JPH10164846A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- JPH10164846A JPH10164846A JP8319238A JP31923896A JPH10164846A JP H10164846 A JPH10164846 A JP H10164846A JP 8319238 A JP8319238 A JP 8319238A JP 31923896 A JP31923896 A JP 31923896A JP H10164846 A JPH10164846 A JP H10164846A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンバータ部１およびインバータ部２を備
え、コンバータ部１の直流電圧および直流設定電圧の偏
差を電圧制御増幅器１０に入力し、該増幅器１０の出力
と交流電源に同期した信号とを乗算器１１で乗算して正
弦波電流指令値Ｉｓを作成し、該指令値Ｉｓおよびコン
バータ部１の交流入力電流検出値Ｉdetの偏差を電流制
御増幅器１３に入力し、該電流制御増幅器１３の出力と
キャリア信号を比較した信号によって前記コンバータ部
１のスイッチング素子を制御するコンバータの制御装置
において、直流電圧を上げることなくコンバータの交流
出力電圧の最大値を上げ、これによって電流制御可能な
入力電源電圧範囲を拡大させる。 【解決手段】 前記電流制御増幅器１３の出力に第３次
の整数倍の高調波を重畳するための零相変調器２０を設
ける。
え、コンバータ部１の直流電圧および直流設定電圧の偏
差を電圧制御増幅器１０に入力し、該増幅器１０の出力
と交流電源に同期した信号とを乗算器１１で乗算して正
弦波電流指令値Ｉｓを作成し、該指令値Ｉｓおよびコン
バータ部１の交流入力電流検出値Ｉdetの偏差を電流制
御増幅器１３に入力し、該電流制御増幅器１３の出力と
キャリア信号を比較した信号によって前記コンバータ部
１のスイッチング素子を制御するコンバータの制御装置
において、直流電圧を上げることなくコンバータの交流
出力電圧の最大値を上げ、これによって電流制御可能な
入力電源電圧範囲を拡大させる。 【解決手段】 前記電流制御増幅器１３の出力に第３次
の整数倍の高調波を重畳するための零相変調器２０を設
ける。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は電力変換装置の制御
に係り、特にキャリア比較方式を用いたコンバータの制
御装置に関する。
に係り、特にキャリア比較方式を用いたコンバータの制
御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、キャリア比較方式を用いたコンバ
ータにおいて、コンバータの直流電圧を制御し、コンバ
ータ部の力率を約１．０制御するためには、一般的に例
えば図４のような回路方式が用いられていた。
ータにおいて、コンバータの直流電圧を制御し、コンバ
ータ部の力率を約１．０制御するためには、一般的に例
えば図４のような回路方式が用いられていた。
【０００３】図４において、１は図示しない交流電源か
ら交流リアクトルＡＣＬを介して入力される交流電力を
直流変換するコンバータ部（順変換部）である。このコ
ンバータ部１はパワースイッチング素子、例えばトラン
ジスタを三相ブリッジ接続したものと該トランジスタに
並列接続されたダイオードとで構成されている。
ら交流リアクトルＡＣＬを介して入力される交流電力を
直流変換するコンバータ部（順変換部）である。このコ
ンバータ部１はパワースイッチング素子、例えばトラン
ジスタを三相ブリッジ接続したものと該トランジスタに
並列接続されたダイオードとで構成されている。
【０００４】２はコンバータ部１の直流電力を交流変換
するインバータ部（逆変換部）である。このインバータ
部２はパワースイッチング素子、例えばトランジスタを
三相ブリッジ接続したものと該トランジスタに並列接続
されたダイオードとで構成されている。
するインバータ部（逆変換部）である。このインバータ
部２はパワースイッチング素子、例えばトランジスタを
三相ブリッジ接続したものと該トランジスタに並列接続
されたダイオードとで構成されている。
【０００５】３はコンバータ部１とインバータ部２を結
ぶ正負直流母線間に接続された平滑コンデンサである。
４は交流負荷の誘導電動機、５はコンバータ部１の入力
電流を検出する変流器、６は変圧器等からなり、図示し
ない交流電源に接続された同期電源である。７はコンバ
ータ部１の直流電圧ＶDCを検出する直流電圧検出器であ
り、その直流電圧検出値Ｖdetは突き合わせ回路８にお
いて直流電圧設定器９の直流電圧設定値ＶSとの偏差が
とられる。
ぶ正負直流母線間に接続された平滑コンデンサである。
４は交流負荷の誘導電動機、５はコンバータ部１の入力
電流を検出する変流器、６は変圧器等からなり、図示し
ない交流電源に接続された同期電源である。７はコンバ
ータ部１の直流電圧ＶDCを検出する直流電圧検出器であ
り、その直流電圧検出値Ｖdetは突き合わせ回路８にお
いて直流電圧設定器９の直流電圧設定値ＶSとの偏差が
とられる。
【０００６】突き合わせ回路８の偏差出力は電圧制御増
幅器（ＡＶＲ）１０に入力され、該電圧制御増幅器１０
の出力は乗算器１１において前記同期電源６の出力信号
と掛け合わせられ、正弦波電流指令値（ＩS）が作成さ
れる。
幅器（ＡＶＲ）１０に入力され、該電圧制御増幅器１０
の出力は乗算器１１において前記同期電源６の出力信号
と掛け合わせられ、正弦波電流指令値（ＩS）が作成さ
れる。
【０００７】前記正弦波電流指令値ＩSは、突き合わせ
回路１２において前記変流器５からの入力電流検出値Ｉ
detとの偏差がとられ、その偏差出力は電流制御増幅器
（ＡＣＲ）１３に入力される。
回路１２において前記変流器５からの入力電流検出値Ｉ
detとの偏差がとられ、その偏差出力は電流制御増幅器
（ＡＣＲ）１３に入力される。
【０００８】前記電流制御増幅器１３の出力が電圧指令
となり、この電圧指令の大きさが突き合わせ回路１４お
よびコンパレータ１５においてキャリア発生器１６のキ
ャリア（三角波）と比較され、該コンパレータ１５の出
力がコンバータ部１のスイッチング素子のゲート（ベー
ス）信号として用いられる。
となり、この電圧指令の大きさが突き合わせ回路１４お
よびコンパレータ１５においてキャリア発生器１６のキ
ャリア（三角波）と比較され、該コンパレータ１５の出
力がコンバータ部１のスイッチング素子のゲート（ベー
ス）信号として用いられる。
【０００９】また、コンバータの起動時、突入電流を防
止し、かつ安定制御するために、図示破線の電源電圧フ
ィードフォワード信号を加算回路１７において電流制御
増幅器１３の出力と加算する方式が、特願昭６２−２０
３７９５号（特公平７−４６９０６号公報）で提案され
ている。
止し、かつ安定制御するために、図示破線の電源電圧フ
ィードフォワード信号を加算回路１７において電流制御
増幅器１３の出力と加算する方式が、特願昭６２−２０
３７９５号（特公平７−４６９０６号公報）で提案され
ている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】コンバータの制御は、
基本的にコンバータの交流出力電圧（Ｖｃ）の方が、入
力電源電圧（Ｖｉ）より大きな値を出力することができ
ないと、電流制御は不可能となる。
基本的にコンバータの交流出力電圧（Ｖｃ）の方が、入
力電源電圧（Ｖｉ）より大きな値を出力することができ
ないと、電流制御は不可能となる。
【００１１】キャリア比較方式でのコンバータ出力電圧
最大値は次の値となる。 Ｖｃ＝（ＶDC／２1/2）×（３1/2／２） （ｍａｘ）
（ｒｍｓ） 従って、入力電圧（Ｖｉ）が交流出力電圧（Ｖｃ）の最
大値を超えると制御不能となる。しかしながら交流出力
電圧（Ｖｃ）の最大値を上げるために直流電圧ＶDCの値
を上げるのは、主回路部品（例えばパワースイッチング
素子、電解コンデンサ等）の耐圧によって制限されてし
まう。
最大値は次の値となる。 Ｖｃ＝（ＶDC／２1/2）×（３1/2／２） （ｍａｘ）
（ｒｍｓ） 従って、入力電圧（Ｖｉ）が交流出力電圧（Ｖｃ）の最
大値を超えると制御不能となる。しかしながら交流出力
電圧（Ｖｃ）の最大値を上げるために直流電圧ＶDCの値
を上げるのは、主回路部品（例えばパワースイッチング
素子、電解コンデンサ等）の耐圧によって制限されてし
まう。
【００１２】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので
その目的は、直流電圧を上げることなくコンバータの交
流出力電圧の最大値を上げ、これによって電流制御可能
な入力電源電圧範囲を拡大した電力変換装置の制御装置
を提供することにある。
その目的は、直流電圧を上げることなくコンバータの交
流出力電圧の最大値を上げ、これによって電流制御可能
な入力電源電圧範囲を拡大した電力変換装置の制御装置
を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源の交
流電力を直流変換する順変換部と、該順変換部の直流電
力を交流変換する逆変換部とを備え、前記順変換部の直
流電圧および直流設定電圧の偏差を電圧制御増幅器に入
力し、該電圧制御増幅器の出力と前記交流電源に同期し
た信号とを乗算して正弦波電流指令値を作成し、該正弦
波電流指令値および前記順変換部の交流入力電流検出値
の偏差を電流制御増幅器に入力し、該電流制御増幅器の
出力とキャリア信号を比較した信号によって前記順変換
部のスイッチング素子を制御する電力変換装置の制御装
置において、（１）前記電流制御増幅器の出力に第３次
の整数倍の高調波を重畳する手段を設けたことを特徴と
し、（２）前記第３次の整数倍の高調波を重畳する手段
は、前記電流制御増幅器の出力側に設けられた零相変調
器で構成されていることを特徴とし、（３）前記第３次
の整数倍の高調波を重畳する手段は、交流電源電圧のフ
ィードフォワード信号を零相変調した信号と前記電流制
御増幅器の出力とを加算することにより構成されている
ことを特徴とし、（４）前記第３次の整数倍の高調波を
重畳する手段は、交流電源電圧のフィードフォワードが
かけられた電流制御増幅器の出力側に設けられた零相変
調器で構成されていることを特徴としている。
流電力を直流変換する順変換部と、該順変換部の直流電
力を交流変換する逆変換部とを備え、前記順変換部の直
流電圧および直流設定電圧の偏差を電圧制御増幅器に入
力し、該電圧制御増幅器の出力と前記交流電源に同期し
た信号とを乗算して正弦波電流指令値を作成し、該正弦
波電流指令値および前記順変換部の交流入力電流検出値
の偏差を電流制御増幅器に入力し、該電流制御増幅器の
出力とキャリア信号を比較した信号によって前記順変換
部のスイッチング素子を制御する電力変換装置の制御装
置において、（１）前記電流制御増幅器の出力に第３次
の整数倍の高調波を重畳する手段を設けたことを特徴と
し、（２）前記第３次の整数倍の高調波を重畳する手段
は、前記電流制御増幅器の出力側に設けられた零相変調
器で構成されていることを特徴とし、（３）前記第３次
の整数倍の高調波を重畳する手段は、交流電源電圧のフ
ィードフォワード信号を零相変調した信号と前記電流制
御増幅器の出力とを加算することにより構成されている
ことを特徴とし、（４）前記第３次の整数倍の高調波を
重畳する手段は、交流電源電圧のフィードフォワードが
かけられた電流制御増幅器の出力側に設けられた零相変
調器で構成されていることを特徴としている。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態を説明する。本発明は、コンバータの交流
出力電圧の最大値を、同じ直流電圧値（ＶDC）でも約１
５（％）上昇させて、電流制御可能な入力電源電圧（Ｖ
ｉ）範囲を拡大させるものである。これを実現させるた
めに、前記図４で述べた電流制御増幅器（ＡＣＲ）の出
力に、図１に示すように第３次の整数倍の高調波を重畳
する（零相変調を行う）手段を設けた。
の実施の形態を説明する。本発明は、コンバータの交流
出力電圧の最大値を、同じ直流電圧値（ＶDC）でも約１
５（％）上昇させて、電流制御可能な入力電源電圧（Ｖ
ｉ）範囲を拡大させるものである。これを実現させるた
めに、前記図４で述べた電流制御増幅器（ＡＣＲ）の出
力に、図１に示すように第３次の整数倍の高調波を重畳
する（零相変調を行う）手段を設けた。
【００１５】図１において図４と同一部分は同一符号を
もって示している。図１において図４と異なる点は、電
流制御増幅器１３の出力側に第３次の正数倍の高調波を
重畳するための零相変調器２０を設けたことにあり、そ
の他の部分は図４と同一に構成されている。
もって示している。図１において図４と異なる点は、電
流制御増幅器１３の出力側に第３次の正数倍の高調波を
重畳するための零相変調器２０を設けたことにあり、そ
の他の部分は図４と同一に構成されている。
【００１６】ここで３相電圧指令値ｖu，ｖv，ｖwを、
基本正弦波に、その第３次の正数倍の高調波を重畳する
ことにより作成する原理を述べる。まずキャリア（搬送
波）である三角波ｖsの振幅をＶs，変調度をαとする
と、各電圧指令値ｖu，ｖv，ｖwは次式となる。
基本正弦波に、その第３次の正数倍の高調波を重畳する
ことにより作成する原理を述べる。まずキャリア（搬送
波）である三角波ｖsの振幅をＶs，変調度をαとする
と、各電圧指令値ｖu，ｖv，ｖwは次式となる。
【００１７】
【数１】
【００１８】ｓｉｎθの振幅が１であるのに対し、ｓｉ
ｎθ＋（１／６）ｓｉｎ３θの最大値は３1/2／２とな
るので、指令値ｖuの最大値はαＶsとなる。同様に指令
値ｖv，ｖwの最大値もαＶsとなる。したがって、ｖu，
ｖv，ｖwの基本波の振幅が（２／３1/2）αＶsであって
も、αが０≦α≦１の範囲でＰＷＭが可能になる。その
結果、第３次高調波を重畳しない場合に比べて基本波の
振幅が２／３1/2倍までＰＷＭが可能になり、出力電圧
（線間）の基本波の振幅の最大値をコンバータの直流電
圧ＶDCとすることができ、電圧利用率を（２／３1/2−
１）×１００＝１５％改善できる。
ｎθ＋（１／６）ｓｉｎ３θの最大値は３1/2／２とな
るので、指令値ｖuの最大値はαＶsとなる。同様に指令
値ｖv，ｖwの最大値もαＶsとなる。したがって、ｖu，
ｖv，ｖwの基本波の振幅が（２／３1/2）αＶsであって
も、αが０≦α≦１の範囲でＰＷＭが可能になる。その
結果、第３次高調波を重畳しない場合に比べて基本波の
振幅が２／３1/2倍までＰＷＭが可能になり、出力電圧
（線間）の基本波の振幅の最大値をコンバータの直流電
圧ＶDCとすることができ、電圧利用率を（２／３1/2−
１）×１００＝１５％改善できる。
【００１９】また、電源電圧フィードフォワードを行う
場合は、図２に示すように、零相変調器２０によって電
源電圧フィードフォワードに零相変調を行い、その出力
を電流制御増幅器１３の出力に加算するように構成す
る。尚図２において図４と同一部分は同一符号をもって
示している。
場合は、図２に示すように、零相変調器２０によって電
源電圧フィードフォワードに零相変調を行い、その出力
を電流制御増幅器１３の出力に加算するように構成す
る。尚図２において図４と同一部分は同一符号をもって
示している。
【００２０】
【実施例】また、電源電圧フィードフォワードを行う場
合は、図３に示すように、電流制御増幅器１３の出力と
電源電圧フィードフォワードを加算した後に零相変調器
２０により零相変調を行なうように構成しても良い。図
３において図４と同一部分は同一符号をもって示してい
る。
合は、図３に示すように、電流制御増幅器１３の出力と
電源電圧フィードフォワードを加算した後に零相変調器
２０により零相変調を行なうように構成しても良い。図
３において図４と同一部分は同一符号をもって示してい
る。
【００２１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電流制御
増幅器の出力に第３次の整数倍の高調波を重畳する手段
を設けたので、同じ直流電圧でも零相変調を行うことに
より、従来のコンバータ出力電圧よりも約１５％最大値
を上げることができる。これによって電流制御可能な入
力電源電圧範囲を拡大することができる。
増幅器の出力に第３次の整数倍の高調波を重畳する手段
を設けたので、同じ直流電圧でも零相変調を行うことに
より、従来のコンバータ出力電圧よりも約１５％最大値
を上げることができる。これによって電流制御可能な入
力電源電圧範囲を拡大することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図３】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図４】従来のコンバータ制御のブロック図。
１…コンバータ部 ２…インバータ部 ３…平滑コンデンサ ８，１２，１４…突き合わせ回路 １０…電圧制御増幅器 １１…乗算器 １３…電流制御増幅器 １５…コンパレータ １６…キャリア発生器 ２０…零相変調器
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源の交流電力を直流変換する順変
換部と、該順変換部の直流電力を交流変換する逆変換部
とを備え、前記順変換部の直流電圧および直流設定電圧
の偏差を電圧制御増幅器に入力し、該電圧制御増幅器の
出力と前記交流電源に同期した信号とを乗算して正弦波
電流指令値を作成し、該正弦波電流指令値および前記順
変換部の交流入力電流検出値の偏差を電流制御増幅器に
入力し、該電流制御増幅器の出力とキャリア信号を比較
した信号によって前記順変換部のスイッチング素子を制
御する電力変換装置の制御装置において、 前記電流制御増幅器の出力に第３次の整数倍の高調波を
重畳する手段を設けたことを特徴とする電力変換装置の
制御装置。 - 【請求項２】 前記第３次の整数倍の高調波を重畳する
手段は、前記電流制御増幅器の出力側に設けられた零相
変調器で構成されていることを特徴とする請求項１に記
載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項３】 前記第３次の整数倍の高調波を重畳する
手段は、交流電源電圧のフィードフォワード信号を零相
変調した信号と前記電流制御増幅器の出力とを加算する
ことにより構成されていることを特徴とする請求項１に
記載の電力変換装置の制御装置。 - 【請求項４】 前記第３次の整数倍の高調波を重畳する
手段は、交流電源電圧のフィードフォワードがかけられ
た電流制御増幅器の出力側に設けられた零相変調器で構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変
換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319238A JPH10164846A (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319238A JPH10164846A (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10164846A true JPH10164846A (ja) | 1998-06-19 |
Family
ID=18107962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8319238A Pending JPH10164846A (ja) | 1996-11-29 | 1996-11-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10164846A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20140031763A (ko) * | 2012-09-05 | 2014-03-13 | 엘에스산전 주식회사 | 회생형 인버터 장치 및 단위 전력 셀을 이용한 인버터 장치 |
| JP2014082901A (ja) * | 2012-10-18 | 2014-05-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置および電力変換装置の制御装置 |
| JP6636219B1 (ja) * | 2018-11-22 | 2020-01-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2024185004A1 (ja) * | 2023-03-06 | 2024-09-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1996
- 1996-11-29 JP JP8319238A patent/JPH10164846A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20140031763A (ko) * | 2012-09-05 | 2014-03-13 | 엘에스산전 주식회사 | 회생형 인버터 장치 및 단위 전력 셀을 이용한 인버터 장치 |
| JP2014054174A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Lsis Co Ltd | 回生型インバータ装置及び単位電力セルを用いたインバータ装置 |
| US9013129B2 (en) | 2012-09-05 | 2015-04-21 | Lsis Co., Ltd. | Regenerative inverter device and inverter device using power cell unit |
| CN103683966B (zh) * | 2012-09-05 | 2016-12-07 | Ls产电株式会社 | 再生逆变器装置和使用电池单元的逆变器装置 |
| JP2014082901A (ja) * | 2012-10-18 | 2014-05-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置および電力変換装置の制御装置 |
| JP6636219B1 (ja) * | 2018-11-22 | 2020-01-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2020105169A1 (ja) * | 2018-11-22 | 2020-05-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2024185004A1 (ja) * | 2023-03-06 | 2024-09-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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