JPH02312097A - Sense amplifier driving system - Google Patents
Sense amplifier driving systemInfo
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- JPH02312097A JPH02312097A JP1133112A JP13311289A JPH02312097A JP H02312097 A JPH02312097 A JP H02312097A JP 1133112 A JP1133112 A JP 1133112A JP 13311289 A JP13311289 A JP 13311289A JP H02312097 A JPH02312097 A JP H02312097A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明はLSIメモリ中のセンスアンプの駆動方式1式
%
(従来の技術)
第2図に、Nチャネル型トランジスタのダイナミックフ
リップフロップで、かつメモリセルをキャパシタでモデ
ル化したセンス系回路を示す。Detailed Description of the Invention (Industrial Field of Application) The present invention provides a driving method for a sense amplifier in an LSI memory. (Prior Art) FIG. This shows a sense circuit in which memory cells are modeled using capacitors.
図でダイナミックフリップフロップを構成するトランジ
スタをQl、Q2.、Ql、Q2のコンダクタンス定数
、しきい値電圧をそれぞれ、131,132.VTHI
。In the figure, the transistors forming the dynamic flip-flop are Ql, Q2. , Ql, Q2 conductance constants and threshold voltages are 131, 132 ., respectively. VTHI
.
VTH2、ビット線容量をCI、 C2と表わしている
。このセンスアンプの感度ΔVSAを表す表穴は、ΔV
SA=−v’?冴に■(Δ13/D+ΔC/C) +
2ΔVTH、、(1)と求められている。ここで、α、
には定数、また、コンダクタンス定数p、ビット線容量
C1しきい値電圧VTRとそれらのアンバランス成分Δ
p、ΔC2ΔVTHは、
131 = f3 −Δp
132 = 1 + Δp
C1= C+ΔC
C2: C−ΔC
VTH1= VTH+ΔVTH
VTH2= VTH−ΔVTH
を満足している。センスアンプ感度式(1)の導出につ
いては、例えば、電子情報通信学会論文誌1978年6
月号、Vol、 J61−C、No、 6の399ペー
ジから401ページに記載されている論文「ダイナミッ
クMO8RAMのセンスアンプ感度の解析」に詳しく述
べられている。VTH2 and bit line capacitance are expressed as CI and C2. The table hole representing the sensitivity ΔVSA of this sense amplifier is ΔV
SA=-v'? Saeni ■ (Δ13/D+ΔC/C) +
2ΔVTH, (1). Here, α,
are constants, conductance constant p, bit line capacitance C1 threshold voltage VTR and their unbalance component Δ
p, ΔC2ΔVTH satisfy the following: 131 = f3 −Δp 132 = 1 + Δp C1= C+ΔC C2: C−ΔC VTH1= VTH+ΔVTH VTH2= VTH−ΔVTH. Regarding the derivation of the sense amplifier sensitivity formula (1), see, for example, IEICE Transactions, 1978, 6
This is described in detail in the paper "Analysis of Sense Amplifier Sensitivity of Dynamic MO8RAM" on pages 399 to 401 of Monthly Issue, Vol. J61-C, No. 6.
式(1)かられかるようにデータセンス時にビット線容
量Cを小さくすればセンス感度が向上するが、それを実
現するセンス方式として、ラッチ型センスと呼ばれる方
式がある。1989年国際固体素子回路会議(Inte
rnational 5olid−8tate C1r
cuitsConference、略称l5SCC)の
講演予稿集(Digest ofTechnical
Papers)246ページから247ページに掲載さ
れている予稿r A 55ns 16Mb DRAM
Jをもとに、ラッチ型センス方式について述べる。As can be seen from equation (1), sensing sensitivity can be improved by reducing the bit line capacitance C during data sensing, and there is a sensing method called latch type sensing to achieve this. 1989 International Solid State Circuits Conference (Inte
rnational 5olid-8tate C1r
Digest of Technical Conference (15SCC)
Papers) A 55ns 16Mb DRAM published on pages 246 to 247
Based on J, we will discuss the latch type sensing method.
第3図は、ラッチ型センス方式をダイナミックランダム
アクセスメモリ(DRAM)に適用した回路の一例であ
る。第3図において、メモリセルは通常の1トランジス
タ1キヤパシタ型のもの、すなわち、荷電蓄積用のキャ
パシタC8とビット線BLO,BLIの間にスイッチン
グトランジスタQSを介在させる形式のメモリセルであ
る。データをメモリセル(図では、ビット線1本につき
n個のメモリセルが付いている)から読みだす場合には
、QSのゲートに接続されているワード線WLOI〜W
LOn、 WLII〜Wllnのいずれかを選択し、ハ
イレベルに上げることによりQSを導通させ、C8に蓄
えられている電荷をビット線に読みだす。その後、セン
スアンプ回路により、メモリセルから読みだされた信号
を増幅する。センスアンプは、図ではPチャネル型トラ
ンジスタPL、 P2、Nチャネル型トランジスタNl
、 N2の0MO8型フリップフロップで構成されてい
る。ここで、センスアンプのPチャネル型、Nチャネル
型トランジスタの共通ソースをそれぞれSAP、SAN
とする。また、センスアンプのPチャネル型とNチャネ
ル型の共通ドレインをSAO,SAIとし、ビット線を
BLO,BLIとしている。通常のセンス方式の回路で
はSAO,SAIとBLO,BLIがそれぞれ直接に接
続されるが、ラッチ型センス方式を用いる場合にはSA
O。FIG. 3 is an example of a circuit in which the latch type sensing method is applied to a dynamic random access memory (DRAM). In FIG. 3, the memory cell is a normal one-transistor, one-capacitor type memory cell, in which a switching transistor QS is interposed between a charge storage capacitor C8 and bit lines BLO and BLI. When reading data from memory cells (in the figure, n memory cells are attached to one bit line), word lines WLOI to WLOI connected to the gate of QS are used.
By selecting one of LOn, WLII to Wlln and raising it to high level, QS is made conductive, and the charge stored in C8 is read out to the bit line. Thereafter, the sense amplifier circuit amplifies the signal read from the memory cell. In the figure, the sense amplifier includes P-channel transistors PL, P2, and N-channel transistor Nl.
, N2 0MO8 type flip-flops. Here, the common sources of the P-channel type and N-channel type transistors of the sense amplifier are SAP and SAN, respectively.
shall be. Further, the common drains of the P-channel type and N-channel type of the sense amplifier are SAO and SAI, and the bit lines are BLO and BLI. In a normal sense type circuit, SAO, SAI and BLO, BLI are connected directly, but when using a latch type sense type circuit, SA
O.
SAIとBLO,BLIの間に、信号TGで制御される
トランスファーゲートQTGO,QTGIが挿入されて
いることが回路上の特徴である。第3図ではNチャネル
型トランジスタがトランスファーゲートとして用いられ
ているが、Pチャネル型トランジスタでも良い。キャパ
シタCBLO,CBLI、 CSAO,CSAIはそれ
ぞれノードBLO,BLI、 SAO,SAIの寄生容
量を示している。A feature of the circuit is that transfer gates QTGO and QTGI controlled by a signal TG are inserted between SAI and BLO and BLI. Although an N-channel transistor is used as the transfer gate in FIG. 3, a P-channel transistor may also be used. Capacitors CBLO, CBLI, CSAO, and CSAI represent parasitic capacitances of nodes BLO, BLI, SAO, and SAI, respectively.
第4図に、ワード線WLOIにつながるメモリセルが選
択された場合のラッチ壓センス方式クロックタイミング
チャートを示す。この図を用い、メモリセルにロウレベ
ルが記憶されている場合のラッチ型センス方式によるデ
ータ読みだし動作について説明する。FIG. 4 shows a latch sense clock timing chart when a memory cell connected to the word line WLOI is selected. Using this diagram, a data read operation using the latch type sensing method when a low level is stored in a memory cell will be described.
第4図で、GNDは接地レベル(ロウレベル)、VCC
は電源電圧レベル(ハイレベル)を表わす。Vpreは
GND≦Vpre≦vCCを満たす、ある中間電位であ
る。In Figure 4, GND is ground level (low level), VCC
represents the power supply voltage level (high level). Vpre is a certain intermediate potential that satisfies GND≦Vpre≦vCC.
まず、待機時には、ノードBLO,BLI、 SAO,
SAI。First, during standby, nodes BLO, BLI, SAO,
S.A.I.
SAP、 SANはVpreにプリチャージする。特に
近年のDRAMにおいては、通常Vpre = V C
Cl2とすることが多い。その他、TGはハイレベルで
BLOと5AO1BLIとSAIはそれぞれ導通させて
おく。ワード線はすべてロウレベルで、メモリセルのス
イッチングトランジスタは閉じたままである。SAP and SAN are precharged to Vpre. Especially in recent DRAMs, usually Vpre = V C
Cl2 is often used. In addition, TG is kept at a high level, and BLO, 5AO1BLI, and SAI are kept conductive. All word lines are at low level and the switching transistors of the memory cells remain closed.
選択されたメモリセルからデータを読みだすために、W
LOIをハイレベルに上げ(他のワード線はロウレベル
のままである)、該選択メモリセルのスイッチングトラ
ンジスタQSを導通させ、BLO,SAOデータを読み
だす。具体的には、選択メモリセルにはロウレベルが入
っているので、QSが導通するとBLO,SAOの電位
がVpreから少し下がる。この下がった分の電位をΔ
Vと表わすと、BLO,SAOの電位は(Vpre−Δ
V)となる。このΔVをメモリセルからの読みだし電圧
あるいは読みだし信号と呼ぶことにする。一方、BLI
、 SAIはVpreレベルのままで、これが基準電圧
レベルとなる。以上が第4図の■の期間に対応する。To read data from the selected memory cell, W
The LOI is raised to high level (the other word lines remain at low level), the switching transistor QS of the selected memory cell is made conductive, and the BLO and SAO data are read. Specifically, since the selected memory cell has a low level, when QS becomes conductive, the potentials of BLO and SAO drop slightly from Vpre. The potential of this drop is Δ
When expressed as V, the potential of BLO and SAO is (Vpre−Δ
V). This ΔV will be referred to as a read voltage or a read signal from the memory cell. On the other hand, B.L.I.
, SAI remains at the Vpre level, which becomes the reference voltage level. The above corresponds to the period (■) in FIG.
次ニTGをロウレベルに下げ、トランスファーゲートQ
TGO,QTGIを非導通にし、センスアンプからBL
O,BLIを切り離す。これがラッチ型センス方式の動
作上の特徴である。これは、第4図■の期間に対応する
。Next, lower TG to low level and transfer gate Q.
Make TGO and QTGI non-conductive and connect BL from the sense amplifier.
O, disconnect BLI. This is an operational feature of the latch type sensing method. This corresponds to the period shown in Figure 4 (■).
その後、SANをロウレベルに下げ、SAPをハイレベ
ルに上げてセンスアンプを活性化し、読みだし電圧ΔV
を増幅する。従来のセンス方式では、SANをSAPよ
りも先に変化させていた。この増幅動作は、最終的にS
AO,SAIがそれぞれロウ、ハイレベルに達するまで
行われる。これが第4図■の期間に対応する。After that, SAN is lowered to low level, SAP is raised to high level to activate the sense amplifier, and the read voltage ΔV
amplify. In the conventional sense method, the SAN was changed before the SAP. This amplification operation ultimately results in S
This is performed until AO and SAI reach low and high levels, respectively. This corresponds to the period shown in Figure 4 (■).
ちなみにTGにより切り離されたビット線BLO。By the way, the bit line BLO is separated by TG.
BLIへのデータ再書き込みはその読みだしサイクルの
リセット時に行われる。Data rewriting to BLI is performed at the reset of the read cycle.
以上述べた手順でセンス増幅動作を行うことにより、セ
ンス時のビット線容量を小さくし、感度向上をはかる。By performing the sense amplification operation according to the procedure described above, the bit line capacitance during sensing is reduced and sensitivity is improved.
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、従来のラッチ型センス方式においては、
TGを非導通にする際のQTGO,QTGIのカップリ
ングノイズにより、読みだし信号Δ■が実効的に小さく
なってしまうという問題点があった。いいかえると、Q
TGO,QTGIの挿入により、むしろセンス感度が低
下していた。(Problem to be solved by the invention) However, in the conventional latch type sensing method,
There is a problem in that the readout signal Δ■ becomes effectively small due to the coupling noise of QTGO and QTGI when the TG is made non-conductive. In other words, Q
Insertion of TGO and QTGI actually decreased the sense sensitivity.
上記カップリングノイズによる感度低下を更に詳しく調
べてみる。このときの動作を理解しやすくするために、
第5図にNチャネル型トランジスタのみからなるセンス
アンプ回路を示す。第5図はPチャネル型フリップフロ
ップがないことを除き、すべて第3図と同じである。こ
こで、SAOヘロウを読みだす場合の容量アンバランス
の最悪ケースは、
CBLO: CBL+ΔCBL
CBLI =: CBL−ΔCBL
C8AO= C8A+ΔC8A 、、、、、、、、(2
)C8AI = C3A−ΔC8A
となるときである。実際、LSI製造上のばらつきがあ
るので、最大で5%〜10%のアンバランスは考慮しな
ければならない。Let's examine the reduction in sensitivity due to the coupling noise in more detail. To make it easier to understand the operation at this time,
FIG. 5 shows a sense amplifier circuit consisting only of N-channel transistors. FIG. 5 is the same as FIG. 3 except that there is no P-channel flip-flop. Here, the worst case of capacity imbalance when reading SAO low is as follows: CBLO: CBL+ΔCBL CBLI =: CBL-ΔCBL C8AO= C8A+ΔC8A , , , , , (2
)C8AI=C3A-ΔC8A. In fact, since there are variations in LSI manufacturing, an unbalance of 5% to 10% at most must be taken into consideration.
このとき、TGのカップリングノイズにより、SAOの
電位がΔvO1SAIの電位がΔv1下がったとする。At this time, assume that the potential of SAO is ΔvO1 and the potential of SAI is decreased by Δv1 due to coupling noise of TG.
上記の条件(2)の下では、CSAO> CSAIであ
るので、ΔvO<Δv1の関係がある。Under the above condition (2), since CSAO>CSAI, there is a relationship of ΔvO<Δv1.
そこで、センスアンプに読みだされる実効的な読みだし
信号ΔVeffを計算すると(ΔVはカップリングノイ
ズがない場合の読みだし信号)、ΔVeff =(Vp
re−ΔVl)−(Vpre−ΔV−ΔVO)=ΔV
−(ΔVI−ΔVO)<ΔV (AVO<AVIより)
すなわち、上式はカップリングノイズにより読みだし信
号が減少していまうことを表わしている。Therefore, when calculating the effective readout signal ΔVeff read out to the sense amplifier (ΔV is the readout signal when there is no coupling noise), ΔVeff = (Vp
re-ΔVl)-(Vpre-ΔV-ΔVO)=ΔV
−(ΔVI−ΔVO)<ΔV (from AVO<AVI)
In other words, the above equation indicates that the readout signal decreases due to coupling noise.
本発明の目的は、上記カップリングノイズの影響を小さ
くおさえ、高感度のセンス方式を提供することにある。An object of the present invention is to provide a highly sensitive sensing method that suppresses the influence of the coupling noise.
(課題を解決するための手段)
本発明は、第1及び第2のPチャネル型MISFETの
ドレインとゲートを各々交差接続した第1の差動増幅回
路、第1及び第2のNチャネル型MISFETのドレイ
ンとゲートを各々交差接続した第2の差動増幅回路、前
記第1及び第2の差動増幅回路を前記第1及び第2のP
チャネル型MISFETの各ドレインと前記第1及び第
2のNチャネル型MISFETの各ドレインとで相互に
接続したセンスアンプ、複数のメモリセルを接続したビ
ット線、前記センスアンプのPチャネル型MISFET
とNチャネル型MISFETの共通ドレインと前記ビッ
ト線との間にMISFETよりなるトランスファーゲー
トを挿入した形式の回路を用いて、電源電圧レベルと接
地レベルの中間レベルにプリチャージされたビット線に
メモリセルから信号を読みだし、その信号を前記センス
アンプで増幅する場合に、メモリセルからビット線に信
号電圧が現われたのち、前記トランスファーゲートを非
導通とし、次に前記センスアンプの第1の差動増幅回路
と第2の差動増幅回路をほぼ同時に作動させて信号増幅
を行うことを特徴とするセンスアンプ駆動方式である。(Means for Solving the Problems) The present invention provides a first differential amplifier circuit in which the drains and gates of first and second P-channel MISFETs are cross-connected, and first and second N-channel MISFETs. a second differential amplifier circuit whose drains and gates are cross-connected, the first and second differential amplifier circuits connected to the first and second P
A sense amplifier connected to each drain of the channel type MISFET and each drain of the first and second N-channel type MISFETs, a bit line connecting a plurality of memory cells, and a P-channel type MISFET of the sense amplifier.
Using a circuit in which a transfer gate made of a MISFET is inserted between the common drain of an N-channel MISFET and the bit line, a memory cell is connected to a bit line precharged to an intermediate level between the power supply voltage level and the ground level. When a signal is read from the memory cell and amplified by the sense amplifier, after a signal voltage appears on the bit line from the memory cell, the transfer gate is made non-conductive, and then the first differential signal of the sense amplifier is This is a sense amplifier driving method characterized by operating an amplifier circuit and a second differential amplifier circuit almost simultaneously to perform signal amplification.
(作用)
本発明においては、センスアンプフリップフロップ回路
のPチャネル型トランジスタとN型チャネル型トランジ
スタとをほぼ同時に作動させることにより、センス回路
の負荷容量のアンバランスを打ち消す。これにより、ラ
ッチ型センス方式によりセンスアンプの付加容量が小さ
くなったことによるセンス感度の向上量が、カップリン
グノイズによる感度の低下量を補い、高感度のデータセ
ンスを実現する。(Function) In the present invention, the P-channel transistor and the N-channel transistor of the sense amplifier flip-flop circuit are activated almost simultaneously, thereby canceling out the imbalance in the load capacitance of the sense circuit. As a result, the amount of improvement in sensing sensitivity due to the reduction in the additional capacitance of the sense amplifier due to the latch-type sensing method compensates for the amount of reduction in sensitivity due to coupling noise, realizing highly sensitive data sensing.
(実施例) 次に、第1図を用いて本発明の一実施例を説明する。(Example) Next, one embodiment of the present invention will be described using FIG.
第1図は本発明の方式を用いた場合の動作クロックタイ
ミングチャートを示す。回路はビット線とセンスアンプ
との間にトランスファゲートを設けた、いわゆるラッチ
型センスアンプ回路ならばどのようなものでも良く、こ
こでは第3図の回路を用いた場合を例に取って説明する
。FIG. 1 shows an operation clock timing chart when the method of the present invention is used. The circuit may be any type of so-called latch-type sense amplifier circuit in which a transfer gate is provided between the bit line and the sense amplifier, and here we will explain the circuit using the circuit shown in Figure 3 as an example. .
メモリセルからデータを読みだす図中の■の期間、TG
(i号によりトラシスファーゲートを閉じる図中■の期
間は従来のラッチ型センス方式と全く同様である。本発
明が従来と異なる点は、センス増幅を行う際、すなわち
図中■の期間のSAP、 SANの変化のタイミングで
あ゛る。具体的にはSAPとSANを同時に変化させる
点が重要である。TG is the period marked ■ in the figure when data is read from memory cells.
(The period marked ■ in the figure in which the transfer gate is closed by the i signal is exactly the same as the conventional latch type sense system. The difference between the present invention and the conventional method is that when sense amplification is performed, that is, the SAP during the period marked ■ in the figure , is the timing of SAN change. Specifically, it is important to change SAP and SAN at the same time.
SAPとSANを同時に変化させることによりセンス感
度が向上する理由を第5図と第6図で説明する。第6図
は第5図と逆にPチャネル型トランジスタのみからなる
フリップフロップのセンスアンプが示しである。その他
の容量等は第3図と同じである。The reason why sense sensitivity is improved by changing SAP and SAN simultaneously will be explained with reference to FIGS. 5 and 6. In contrast to FIG. 5, FIG. 6 shows a flip-flop sense amplifier consisting only of P-channel transistors. Other capacities, etc. are the same as in FIG. 3.
WLOIにつながるメモリセルからロウデータを読みだ
すと仮定した場合の容量アンバランス最悪条件は、
CBLO: CBL−ΔCBL
CBLL = CBL+ΔCBL
C8AO= C3A−ΔC8A 、、、、、、、、(3
)C8AI = C8A+ΔC8A
(2)の条件とCSAO,OSAIの大小関係が逆にな
っていることに注意する必要がある。つまり、本発明で
はセンスアンプのNチャネル型フリップフロップに対す
る容量アンバランス最悪条件(2)と、Pチャネル型フ
リップフロップに対する容量アンバランス最悪条件(3
)が逆の関係になっていることを利用し、両フリップフ
ロップを同時に作動させることにより、容量アンバラン
スを打ち消しているのである。The worst condition for capacitance imbalance when it is assumed that row data is read from the memory cells connected to WLOI is as follows: CBLO: CBL-ΔCBL CBLL = CBL+ΔCBL C8AO= C3A-ΔC8A , , , , , , (3
)C8AI=C8A+ΔC8A It should be noted that the relationship in size between CSAO and OSAI is opposite to the condition in (2). In other words, in the present invention, the worst capacitance imbalance condition (2) for an N-channel flip-flop of the sense amplifier and the worst capacitance imbalance condition (3) for a P-channel flip-flop
) is in an inverse relationship, and by operating both flip-flops simultaneously, the capacity imbalance is canceled out.
ここまでは、ロウデータ読みだしを仮定して説明してき
たが、ハイデータ読みだしの場合も同様の考察によって
本発明の効果が得られることがわかる。Up to this point, the explanation has been made assuming low data reading, but it can be seen that the effects of the present invention can be obtained by similar considerations in the case of high data reading.
(発明の効果)
以上述べたように、本発明では、センスアンプのNチャ
ネル型フリップフロップとPチャネル型フ:Jツブフロ
ップを同時に動作させてビット線容量アンバランスをキ
ャンセルするため、ラッチ型センスによってセンス時の
ビット線容量が小さくなったことによる感度向上量が、
トランスファーゲートのカップリングによる信号損失を
補い、高感度なセンス方式を実現することができる。も
ちろん、センスアンプが高感度化することにより、更に
メモリ動作高速化がはかられる。(Effects of the Invention) As described above, in the present invention, the N-channel type flip-flop and the P-channel type flip-flop of the sense amplifier are operated simultaneously to cancel the bit line capacitance unbalance. The amount of sensitivity improvement due to the smaller bit line capacitance during sensing is
It is possible to compensate for signal loss due to transfer gate coupling and realize a highly sensitive sensing method. Of course, by increasing the sensitivity of the sense amplifier, the memory operation speed can be further increased.
図面の簡単な説明
第1図は本発明の一実施例を示すセンスアンプ動作時の
クロックタイミングチャート、第2図はセンスアンプを
Nチャネル型ダイナミックフリップフロップでモデル化
したセンス系回路図、第3図は従来のラッチ型センスア
ンプ回路の例を示す図、第4図は第3図の従来型センス
アンプ回路を駆動させるときのクロックタイミングチャ
ート、第5図と第6図はそれぞれNチャネルをとPチャ
ネル型のダイナミックフリップフロップセンスアンプを
用いたセンス系回路図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a clock timing chart during the operation of a sense amplifier showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a sense system circuit diagram in which the sense amplifier is modeled using an N-channel dynamic flip-flop, and FIG. The figure shows an example of a conventional latch type sense amplifier circuit, Figure 4 is a clock timing chart when driving the conventional sense amplifier circuit of Figure 3, and Figures 5 and 6 each show an N channel. FIG. 3 is a sense system circuit diagram using a P-channel dynamic flip-flop sense amplifier.
図において、Q、 C2・・・ダイナ判ツクフリップフ
ロップを構成するNチャネル型トランジスタ、C1゜C
2−・・ビット線容量、131,132. V THI
、 V TH2・Nf ヤネル型トランジスタのコンダ
クタンス定数としきい値電圧、WLOI〜WLOn、
WLII〜WL1n−・・ワード線、BLO,BLI・
・・ビット線、SAO,SAI・・・センスアンプ内ド
レインノード、SAP・・・センスアンプNチャネル型
トランジスタ共通ソース、SAN・・・センスアンプN
チャネル型トランジスタ共通ソース、TG−・・トラン
スファーゲート制御信号、QTGO,QTGI・・・ト
ランスファーゲート、CBLO,CBLL、 CSAO
,CSAI・・・BLO。In the figure, Q, C2... N-channel transistor constituting a dyno-sized flip-flop, C1°C
2-...Bit line capacitance, 131, 132. V THI
, V TH2・Nf conductance constant and threshold voltage of Janel type transistor, WLOI~WLOn,
WLII~WL1n-...Word line, BLO, BLI...
...Bit line, SAO, SAI...Drain node in sense amplifier, SAP...Sense amplifier N-channel transistor common source, SAN...Sense amplifier N
Channel type transistor common source, TG-...transfer gate control signal, QTGO, QTGI...transfer gate, CBLO, CBLL, CSAO
, CSAI...BLO.
BLI、 SAO,SAIの寄生容量、QS・・・メモ
リセルスイッチジグトランジスタ、C8・・・メモリセ
ル電荷蓄積容量、PO,PL・・・センスアンプを構成
するPチャネル型トランジスタ、No、 Nl・・・セ
ンスアンプを構成するNチャネル型トランジスタ。BLI, SAO, SAI parasitic capacitance, QS...Memory cell switch jig transistor, C8...Memory cell charge storage capacity, PO, PL...P channel type transistor that constitutes the sense amplifier, No, Nl... - N-channel transistor that constitutes the sense amplifier.
第1図Figure 1
Claims (1)
ゲートを各々交差接続した第1の差動増幅回路、第1及
び第2のNチャネル型MISFETのドレインとゲート
を各々交差接続した第2の差動増幅回路、前記第1及び
第2の差動増幅回路を前記第1及び第2のPチャネル型
MISFETの各ドレインと前記第1及び第2のNチャ
ネル型MISFETの各ドレインとで相互に接続したセ
ンスアンプ、複数のメモリセルを接続したビット線、前
記センスアンプのPチャネル型MISFETとNチャネ
ル型MISFETの共通ドレインと前記ビット線との間
にMISFETよりなるトランスファゲートを挿入した
形式の回路を用いて、電源電圧レベルと接地レベルの中
間レベルにプリチャージされたビット線にメモリセルか
ら信号を読みだし、その信号を前記センスアンプで増幅
する場合に、当該メモリセルからビット線に信号電圧が
現われたのち、前記トランスファゲートを非導通とし、
次に前記センスアンプの第1の差動増幅回路と第2の差
動増幅回路をほぼ同時に作動させて信号増幅を行うこと
を特徴とするセンスアンプ駆動方式。A first differential amplifier circuit in which the drains and gates of the first and second P-channel MISFETs are cross-connected, and a second differential amplifier circuit in which the drains and gates of the first and second N-channel MISFETs are cross-connected, respectively. a dynamic amplifier circuit, and the first and second differential amplifier circuits are interconnected by each drain of the first and second P-channel type MISFET and each drain of the first and second N-channel type MISFET. a sense amplifier, a bit line connecting a plurality of memory cells, and a transfer gate made of a MISFET inserted between the common drain of a P-channel MISFET and an N-channel MISFET of the sense amplifier and the bit line. When a signal is read from a memory cell to a bit line precharged to an intermediate level between the power supply voltage level and the ground level, and the signal is amplified by the sense amplifier, the signal voltage is applied to the bit line from the memory cell. after the transfer gate has appeared, the transfer gate is rendered non-conductive;
Next, a sense amplifier driving method characterized in that the first differential amplifier circuit and the second differential amplifier circuit of the sense amplifier are operated almost simultaneously to perform signal amplification.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1133112A JPH02312097A (en) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | Sense amplifier driving system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1133112A JPH02312097A (en) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | Sense amplifier driving system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02312097A true JPH02312097A (en) | 1990-12-27 |
Family
ID=15097090
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1133112A Pending JPH02312097A (en) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | Sense amplifier driving system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02312097A (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57138090A (en) * | 1981-01-19 | 1982-08-26 | Siemens Ag | Monolithic integrated semiconductor memory |
-
1989
- 1989-05-26 JP JP1133112A patent/JPH02312097A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57138090A (en) * | 1981-01-19 | 1982-08-26 | Siemens Ag | Monolithic integrated semiconductor memory |
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