れる、ことを特徴とする。
め、本発明の直交復調回路は、多値ＱＡＭ信号を２分岐
し、これらを２つの混合器にて、局部搬送波発振器の出
力を分岐した互いに９０°位相差を持った２つの局部搬
送波と、各々乗算検波し、復調して得られたアナログ同
相信号（Ｉ）とアナログ直交信号（Ｑ）とを、Ａ／Ｄ変
換器で識別し符号化してなるディジタル同相信号
（ＩD）とディジタル直交信号（ＱD）を、それぞれ低域
ろ波処理を行った後、波形等化器で波形等化し、同相復
調信号（ＩMD）と直交復調信号（ＱMD）を出力した後、
符号変換を行い、誤り検出／訂正を行う直交復調回路に
おいて、前記局部搬送波発信器を制御する搬送波再生ル
ープが、搬送波位相誤差検出回路と、該搬送波位相誤差
検出回路が出力する位相誤差信号をアナログ信号に変換
し前記局部搬送波発信器にフィードバックするＤ／Ａ変
換器と、を含み、前記搬送波位相誤差検出回路の入力に
は、前記波形等化器よりも前段からの信号と、前記波形
等化器の出力信号とを、前記誤り検出／訂正回路が出力
する制御信号によって選択する選択回路の出力が供給さ
れる、ことを特徴とする。
【００２４】本発明においては、前記誤り検出／訂正回
路が検出する誤り発生回数が予め定めた所定の値よりも
大の時に、前記選択回路が、前記波形等化器よりも前段
からの信号を選択出力するように制御する。
路が検出する誤り発生回数が予め定めた所定の値よりも
大の時に、前記選択回路が、前記波形等化器よりも前段
からの信号を選択出力するように制御する。
【００２５】また、本発明においては、前記誤り検出／
訂正回路が検出する同期はずれ回数が予め定めた所定の
値よりも大の時に、前記選択回路が、前記波形等化器よ
りも前段からの信号を選択出力するように制御すること
を特徴とする。
訂正回路が検出する同期はずれ回数が予め定めた所定の
値よりも大の時に、前記選択回路が、前記波形等化器よ
りも前段からの信号を選択出力するように制御すること
を特徴とする。
【００２６】また、本発明においては、前記Ａ／Ｄ変換
器で識別し符号化してなるディジタル同相信号（ＩD）
及びディジタル直交信号（ＱD）と、前記波形等化器か
ら出力される同相復調信号（ＩMD）及び直交復調信号
（ＱMD）が前記選択回路に入力されて、切替制御され
る。
器で識別し符号化してなるディジタル同相信号（ＩD）
及びディジタル直交信号（ＱD）と、前記波形等化器か
ら出力される同相復調信号（ＩMD）及び直交復調信号
（ＱMD）が前記選択回路に入力されて、切替制御され
る。
【００２７】本発明の作用を説明すれば、チャネル切り
替え等によって生じる大きな周波数変動を、誤り検出／
訂正回路により検出される誤りの数が予め設定したしき
い値を超えるか否かで判断し、該しきい値を超えたとき
に、搬送波位相誤差検出回路への入力信号を、ループ遅
延が大きい波形等化器の出力信号から、ループ遅延の小
さい符号化直後の信号に切り替え、これにより、速やか
な搬送波再生を可能とし、同期がある程度安定して誤り
の数がしきい値を下回った時には、再び、波形等化器の
出力信号を用いることで、安定な搬送波再生を可能にし
ている。
替え等によって生じる大きな周波数変動を、誤り検出／
訂正回路により検出される誤りの数が予め設定したしき
い値を超えるか否かで判断し、該しきい値を超えたとき
に、搬送波位相誤差検出回路への入力信号を、ループ遅
延が大きい波形等化器の出力信号から、ループ遅延の小
さい符号化直後の信号に切り替え、これにより、速やか
な搬送波再生を可能とし、同期がある程度安定して誤り
の数がしきい値を下回った時には、再び、波形等化器の
出力信号を用いることで、安定な搬送波再生を可能にし
ている。
【００２８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００２９】図１は、本発明の実施の形態の構成を示す
図である。図１を参照すると、本発明の最良の実施の形
態においては、入力端子１から入力された中間周波数信
号（「ＩＦ信号」という）を２分割し、一方の信号を混
合器３において、電圧制御局部搬送波発信器（「ＶＣ
Ｏ」という）５によって再生された同相局部搬送波と乗
算し、ローパスフィルタ（「ＬＰＦ」という）２０によ
り余分な高周波成分を除去してアナログ同相信号Ｉを得
ると同時に、他方の信号を混合器４において、ＶＣＯ５
によって再生された同時搬送波に対し位相器６により９
０°位相差をつけた直交局部搬送波と乗算し、ＬＰＦ２
１により余分な高周波成分を除去してアナログ直交信号
Ｑを得ている。
図である。図１を参照すると、本発明の最良の実施の形
態においては、入力端子１から入力された中間周波数信
号（「ＩＦ信号」という）を２分割し、一方の信号を混
合器３において、電圧制御局部搬送波発信器（「ＶＣ
Ｏ」という）５によって再生された同相局部搬送波と乗
算し、ローパスフィルタ（「ＬＰＦ」という）２０によ
り余分な高周波成分を除去してアナログ同相信号Ｉを得
ると同時に、他方の信号を混合器４において、ＶＣＯ５
によって再生された同時搬送波に対し位相器６により９
０°位相差をつけた直交局部搬送波と乗算し、ＬＰＦ２
１により余分な高周波成分を除去してアナログ直交信号
Ｑを得ている。
【００３０】さらに、ここで得た同相信号Ｉ及び直交信
号ＱをそれぞれＡ／Ｄ変換器７及び８によりディジタル
同相信号ＩD及びディジタル直交信号ＱDに符号化した
後、ロールオフフィルタ９及び１０を介して波形等化器
１２に入力し波形等化処理を行い同相復調信号ＩMD及び
直交復調信号ＱMDを得る。
号ＱをそれぞれＡ／Ｄ変換器７及び８によりディジタル
同相信号ＩD及びディジタル直交信号ＱDに符号化した
後、ロールオフフィルタ９及び１０を介して波形等化器
１２に入力し波形等化処理を行い同相復調信号ＩMD及び
直交復調信号ＱMDを得る。
【００３１】波形等化器１２で得られた復調信号を符号
変換回路１６で変換した後、誤り検出／訂正回路１７で
誤りの数を検出すると同時に、誤り訂正を行い出力して
いる。
変換回路１６で変換した後、誤り検出／訂正回路１７で
誤りの数を検出すると同時に、誤り訂正を行い出力して
いる。
【００３２】また、搬送波再生は、波形等化器１２の出
力と、Ａ／Ｄ変換器７、８の出力をセレクタ１３、１４
を介して搬送波位相誤差検出回路１１にフィードバック
して搬送波位相誤差を検出し、誤差信号をＤ／Ａ変換器
１９を介してＶＣＯ５にフィードバックすることで、Ｖ
ＣＯ５が正しい周波数と位相をもつ局部搬送波を再生す
るように制御ループを構成している。
力と、Ａ／Ｄ変換器７、８の出力をセレクタ１３、１４
を介して搬送波位相誤差検出回路１１にフィードバック
して搬送波位相誤差を検出し、誤差信号をＤ／Ａ変換器
１９を介してＶＣＯ５にフィードバックすることで、Ｖ
ＣＯ５が正しい周波数と位相をもつ局部搬送波を再生す
るように制御ループを構成している。
【００３３】ここで、セレクタ１３、１４は、誤り検出
／訂正回路１７の検出する誤りの数の大小を判定して制
御信号を発生する判定回路１５からの制御信号により選
択が制御される。
／訂正回路１７の検出する誤りの数の大小を判定して制
御信号を発生する判定回路１５からの制御信号により選
択が制御される。
【００３４】次に、本発明の実施の形態の動作を説明す
る。
る。
【００３５】チャネル変更等で大きな周波数変動が生じ
るときは、誤り検出／訂正回路１７は大量の誤りを検出
する。このため、この誤りの数の大小によって、周波数
変動の大小を判定することができる。
るときは、誤り検出／訂正回路１７は大量の誤りを検出
する。このため、この誤りの数の大小によって、周波数
変動の大小を判定することができる。
【００３６】図１において、判定回路１５は、誤り検出
／訂正回路１７が検出する誤りの発生回数が、予め設定
したしきい値を超えているか否かを判定し、セレクタ１
３及び１４に対して、しきい値を超えた時には、Ａ／Ｄ
変換器７、８からの信号を選択し、それ以外の時には、
波形等化器１２の出力を選択するように切替制御してい
る。
／訂正回路１７が検出する誤りの発生回数が、予め設定
したしきい値を超えているか否かを判定し、セレクタ１
３及び１４に対して、しきい値を超えた時には、Ａ／Ｄ
変換器７、８からの信号を選択し、それ以外の時には、
波形等化器１２の出力を選択するように切替制御してい
る。
【００３７】本発明の実施の形態においては、このよう
に制御することで、大きな周波数変動が生じ誤りが多く
検出される時には、信号歪みは大きいが遅延の小さく応
答の早いループを用いてある程度の周波数まで追い込
み、周波数変動が少なくなり誤りが少なくなって来た時
には、遅延は大きいが波形等化後の信号歪みの小さい信
号を用いてループを構成することで安定したループを構
成できる。
に制御することで、大きな周波数変動が生じ誤りが多く
検出される時には、信号歪みは大きいが遅延の小さく応
答の早いループを用いてある程度の周波数まで追い込
み、周波数変動が少なくなり誤りが少なくなって来た時
には、遅延は大きいが波形等化後の信号歪みの小さい信
号を用いてループを構成することで安定したループを構
成できる。
【００３８】
【実施例】上記した本発明の実施の形態についてさらに
詳細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照
して以下に説明する。
詳細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照
して以下に説明する。
【００３９】図２は、本発明の一実施例の構成を示す図
である。図２を参照すると、本発明の一実施例は、図１
を参照して説明した上記実施の形態における誤り検出／
訂正回路１７は、入力された信号から同期を検出し、同
期を検出できない時には同期はずれ信号を出力する同期
検出回路１７１と、同期検出後の信号から誤りを検出
し、誤りが検出された時には誤り検出フラグを発生する
誤り検出回路１７２と、誤り訂正を行う誤り訂正回路１
７４と、誤り検出フラグをカウントし、そのカウント値
を誤り量として判定回路１５に対し出力するカウンタ１
７３と、を備えて構成されている。また、判定回路１５
は、予め設定したしきい値を保存するレジスタ１５２
と、判定回路１５に入力された誤り量とレジスタ１５２
の値を比較し、セレクタ１３及び１４を制御する制御信
号を発生する比較器１５１と、を備えて構成されてい
る。
である。図２を参照すると、本発明の一実施例は、図１
を参照して説明した上記実施の形態における誤り検出／
訂正回路１７は、入力された信号から同期を検出し、同
期を検出できない時には同期はずれ信号を出力する同期
検出回路１７１と、同期検出後の信号から誤りを検出
し、誤りが検出された時には誤り検出フラグを発生する
誤り検出回路１７２と、誤り訂正を行う誤り訂正回路１
７４と、誤り検出フラグをカウントし、そのカウント値
を誤り量として判定回路１５に対し出力するカウンタ１
７３と、を備えて構成されている。また、判定回路１５
は、予め設定したしきい値を保存するレジスタ１５２
と、判定回路１５に入力された誤り量とレジスタ１５２
の値を比較し、セレクタ１３及び１４を制御する制御信
号を発生する比較器１５１と、を備えて構成されてい
る。
【００４０】また、セレクタ１３及び１４は、判定回路
１５から出力される制御信号が“１”の時、Ａ／Ｄ変換
器７及び８の出力信号ＩD及びＱDを選択し、制御信号が
“０”の時波形等化器１２の出力ＩMD及びＱMDを選択す
るように構成されている。
１５から出力される制御信号が“１”の時、Ａ／Ｄ変換
器７及び８の出力信号ＩD及びＱDを選択し、制御信号が
“０”の時波形等化器１２の出力ＩMD及びＱMDを選択す
るように構成されている。
【００４１】チャネル切り替え等により急激な周波数変
動が生じると、符号誤りが生じるため、誤り検出回路１
７２は、誤りを検出し、検出したデータに同期したフラ
グを出力する。カウンタ１７３はこのフラグをカウント
し、一定サイクル毎に判定回路１５にフラグのカウント
値を出力する。
動が生じると、符号誤りが生じるため、誤り検出回路１
７２は、誤りを検出し、検出したデータに同期したフラ
グを出力する。カウンタ１７３はこのフラグをカウント
し、一定サイクル毎に判定回路１５にフラグのカウント
値を出力する。
【００４２】判定回路１５は、比較器１５１によりカウ
ンタ１７３のカウント値をレジスタ１５２に保存されて
いるしきい値と比較し、カウンタ１７３の値がしきい値
より大きい場合、セレクタ１３及び１４に対する制御信
号を“１”とし、Ａ／Ｄ変換器７及び８の出力信号ＩD
及びＱDを搬送波位相誤差検出回路１１の入力信号とす
ることで、信号歪みはあるが遅延の短いループを構成し
速やかな搬送波再生を行うことができる。
ンタ１７３のカウント値をレジスタ１５２に保存されて
いるしきい値と比較し、カウンタ１７３の値がしきい値
より大きい場合、セレクタ１３及び１４に対する制御信
号を“１”とし、Ａ／Ｄ変換器７及び８の出力信号ＩD
及びＱDを搬送波位相誤差検出回路１１の入力信号とす
ることで、信号歪みはあるが遅延の短いループを構成し
速やかな搬送波再生を行うことができる。
【００４３】そして、ループが安定してきて、誤り検出
回路１７２の検出する誤りの数が少なくなってきたと
き、カウンタ１７３のカウント値は、レジスタ１５２に
保存されているしきい値を下回るため、比較器１５１
は、セレクタ１３及び１４の制御信号を０に戻し波形等
化器１２の出力ＩMD及びＱMDを搬送波位相誤差検出回路
１１の入力信号とすることで、遅延が長いが波形等化後
の歪みの少ない信号を用いたループを構成し安定した搬
送波再生を行うことができる。
回路１７２の検出する誤りの数が少なくなってきたと
き、カウンタ１７３のカウント値は、レジスタ１５２に
保存されているしきい値を下回るため、比較器１５１
は、セレクタ１３及び１４の制御信号を０に戻し波形等
化器１２の出力ＩMD及びＱMDを搬送波位相誤差検出回路
１１の入力信号とすることで、遅延が長いが波形等化後
の歪みの少ない信号を用いたループを構成し安定した搬
送波再生を行うことができる。
【００４４】また、誤り訂正を行うためには、一連のデ
ータの先頭ビットを検出する必要があり、一般にそのた
めの同期信号がある定められたビット数毎に挿入されて
いるが、その同期信号が検出されるか否かで周波数変動
の検出を行うことも可能である。これは、周波数変動が
大きい時には、同期信号の検出さえも不可能になってし
まうからである。
ータの先頭ビットを検出する必要があり、一般にそのた
めの同期信号がある定められたビット数毎に挿入されて
いるが、その同期信号が検出されるか否かで周波数変動
の検出を行うことも可能である。これは、周波数変動が
大きい時には、同期信号の検出さえも不可能になってし
まうからである。
【００４５】図３に、本発明の別の実施例として、周波
数変動を同期信号の検出の有無によって判断する場合の
構成の一例を示す。
数変動を同期信号の検出の有無によって判断する場合の
構成の一例を示す。
【００４６】図２に示した上記実施例では、誤り検出／
訂正回路１７において、カウンタ１７３が誤り検出回路
１７２が誤りを検出したときに発生するフラグをカウン
トして比較器１５１に出力しているのに対し、本実施例
においては、同期検出回路１７１の発生する同期はずれ
信号をカウントして、比較器１５１に出力している点が
相違している。本実施例においては、この点を除いて
は、その構成および動作は、図２に示した上記実施例と
同一とされる。
訂正回路１７において、カウンタ１７３が誤り検出回路
１７２が誤りを検出したときに発生するフラグをカウン
トして比較器１５１に出力しているのに対し、本実施例
においては、同期検出回路１７１の発生する同期はずれ
信号をカウントして、比較器１５１に出力している点が
相違している。本実施例においては、この点を除いて
は、その構成および動作は、図２に示した上記実施例と
同一とされる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
下記記載の効果を奏する。
下記記載の効果を奏する。
【００４８】（１）第１の効果は、チャネル切り替え等
により生じる大きな周波数変動に素早く対応でき、かつ
安定した同期が得られる、ということである。
により生じる大きな周波数変動に素早く対応でき、かつ
安定した同期が得られる、ということである。
【００４９】その理由は、本発明においては、大きな周
波数変動を検出した場合、変動の初期には遅延の小さな
搬送波再生ループを用いて搬送波再生を行い、ある程度
安定したところで遅延の大きなループと用いて搬送波再
生を行う、という具合に選択的に制御を行う構成とした
ことによる。
波数変動を検出した場合、変動の初期には遅延の小さな
搬送波再生ループを用いて搬送波再生を行い、ある程度
安定したところで遅延の大きなループと用いて搬送波再
生を行う、という具合に選択的に制御を行う構成とした
ことによる。
【００５０】（２）第２の効果は、回路規模の増大を抑
止低減し、例えば上記第１の効果を得るために、回路規
模がほとんど増大しなくて済むということである。
止低減し、例えば上記第１の効果を得るために、回路規
模がほとんど増大しなくて済むということである。
【００５１】その理由は、一般に、ケーブルによるデー
タ伝送においては、誤り検出／訂正回路は不可欠であ
り、誤り検出／訂正には、同期検出が不可欠とされるた
め、本本発明を実際に適用した場合に増大する回路要素
は、セレクタ、カウンタ、及び比較器程度とされる、こ
とによる。
タ伝送においては、誤り検出／訂正回路は不可欠であ
り、誤り検出／訂正には、同期検出が不可欠とされるた
め、本本発明を実際に適用した場合に増大する回路要素
は、セレクタ、カウンタ、及び比較器程度とされる、こ
とによる。
【図１】本発明の実施の形態の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図３】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図４】従来の直交復調回路の構成の一を示すブロック
図である。
図である。
【図５】従来のディジタル多重無線の多値ＱＡＭ復調装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
１ ＩＦ信号入力端子 ３、４ 混合器 ５ ＶＣＯ ６ ９０°位相器 ７、８ Ａ／Ｄ変換器 ９、１０ ロールオフフィルタ １１、３０ 搬送波位相誤差検出回路 １２ 波形等化器 １３、１４、３０３ セレクタ １５ 判定回路 １６ 符号変換回路 １７ 誤り検出／訂正回路 １８ データ出力端子 １９ Ｄ／Ａ変換器 ２０、２１ ＬＰＦ １５１ 比較器 １５２ レジスタ １７１ 同期検出回路 １７２ 誤り検出回路 １７３ カウンタ １７２ 誤り訂正回路 ３０１、３０２ 制御回路 ３０４ 比較手段 ３０５ ループフィルタ Ｉ アナログ同相信号 ＩD ディジタル同相信号 ＩMD ディジタル同相復調信号 Ｑ アナログ直交信号 ＱD ディジタル直交信号 ＱMD ディジタル直交復調信号
Claims (5)
- 【請求項１】多値ＱＡＭ信号を２分岐し、これらを２つ
の混合器にて、局部搬送波発振器の出力を分岐した互い
に９０°位相差を持った２つの局部搬送波と、各々乗算
検波し、復調して得られたアナログ同相信号とアナログ
直交信号とを、Ａ／Ｄ変換器で識別し符号化してなるデ
ィジタル同相信号とディジタル直交信号を、それぞれ低
域ろ波処理を行った後、波形等化器で波形等化してなる
同相復調信号と直交復調信号を符号変換を行い、該符号
変換出力の誤り検出／訂正を行う手段を備えた直交復調
回路において、 検出したディジタル位相誤差信号をＤ／Ａ変換しアナロ
グ信号として前記局部搬送波発信器にフィードバックす
る搬送波位相誤差検出手段の入力に対して、前記誤り検
出／訂正手段にて検出される、同期はずれ又は誤り発生
回数が予め定めた所定値を超えた場合には、前記Ａ／Ｄ
変換器のからのディジタル同相信号及びディジタル直交
信号を選択して供給し、これ以外の時には、前記波形等
化器の出力を選択して供給する、ように切替制御する、
ことを特徴とする直交復調回路。 - 【請求項２】多値ＱＡＭ信号を２分岐し、これらを２つ
の混合器にて、局部搬送波発振器の出力を分岐した互い
に９０°位相差を持った２つの局部搬送波と、各々乗算
検波し、復調して得られたアナログ同相信号（Ｉ）と、
アナログ直交信号（Ｑ）を、Ａ／Ｄ変換器で識別し符号
化してなるディジタル同相信号（ＩD）とディジタル直
交信号（ＱD）を、それぞれ低域ろ波処理を行った後、
波形等化器で波形等化し、同相復調信号（ＩMD）と直交
復調信号（ＱMD）を出力した後、符号変換を行い、誤り
検出／訂正を行う直交復調回路において、 前記局部搬送波発信器を制御する搬送波再生ループが、 搬送波位相誤差検出回路と、 該搬送波位相誤差検出回路が出力する位相誤差信号をア
ナログ信号に変換し前記局部搬送波発信器にフィードバ
ックするＤ／Ａ変換器と、を含み、 前記搬送波位相誤差検出回路の入力には、前記波形等化
器よりも前段からの信号と、前記波形等化器の出力信号
とを、前記誤り検出／訂正回路が出力する制御信号によ
って選択する選択回路の出力が供給される、ことを特徴
とする直交復調回路。 - 【請求項３】前記誤り検出／訂正回路が検出する誤り発
生回数が予め定めた所定の値よりも大の時に、前記選択
回路が、前記波形等化器よりも前段からの信号を選択出
力するように制御することを特徴とする請求項２記載の
直交復調回路。 - 【請求項４】前記誤り検出／訂正回路が検出する同期は
ずれ回数が予め定めた所定の値よりも大の時に、前記選
択回路が、前記波形等化器よりも前段からの信号を選択
出力するように制御することを特徴とする請求項２記載
の直交復調回路。 - 【請求項５】前記Ａ／Ｄ変換器で識別し符号化してなる
ディジタル同相信号（ＩD）及びディジタル直交信号
（ＱD）と、前記波形等化器から出力される同相復調信
号（ＩMD）及び直交復調信号（ＱMD）とが前記選択回路
に入力されて、切替制御されることを特徴とする請求項
２記載の直交復調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8227836A JPH1056487A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | 直交復調回路 |
| US08/908,069 US5905405A (en) | 1996-08-09 | 1997-08-11 | Quadrature demodulation circuit with carrier control loop |
| EP97113867A EP0828366A3 (en) | 1996-08-09 | 1997-08-11 | Carrier recovery in a QAM receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8227836A JPH1056487A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | 直交復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056487A true JPH1056487A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=16867139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8227836A Pending JPH1056487A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | 直交復調回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5905405A (ja) |
| EP (1) | EP0828366A3 (ja) |
| JP (1) | JPH1056487A (ja) |
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1997
- 1997-08-11 EP EP97113867A patent/EP0828366A3/en not_active Withdrawn
- 1997-08-11 US US08/908,069 patent/US5905405A/en not_active Expired - Fee Related
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