JPH1042551A - 突入電流制限回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流−直流変換回路の電源投入時に突入電流
からメインスイッチ素子４を保護する突入電流制限回路
25を提供する。 【解決手段】 入力コンデンサ３からサイリスタ16を介
して出力コンデンサ８に至るバイパス経路を設け、サイ
リスタ16のゲート側にはツェナーダイオード18，19から
成るサイリスタ16のスイッチング制御部を設ける。ま
た、電源が投入されてから出力コンデンサ８の充電が完
了するまでメインスイッチ素子４をスイッチオフ状態に
維持する動作停止部を設ける。電源が投入されると、ツ
ェナーダイオード18，19によりサイリスタ16のスイッチ
ング制御が行われ、サイリスタ16のスイッチオン期間、
入力コンデンサ３からサイリスタ16を介して出力コンデ
ンサ８に突入電流が流れる。突入電流はメインスイッチ
素子４を通電しない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流−直流変換回路
に設けられる突入電流制限回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４には交流−直流変換回路の一例が示
されている。同図に示すように、この交流−直流変換回
路は、整流回路であるブリッジダイオード回路２を有
し、このブリッジダイオード回路２の４端部のうち、互
いに対角位置にある予め定められた２端部（入力端部）
が交流電源１に接続され、残りの２端部（出力端部）は
入力コンデンサ３の両端に接続されている。

【０００３】上記入力コンデンサ３の一端側（出力端
側）にはメインスイッチ素子（トランジスタ素子）４の
コレクタ側が接続され、このメインスイッチ素子４のエ
ミッタ側にはチョークコイル６の一端側と転流ダイオー
ド７のカソード側がそれぞれ接続されている。上記チョ
ークコイル６の他端側には出力コンデンサ８の一端側が
接続され、出力コンデンサ８の他端側は前記転流ダイオ
ード７のアノード側を介して入力コンデンサ３の他端側
（グランド側）に接続されている。上記出力コンデンサ
８に並列に負荷が接続される。

【０００４】また、前記メインスイッチ素子４のコレク
タ−エミッタ間にはダイオード14がカソード側をメイン
スイッチ素子４のコレクタ側に向けて設けられ、メイン
スイッチ素子４のベース側には制御回路５がドライブト
ランス20を介して接続されている。

【０００５】前記出力コンデンサ８には分圧抵抗体12，
13の直列体が並列接続され、上記分圧抵抗体12，13の直
列接続部は前記制御回路５に接続されている。また、前
記チョークコイル６には補助巻線21が設けられ、この補
助巻線21の出力端側にはダイオード10のアノード側が接
続され、ダイオード10のカソード側はコンデンサ11の一
端側に接続されており、コンデンサ11の他端側は前記出
力コンデンサ８のグランド側に接続されている。上記ダ
イオード10とコンデンサ11の接続部には前記制御回路５
が接続されると共に、起動抵抗体９の一端側が接続さ
れ、この起動抵抗体９の他端側は前記メインスイッチ素
子４のコレクタ側に接続されている。

【０００６】上記構成の交流−直流変換回路は、交流電
源１の出力をブリッジダイオード回路２で全波整流し、
この全波整流されたブリッジダイオード回路２の出力を
入力コンデンサ３とメインスイッチ素子４とチョークコ
イル６と出力コンデンサ８を介し平滑して直流の電圧を
負荷へ出力するものであり、メインスイッチ素子４のス
イッチオン期間を可変制御することにより予め定められ
た回路出力電圧Ｖ_outを安定して負荷に供給できるもの
である。

【０００７】上記メインスイッチ素子４のスイッチング
制御は制御回路５により行われており、この制御回路５
は、分圧抵抗体12，13を用いて回路出力Ｖ_out を検出
し、この検出値ｅに基づき、予め定められた回路出力電
圧Ｖ_out が安定して出力されるように、制御電力供給源
であるコンデンサ11の充電エネルギーを利用して、メイ
ンスイッチ素子４のスイッチオン・オフ制御（スイッチ
オン期間の可変制御）を行う回路構成を有している。例
えば、上記メインスイッチ素子４のスイッチオンタイミ
ングは予め定めた一定周期（スイッチング周期）で行わ
れ、回路出力検出値ｅが設定回路出力よりも低下してい
る場合にはスイッチオン期間を長くし（スイッチング周
期Ｔに対するスイッチオン期間ｔの比（ｔ／Ｔ；デュー
ティ（時比率））を大きくし）、上記回路出力の低下分
を補償するようにし、回路出力検出値ｅが設定回路出力
よりも上昇している場合にはスイッチオン期間を短くし
（デューティを小さくし）、上記回路出力の上昇分を補
正するようにする。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記交流−
直流変換回路では、出力コンデンサ８、コンデンサ11に
予め定められた電圧のエネルギーが充電されていない
と、上記のような通常の回路動作を行うことができな
い。通常の電源投入時には、出力コンデンサ８、コンデ
ンサ11にエネルギーが全く充電されていないことから、
出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電動作を行って回
路を立ち上がらせてから前述したような通常の回路動作
に移行する。また、停電等により電源が停止してしまっ
た直後に電源を投入する瞬停後の復帰電源投入時には、
出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電エネルギーが大
幅に低減していることから、前記同様に、出力コンデン
サ８、コンデンサ11の充電動作を行ってから通常の回路
動作に移行することになる。

【０００９】上記出力コンデンサ８、コンデンサ11の充
電動作は次のようにして行われる。例えば、電源が投入
されると、交流電源１の出力がブリッジダイオード回路
２を介して入力コンデンサ３へ供給され、この入力コン
デンサ３の電圧エネルギーが起動抵抗体９を通ってコン
デンサ11へ充電供給される。コンデンサ11の充電電圧が
予め定められた電圧Ｖ_cc（制御回路５を駆動させるのに
必要な制御電力の設定電圧）に達しないと、制御回路５
は回路動作を行うことができず、メインスイッチ素子４
はスイッチオフ状態にあるので、前記入力コンデンサ３
の電圧エネルギーはメインスイッチ素子４側には流れ
ず、全て起動抵抗体９を介してコンデンサ11へ充電供給
される。

【００１０】上記コンデンサ11の充電電圧が前記設定電
圧Ｖ_ccに達すると、制御回路５が回路動作を開始する。
この時、出力コンデンサ８は空の状態（瞬停後の復帰電
源投入時には蓄積エネルギーが格段に低い状態）であ
り、回路出力が零電圧（復帰電源投入時はほぼ零電圧）
であることから、制御回路５は、回路出力を補償すべ
く、例えば、デューティを“１”でメインスイッチ素子
４をスイッチング制御する。

【００１１】このような制御回路５のスイッチング制御
動作に従ってメインスイッチ素子４がスイッチング動作
すると、前記入力コンデンサ３からメインスイッチ素子
４とチョークコイル６を通って出力コンデンサ８に突入
する突入電流が流れて出力コンデンサ８の充電が行われ
る。この出力コンデンサ８の充電電圧が予め定められた
回路出力電圧に達したときに、前記したような通常の回
路動作に移行する。

【００１２】なお、前記コンデンサ11の充電が終了して
制御回路５の動作が開始された以降、チョークコイル６
の通電が開始されるので、このチョークコイル６の通電
により補助巻線21からエネルギーが出力され、このエネ
ルギーがダイオード10を介してコンデンサ11へ供給され
ることになる。

【００１３】以上のように、電源投入時あるいは瞬停後
の復帰電源投入時には出力コンデンサ８、コンデンサ11
の充電動作が行われる。しかしながら、図４に示す回路
構成では、コンデンサ11の充電が終了してから出力コン
デンサ８の充電を行うので、電源が投入されてから出力
コンデンサ８の充電が完了するまでの充電時間が長く、
回路が立ち上がるのに時間がかかってしまうという問題
が生じる。

【００１４】また、コンデンサ11の充電終了後に、前記
したように、制御回路５がデューティ“１”でメインス
イッチ素子４をスイッチオンすると、前記突入電流によ
りチョークコイル６が飽和し、チョークコイル６により
突入電流を制御できなくなり、メインスイッチ素子４の
予め定まる耐電流を越えた大きな突入電流（過電流）が
メインスイッチ素子４を流れる虞れがあり、上記過電流
によってメインスイッチ素子４が破損してしまう場合が
ある。

【００１５】そこで、例えば、電源投入時のメインスイ
ッチ素子４のデューティを小さくする等してメインスイ
ッチ素子４に流れる突入電流を抑制し、メインスイッチ
素子４に過電流が流れるのを回避してメインスイッチ素
子４の保護を図ることが考えられる。しかし、そのよう
にすると、突入電流を抑制した分、出力コンデンサ８の
充電に要する時間が長くなり、回路の立ち上がり時間が
さらに長くなってしまうという問題が生じる。

【００１６】この発明は、上記課題を解決するためにな
されたものであり、その目的は、電源投入時の突入電流
による過電流がメインスイッチ素子に流れるのを防止し
てメインスイッチ素子の保護が図れ、しかも、交流−直
流変換回路の立ち上がり時間の短縮を可能にする突入電
流制限回路を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は次のような構成をもって前記課題を解決
する手段としている。

【００１８】すなわち、第１の発明は、交流電源出力を
整流回路を介して入力コンデンサで受け、さらに入力コ
ンデンサの出力をメインスイッチ素子を介して出力コン
デンサへ供給し、該出力コンデンサにより平滑して外部
へ出力する交流−直流変換回路に設けられ、電源投入時
に入力コンデンサからメインスイッチ素子を介して出力
コンデンサに突入する電流を抑制する突入電流制限回路
であって、前記入力コンデンサからメインスイッチ素子
を介して出力コンデンサに至る出力コンデンサへのメイ
ンの経路を迂回した前記整流回路と出力コンデンサ間の
バイパス経路上に設けられる充電時作動スイッチ素子
と、前記入力コンデンサの電圧から出力コンデンサの充
電電圧を差し引いた差分電圧が予め定められた設定の電
圧に達したときに前記充電時作動スイッチ素子をスイッ
チオンさせ、上記差分電圧が零電圧になったときに前記
充電時作動スイッチ素子をスイッチオフさせて前記充電
時作動スイッチ素子のスイッチング制御を行い、前記充
電時作動スイッチ素子のスイッチオン期間に前記交流電
源の整流回路出力の電力を入力コンデンサと充電時作動
スイッチ素子を順に介したバイパス経路を通して出力コ
ンデンサへ充電供給する充電制御部と、前記メインスイ
ッチ素子に接続され上記充電制御部の充電動作が開始さ
れてから前記出力コンデンサの充電電圧が設定の回路出
力電圧に達するまでの期間の間は前記メインスイッチ素
子をスイッチオフ状態に維持するメインスイッチ素子の
動作停止回路とを有する構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。

【００１９】第２の発明は、上記第１の発明を形成する
充電制御部は第１のツェナーダイオードのアノード側に
第２のツェナーダイオードのカソード側が直列接続され
た直列接続体を有して構成され、この直列接続体は第１
のツェナーダイオードを入力コンデンサ側にして充電時
作動スイッチ素子に並列接続されており、充電時作動ス
イッチ素子はサイリスタ又はトライアックにより構成さ
れ、該スイッチ素子のゲート側は上記第１と第２のツェ
ナーダイオードの直列接続部に接続されている構成をも
って前記課題を解決する手段としている。

【００２０】第３の発明は、上記第２の発明を形成する
充電時作動スイッチ素子であるサイリスタ又はトライア
ックのゲート側は該スイッチ素子のスイッチオン駆動電
圧を等価的に高めるためのレベルシフトダイオードを介
して充電制御部の第１と第２のツェナーダイオードの直
列接続部に接続されている構成をもって前記課題を解決
する手段としている。

【００２１】第４の発明は、上記第１又は第２又は第３
の発明を形成する充電時作動スイッチ素子には該充電時
作動スイッチ素子を保護するための抵抗体が直列に接続
されている構成をもって前記課題を解決する手段として
いる。

【００２２】第５の発明は、上記第１又は第２又は第３
又は第４の発明を形成する充電制御部には該充電制御部
を保護するための抵抗体が直列に接続されている構成を
もって前記課題を解決する手段としている。

【００２３】上記構成の本発明において、例えば、出力
コンデンサの電圧が零電圧である状態から交流−直流変
換回路の電源が投入されると、充電制御部が充電時作動
スイッチ素子のスイッチング制御を行い、充電時作動ス
イッチ素子のスイッチオン期間に交流電源の整流回路出
力の電力をメインスイッチ素子を迂回するバイパス経路
を通して出力コンデンサへ充電供給する。上記出力コン
デンサの充電が開始されてから充電が完了するまでの期
間、動作停止回路はメインスイッチ素子をスイッチオフ
状態に維持する。

【００２４】上記の如く、電源投入時の出力コンデンサ
の充電期間、メインスイッチ素子は動作停止回路によっ
てスイッチオフ状態に維持され、整流回路出力の突入電
流はメインスイッチ素子を迂回するバイパス経路を通っ
て出力コンデンサに流れ込むことになるので、突入電流
はメインスイッチ素子を通電せず、当然に突入電流によ
る過電流がメインスイッチ素子を流れることはなく、メ
インスイッチ素子の保護が図れる。また、メインスイッ
チ素子への突入電流の悪影響を考慮することなく突入電
流の値を設定できることから、突入電流を従来よりも大
きくすることが可能であり、このことにより、出力コン
デンサの充電期間の短縮を図ることが可能である。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る実施形態例を
図面に基づき説明する。なお、本実施形態例の説明にお
いて、従来例と同一名称部分には同一符号を付し、その
重複説明は省略する。

【００２６】図１には、スイッチング電源回路の交流−
直流変換回路に組み込まれた状態の本実施形態例の突入
電流制限回路が示されている。この突入電流制限回路25
は、起動抵抗体９と、コンデンサ11と、抵抗体15と、充
電時作動スイッチ素子であるサイリスタ16と、抵抗体17
と、第１のツェナーダイオードであるツェナーダイオー
ド18と、第２のツェナーダイオードであるツェナーダイ
オード19とを有して構成されている。

【００２７】図１に示すように、抵抗体17の一端側はメ
インスイッチ素子４のコレクタ側に接続され、抵抗体17
の他端側にはツェナーダイオード18のカソード側が接続
されており、このツェナーダイオード18のアノード側に
はツェナーダイオード19のカソード側が接続され、ツェ
ナーダイオード19のアノード側はチョークコイル６と出
力コンデンサ８の接続部に接続されている。

【００２８】また、上記抵抗体17とメインスイッチ素子
４のコレクタ側との接続部には抵抗体15の一端側が接続
され、抵抗体15の他端側にはサイリスタ16のアノード側
が接続され、このサイリスタ16のカソード側は前記ツェ
ナーダイオード19のアノード側と出力コンデンサ８との
接続部に接続されており、サイリスタ16のゲート側は前
記ツェナーダイオード18と19の直列接続部Ｘに接続され
ている。

【００２９】上記サイリスタ16のカソード側と出力コン
デンサ８との接続部には起動抵抗体９の一端側が接続さ
れ、この起動抵抗体９の他端側はコンデンサ11に接続さ
れている。なお、上記以外の交流−直流変換回路の回路
構成は従来例と同様であるのでその重複説明は省略す
る。

【００３０】上記突入電流制限回路25を構成する回路構
成要素のうち、ツェナーダイオード18，19により充電制
御部が構成され、この充電制御部は充電時作動スイッチ
素子であるサイリスタ16のスイッチング制御を行って出
力コンデンサ８の充電動作を行わせる。また、起動抵抗
体９とコンデンサ11により動作停止回路が構成され、こ
の回路は出力コンデンサ８の充電期間（出力コンデンサ
８の充電が開始されてから出力コンデンサ８の充電電圧
が予め定められた回路出力電圧Ｖ_out に達し充電が完了
するまでの期間）にメインスイッチ素子４をスイッチオ
フ状態に維持する。

【００３１】本実施形態例の突入電流制限回路は上記の
ように構成されており、以下、上記突入電流制限回路の
回路動作を図２のタイムチャートに基づき簡単に説明す
る。

【００３２】例えば、入力コンデンサ３と出力コンデン
サ８とコンデンサ11が零電圧である状態から交流−直流
変換回路の電源が投入されると（図２の時間ｔ₁ ）、交
流電源１の出力がブリッジダイオード回路２を介して入
力コンデンサ３に供給され、図２の（ａ）に示すよう
に、入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ はブリッジダイオード
回路２の全波整流波形の出力に対応して上昇していく。

【００３３】この入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ から出力
コンデンサ８の電圧Ｖ₂ を差し引いた差分電圧ΔＶ（Δ
Ｖ＝Ｖ₁ −Ｖ₂ ）は抵抗体17とツェナーダイオード18，
19に分圧印加され、これらツェナーダイオード18，19の
分圧印加電圧が予め定まるツェナーダイオード18，19の
オン駆動電圧を共に越え、ツェナーダイオード18，19が
共にスイッチオン状態になったときに（図２の時間
ｔ₂ ）、ツェナーダイオード18，19の直列接続部Ｘ側か
らサイリスタ16のゲートにサイリスタ16をスイッチオン
状態にするためのトリガ信号が加えられ、サイリスタ16
がスイッチオン状態となり、図２の（ｂ）に示すよう
に、前記差分電圧ΔＶの大きさに対応した突入電流が入
力コンデンサ３側から抵抗体15とサイリスタ16を順に通
るバイパス経路で流れ始める。

【００３４】なお、サイリスタ16がスイッチオンしてサ
イリスタ16に最初に流れ込む突入電流の図２の（ｂ）に
示す起点位置Ａの値（立ち上がり電流値）Ｉ_thは一定で
あり、次式により表すことができる。

【００３５】Ｉ_th≒（ＺＤ₁ ＋ＺＤ₂ ）／Ｒ₁

【００３６】ただし、ＺＤ₁ はツェナーダイオード18の
スイッチオン駆動電圧を表し、ＺＤ₂ はツェナーダイオ
ード19のスイッチオン駆動電圧を表し、Ｒ₁ は抵抗体15
の抵抗値を表す。

【００３７】そして、前記サイリスタ16を通った突入電
流は出力コンデンサ８側と起動抵抗体９側に分岐し、出
力コンデンサ８側に分流した突入電流は出力コンデンサ
８へ流れ込んで出力コンデンサ８の充電を行い、出力コ
ンデンサ８の電圧Ｖ₂ は、図２の（ａ）に示すように、
上昇していく。同時に、起動抵抗体９側に分流した突入
電流は起動抵抗体９を介してコンデンサ11へ流れ込みコ
ンデンサ11の充電を行う。

【００３８】前記入力コンデンサ３は小容量であるた
め、その電圧Ｖ₁ はブリッジダイオード回路２の出力に
対応して図２の（ａ）に示すような全波整流波形を描い
て可変するので、入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ は予め定
まる入力コンデンサ３のピーク電圧Ｖ_p に達した以降、
低下していく。そして、入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ と
出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ₂ が等しくなって前記差
分電圧ΔＶが零電圧になると（図２の時間ｔ₃ ）、図２
の（ｂ）に示すように、サイリスタ16がスイッチオフ状
態となって上記突入電流の通電は停止し、出力コンデン
サ８、コンデンサ11の充電動作は休止状態になる。

【００３９】その後も入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ は低
下していき出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ₂ よりも低く
なろうとするが、入力コンデンサ３の電圧Ｖ₁ はダイオ
ード14によって出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ₂ にクラ
ンプされる。

【００４０】その後、図２の（ａ）に示すように、ブリ
ッジダイオード回路２の出力に応じて入力コンデンサ３
の電圧Ｖ₁ は再び上昇し始め、前記同様に、入力コンデ
ンサ３と出力コンデンサ８の差分電圧ΔＶよりツェナー
ダイオード18，19が共にスイッチオン状態になったとき
に（図２の時間ｔ₄ ）、ツェナーダイオード18，19の直
列接続部Ｘ側からサイリスタ16のゲートにトリガ信号が
加えられ、サイリスタ16がスイッチオンして入力コンデ
ンサ３側から突入電流が抵抗体15、サイリスタ16を通っ
て流れ始め、出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電が
再開される。

【００４１】上記のように、入力コンデンサ３と出力コ
ンデンサ８の差分電圧ΔＶを利用してツェナーダイオー
ド18，19がサイリスタ16のスイッチング制御を繰り返し
行って、出力コンデンサ８とコンデンサ11の充電を図２
の（ａ）に示すように段階的に行う。そして、出力コン
デンサ８の充電電圧が交流−直流変換回路の設定出力電
圧Ｖ_out に達し、かつ、コンデンサ11の充電電圧が予め
定められた制御電力電圧Ｖ_ccに達すると（図２の時間ｔ
₁₁）、交流−直流変換回路は立ち上がり、前述したよう
な通常の回路動作に移行すると共に、突入電流制限回路
の回路動作は停止状態となる。

【００４２】この実施形態例では、出力コンデンサ８の
充電が完了すると同時にコンデンサ11の充電が完了して
制御回路５が立ち上がるように動作停止回路の起動抵抗
体９を次のように設定し、出力コンデンサ８の充電期間
中はメインスイッチ素子４をスイッチオフ状態に維持し
ている。

【００４３】上記サイリスタ16のスイッチオン期間にサ
イリスタ16側から分流して起動抵抗体９側に流れ込む電
流量は起動抵抗体９の抵抗値によって決定できることか
ら、出力コンデンサ８の充電が完了すると同時にコンデ
ンサ11の充電が完了するように起動抵抗体９の抵抗値が
設定され、起動抵抗体９を介してコンデンサ11に流れ込
む電流量によって、コンデンサ11の充電期間の長さが決
定される。そのように設定するのは、上記コンデンサ11
の充電が終了しないと制御回路５はメインスイッチ素子
４をスイッチオンできないので、起動抵抗体９とコンデ
ンサ11から成る動作停止回路は、出力コンデンサ８の充
電が開始されてから（電源投入時から）充電が完了する
までの期間、メインスイッチ素子４をスイッチオフ状態
に維持できるからである。

【００４４】また、この実施形態例では、入力コンデン
サ３と出力コンデンサ８の差分電圧ΔＶが入力コンデン
サ３の予め定まるピーク電圧Ｖ_p から設定の回路出力電
圧Ｖ_out を差し引いた値ΔＶ′（ΔＶ′＝Ｖ_p −
Ｖ_out ）を越えたときに（ΔＶ＞ΔＶ′）、ツェナーダ
イオード18，19が共にスイッチオン状態となりサイリス
タ16のゲートに該サイリスタ16をスイッチオンさせるた
めのトリガ信号を加えサイリスタ16がスイッチオンする
ように、サイリスタ16と抵抗体17とツェナーダイオード
18，19の回路定数が設定されている。

【００４５】このように回路定数を設定することによっ
て、電源投入時に出力コンデンサ８の充電電圧を設定の
回路出力電圧Ｖ_out に充電できるのはもちろんのこと、
出力コンデンサ８の充電が完了して交流−直流変換回路
が立ち上がった後に、入力コンデンサ３側から突入電流
制限回路25を介して出力コンデンサ８側に電流が通電す
るのを防止でき、通常の回路動作時に突入電流制限回路
25の通電によって突入電流制限回路25で電力損失が発生
してしまうのを回避することができる。

【００４６】さらに、ツェナーダイオード18，19に予め
定まる耐電流以上の電流が流れないように、抵抗体17の
抵抗値が設定されている。このことから、ツェナーダイ
オード18，19の保護を図ることができる。

【００４７】さらに、サイリスタ16のスイッチオン期間
にサイリスタ16を流れる突入電流が予め定まる耐電流以
上にならない電流領域で、出力コンデンサ８をより早く
充電完了できるような最適な突入電流の値が予め判明し
ており、上記最適な突入電流がサイリスタ16のスイッチ
オン期間に抵抗体15、サイリスタ16を通って流れるよう
に、抵抗体15の抵抗値が設定され、この抵抗体15によっ
て突入電流の大きさと出力コンデンサ８の充電期間の長
さを決定することができる。

【００４８】この実施形態例によれば、交流−直流変換
回路に突入電流制限回路を設け、電源投入時や瞬停後の
復帰電源投入時に、メインスイッチ素子４をスイッチオ
フ状態に維持しながら入力コンデンサ３側からサイリス
タ16を通って出力コンデンサ８、コンデンサ11側に至る
バイパス経路で突入電流を通電させ、出力コンデンサ
８、コンデンサ11の充電を行う構成にしたので、出力コ
ンデンサ８、コンデンサ11の充電が開始されてから充電
完了するまでの充電期間に突入電流がメインスイッチ素
子４を通ることはなく、従来例に述べたような突入電流
による過電流がメインスイッチ素子４を通ってメインス
イッチ素子４を破損してしまう虞れを確実に回避するこ
とができる。

【００４９】また、突入電流からメインスイッチ素子４
を保護するために耐電流の大きいスイッチ素子をメイン
スイッチ素子４として用いなくてもよくなり、耐電流の
小さいスイッチ素子をメインスイッチ素子４として採用
することが可能となる。上記耐電流の小さいメインスイ
ッチ素子は安価であることから、回路コストの低減を図
ることができる。

【００５０】さらに、この実施形態例では、上記の如
く、メインスイッチ素子４を迂回するバイパス経路で突
入電流を通電させて出力コンデンサ８、コンデンサ11の
充電を行う構成とし、上記バイパス経路上に設けられる
サイリスタ16はメインスイッチ素子（トランジスタ素
子）４よりも耐電流が大きく、しかも、安価な素子を用
いることが可能であるので、突入電流によるメインスイ
ッチ素子４への悪影響を考慮することなく突入電流を通
電させることができ、このことから、従来よりも突入電
流を大きくすることが可能である。

【００５１】もちろん、そのように突入電流を大きくし
ても、サイリスタ16の耐電流はメインスイッチ素子４よ
りも格段に大きいので、上記大きな突入電流によってサ
イリスタ16が破損してしまうことはなく、突入電流を大
きくすることにより、出力コンデンサ８の充電期間の短
縮を図ることが容易となる。しかも、出力コンデンサ８
とコンデンサ11の充電を同時に行うようにしたので、電
源が投入されてから出力コンデンサ８、コンデンサ11の
充電が完了して交流−直流変換回路が立ち上がるまでの
期間を従来例よりも格段に短くすることができる。

【００５２】さらに、サイリスタ16に直列に抵抗体15を
設け、サイリスタ16の耐電流の大きさ以上の突入電流が
サイリスタ16を通電しないように抵抗体15の抵抗値が設
定されているので、サイリスタ16に耐電流以上の過電流
が流れてサイリスタ16が破損してしまうという問題を防
止することができる。

【００５３】さらに、ツェナーダイオード18，19の直列
接続体に抵抗体17を直列に接続し、ツェナーダイオード
18，19に予め定まる耐電流以上の電流が流れないように
抵抗体17の抵抗値が最適な値に設定されているので、抵
抗体17によってツェナーダイオード18，19の保護を図る
ことができる。

【００５４】また、このように、抵抗体17によってツェ
ナーダイオード18，19の保護を図ることができることか
ら、抵抗体17の抵抗値の設定を可変するだけで耐電流が
小さいツェナーダイオードをツェナーダイオード18，19
として採用することができる。その上、ツェナーダイオ
ード18，19を直列に接続したので、ツェナーダイオード
を唯１個しか設けない場合よりも１個のツェナーダイオ
ードに印加する電圧を低く抑えることができ、ツェナー
ダイオードの保護をより確実なものにするし、より耐電
圧が小さいツェナーダイオードを用いることができる。

【００５５】なお、この発明は上記実施形態例に限定さ
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記実施形態例では、充電制御部はツェナーダイオ
ード18，19により構成されていたが、入力コンデンサ３
と出力コンデンサ８の電圧を検出し、これら電圧の差分
電圧ΔＶが予め定められた駆動電圧に達したときにサイ
リスタ16をスイッチオンさせるように構成されていれ
ば、上記実施形態例以外の構成でもよい。

【００５６】また、上記実施形態例では、充電時作動ス
イッチ素子としてサイリスタを用いたが、サイリスタの
代わりにトライアックを用いてもよい。トライアックを
採用した場合にも、上記実施形態例同様に、ツェナーダ
イオード18，19を用いてトライアックのスイッチング制
御を行うことができる。

【００５７】さらに、上記実施形態例では、ツェナーダ
イオード18，19に抵抗体17が直列に接続されていたが、
耐電流が大きいツェナーダイオードを用いる場合には抵
抗体17を省略してもよい。さらに、上記実施形態例で
は、サイリスタ16のアノード側に抵抗体15が直列に接続
されていたが、耐電流が大きいサイリスタを用いる場合
には、抵抗体15を省略してもよい。

【００５８】さらに、上記実施形態例では、起動抵抗体
９とコンデンサ11によりメインスイッチ素子４の動作停
止回路を構成していたが、動作停止回路は電源が投入さ
れてから出力コンデンサ８の充電が終了するまでの充電
期間、メインスイッチ素子４をスイッチオフ状態に維持
するように回路が構成されていれば、上記実施形態例以
外の構成でもよい。

【００５９】さらに、サイリスタ16のゲートとツェナー
ダイオード18，19の直列接続部Ｘとの間に、図１の点線
に示すように、レベルシフトダイオード22を設けてもよ
い。このレベルシフトダイオード22はカソードをサイリ
スタ16のゲート側に向けて配設され、サイリスタ16のス
イッチオン駆動電圧を等価的に高めることができる。

【００６０】図３に示すように、サイリスタ16はゲート
にスイッチオン駆動電圧以上の電圧信号（トリガ信号）
が加えられると、アノード側からカソード側に向けて電
流が流れるが、サイリスタ16が通電等により加熱して温
められると上記駆動電圧が下がって、サイリスタ16がス
イッチオフ状態であるときに、ツェナーダイオード18，
19に流れ込む非常に小さいリーク電流による電圧がサイ
リスタ16のゲートに印加されただけで、サイリスタ16の
スイッチオフ期間であるにもかかわらずサイリスタ16が
スイッチオンしてしまうことが稀に生じる。

【００６１】これに対して、上記のように、レベルシフ
トダイオード22を設けると、レベルシフトダイオード22
の予め定まる順方向電圧分、サイリスタ16の駆動電圧を
等価的に高めることができることから、上記問題を確実
に防止することが可能となる。ただ、上記問題は通常の
動作で生じることは殆どないので、レベルシフトダイオ
ード22を設けなくても、上記問題発生はほぼ回避でき
る。

【００６２】

【発明の効果】この発明によれば、交流−直流変換回路
に突入電流制限回路を設け、この突入電流制限回路によ
って交流電源の整流回路出力の電力をメインスイッチ素
子を迂回するバイパス経路で出力コンデンサへ充電供給
して出力コンデンサの充電を行うと共に、出力コンデン
サの充電動作が開始されてから出力コンデンサの充電が
完了するまでの充電期間中、メインスイッチ素子をスイ
ッチオフ状態に維持する構成にしたので、電源投入時に
整流回路側から出力コンデンサに向けて流れる突入電流
はメインスイッチ素子を流れることはなく、従来例に述
べたような突入電流による過電流によってメインスイッ
チ素子が破損してしまうという問題を確実に防止するこ
とができ、メインスイッチ素子の保護を図ることができ
る。

【００６３】また、上記の如く、突入電流からメインス
イッチ素子を確実に保護することができることから、耐
電流が小さいスイッチ素子をメインスイッチ素子として
用いることが可能になり、そのようなスイッチ素子は安
価であることから、回路コストの低減を図ることができ
る。

【００６４】さらに、前記の如く、突入電流はメインス
イッチ素子を流れないので、突入電流によるメインスイ
ッチ素子への悪影響を考慮することなく突入電流を流す
ことができる。このことから、従来例よりも突入電流を
多く流すことができて、従来例よりも出力コンデンサの
充電時間を短縮することが可能となる。

【００６５】さらに、突入電流が流れるバイパス経路上
に充電時作動スイッチ素子を設け、この充電時作動スイ
ッチ素子のスイッチング制御を行う充電制御部を設けた
ので、出力コンデンサの充電が完了して交流−直流変換
回路が立ち上がった以降、上記充電時作動スイッチ素子
をスイッチオフ状態に維持することが可能であり、この
ようにすることによって、交流−直流変換回路の通常回
路動作時に突入電流制限回路が通電されることはなく、
通常回路動作時に突入電流制限回路の通電によって突入
電流制限回路で電力損失が発生するのを防止でき、交流
−直流変換回路全体の電力損失が増加するのを防止する
ことができる。

【００６６】充電制御部は第１と第２のツェナーダイオ
ードの直列接続体によって構成され、充電時作動スイッ
チ素子はサイリスタ又はトライアックにより構成されて
いるものにあっては、非常に簡単な回路構成で充電時作
動スイッチ素子のスイッチング制御を行って出力コンデ
ンサの充電動作を行わせることができる。

【００６７】また、上記サイリスタ又はトライアックの
ゲート側にレベルシフトダイオードを設けた場合には、
レベルシフトダイオードのスイッチオン駆動電圧分だけ
サイリスタ又はトライアックのスイッチオンの駆動電圧
を等価的に高めることができることから、サイリスタ又
はトライアックの温度上昇に起因してスイッチオンの駆
動電圧が低下しても、充電制御部から流れ出る非常に小
さなリーク電流の電圧によってサイリスタ又はトライア
ックが誤ってスイッチオンしてしまう虞れを確実に防止
でき、回路動作の信頼性を高めることができる。

【００６８】充電時作動スイッチ素子に抵抗体が直列に
接続されているものにあっては、充電時作動スイッチ素
子のスイッチオン期間に該充電時作動スイッチ素子に流
れる突入電流が充電時作動スイッチ素子の予め定められ
た耐電流の大きさ以上にならないように、上記抵抗体の
抵抗値を設定して突入電流を抑制することができ、充電
時作動スイッチ素子を確実に保護することができる。

【００６９】充電制御部に抵抗体が直列に接続されてい
るものにあっては、充電制御部を構成する各回路構成要
素に予め定められた耐電流の大きさ以上の電流が流れな
いように、上記抵抗体の抵抗値を設定して充電制御部の
各回路構成要素の保護を図ることができる。このことか
ら、充電制御部の各回路構成要素を耐電流が小さい素子
で形成することが可能となり、そのような素子は安価で
あるので、回路コストの低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態例を示す回路図である。

【図２】図１に示す回路の出力コンデンサの充電動作例
を示すタイムチャートである。

【図３】サイリスタの電気的特性を示すグラフである。

【図４】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ ブリッジダイオード回路 ３ 入力コンデンサ ４ メインスイッチ素子 ８ 出力コンデンサ ９ 起動抵抗体 11 コンデンサ 15，17 抵抗体 16 サイリスタ 18，19 ツェナーダイオード 22 レベルシフトダイオード

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源出力を整流回路を介して入力コ
   ンデンサで受け、さらに入力コンデンサの出力をメイン
   スイッチ素子を介して出力コンデンサへ供給し、該出力
   コンデンサにより平滑して外部へ出力する交流−直流変
   換回路に設けられ、電源投入時に入力コンデンサからメ
   インスイッチ素子を介して出力コンデンサに突入する電
   流を抑制する突入電流制限回路であって、前記入力コン
   デンサからメインスイッチ素子を介して出力コンデンサ
   に至る出力コンデンサへのメインの経路を迂回した前記
   整流回路と出力コンデンサ間のバイパス経路上に設けら
   れる充電時作動スイッチ素子と、前記入力コンデンサの
   電圧から出力コンデンサの充電電圧を差し引いた差分電
   圧が予め定められた設定の電圧に達したときに前記充電
   時作動スイッチ素子をスイッチオンさせ、上記差分電圧
   が零電圧になったときに前記充電時作動スイッチ素子を
   スイッチオフさせて前記充電時作動スイッチ素子のスイ
   ッチング制御を行い、前記充電時作動スイッチ素子のス
   イッチオン期間に前記交流電源の整流回路出力の電力を
   入力コンデンサと充電時作動スイッチ素子を順に介した
   バイパス経路を通して出力コンデンサへ充電供給する充
   電制御部と、前記メインスイッチ素子に接続され上記充
   電制御部の充電動作が開始されてから前記出力コンデン
   サの充電電圧が設定の回路出力電圧に達するまでの期間
   の間は前記メインスイッチ素子をスイッチオフ状態に維
   持するメインスイッチ素子の動作停止回路とを有するこ
   とを特徴とした突入電流制限回路。
2. 【請求項２】 充電制御部は第１のツェナーダイオード
   のアノード側に第２のツェナーダイオードのカソード側
   が直列接続された直列接続体を有して構成され、この直
   列接続体は第１のツェナーダイオードを入力コンデンサ
   側にして充電時作動スイッチ素子に並列接続されてお
   り、充電時作動スイッチ素子はサイリスタ又はトライア
   ックにより構成され、該スイッチ素子のゲート側は上記
   第１と第２のツェナーダイオードの直列接続部に接続さ
   れている構成としたことを特徴とする請求項１記載の突
   入電流制限回路。
3. 【請求項３】 充電時作動スイッチ素子であるサイリス
   タ又はトライアックのゲート側は該スイッチ素子のスイ
   ッチオン駆動電圧を等価的に高めるためのレベルシフト
   ダイオードを介して充電制御部の第１と第２のツェナー
   ダイオードの直列接続部に接続されていることを特徴と
   した請求項２記載の突入電流制限回路。
4. 【請求項４】 充電時作動スイッチ素子には該充電時作
   動スイッチ素子を保護するための抵抗体が直列に接続さ
   れていることを特徴とする請求項１又は請求項２又は請
   求項３記載の突入電流制限回路。
5. 【請求項５】 充電制御部には該充電制御部を保護する
   ための抵抗体が直列に接続されていることを特徴とする
   請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４記載の
   突入電流制限回路。