JPH02206385A - 電流形インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電流形インバータに係り、特に誘導電動機に交
流電力を供給するインバータ部の通流率制御に関するも
のである。

〔従来の技術〕

従来の電流形インバータは、技術雑誌「日立評論Ｖｏ　
１．　６８＆６　　（１９８６−６）Ｊｌ　ノＰ、４９
５〜Ｐ、５００　’“正弦波インバータ制御高速エレベ
ータ−と題する論文に開示され、該刊行物の図３により
原理的構成が、また、図９により高速エレベータ−での
応用例が説明されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

第６図は電流形インバータの原理的構成を示し、１はコ
ンバータ部、２は直流リアクトル、３はインバータ部、
４は誘導ｆｉ！１１１機である。ＰＷＭ制御部ベクトル
制御部は省略している。

このような電流形インバータで負荷の誘導電動機を駆動
しているとき１次の関係式が近似的に成立する。

３Ｊヲ Ｖｄ”Ｆ　　　　　Ｘ　ＶａｃＸｃｏｓ’ｐ　Ｘλｃ　
　　　−＝（１）π 尚、Ｖａｃ：コンバータ部の交流電源電圧Ｉａｃ？コン
バータ部の交流電源電流 λＣ：コンバータ部の通流率 Ｔ：コンバータ部の制御位相角 Ｖｄ：インバータ部の入力側直流電圧 工ｄ：インバータ部の入力側直流電流 ｖｏ：インバータ部の出力電圧 ■ｏ：インバータ部の出力′正流 ０：インバータ部の制御位相角 （１）式においてｃｏｓψは直流電圧ｖｄの零近傍領域
を除く全領域でｌ　ｃｏｓψ１＝１（カ行時：＋１゜回
生時ニー１）となる。すなわち直流電圧ｖｄは、はぼ全
領域にわたってコンバータ部の通流率λ。

のみを変化することにより直流電圧Ｖａ　を制御してい
る。従って簡単化のためこの通流率λＣを０≦λｃ＜１
とすれば、（１）式は（５）式で近似できる。

Ｇ 、”、Ｖ＋＋弁　　　ＸＶａｃＸλｃＸｓｉｇｈ［ｃｏ
ｓ’Ｐ］−（ｓ）π ｃｏｓ　’ｆ’≧Ｏ（力行時）の場合を考えると（５）
式はＧ Ｖｄ４　　　　Ｘ　Ｖａｃ　Ｘλｃ　　　　　　　−（
６）π となる。

従って、インバータ部の出力電圧Ｖｏは（２）、　（６
）式より ＣＯＳθ となる。ここでインバータ部の制御位相角ｃｏｓθは、
誘導電動機をベクトル制御していることから、誘導電動
機の力率と一致している。

今、インバータ部の最大出力電圧を考える。

（７）式よりλｃ：１の時、出力電圧Ｖｏは最大と倍と
なる。一般に誘導電動機の最高力率は約０．８５程度で
あるから出力電圧Ｖｏは最低でも交流電源できる。

一方、電源電圧Ｖａｅを考えると、電力系統の電圧変動
やトランス、引込電線等における電圧降下等により２０
％程度低下する場合がある。すなわち電源電圧の定格値
をＶａｏとすると Ｖａｃ＝　ＶａｏＸ　０　、８　　　　　　　　　　・
・・（８）まで考慮する必要がある。

従って、この時インバータ部が供給できる最大の出力電
圧は最悪条件（＝誘導電動機の力率が最大の時）で となる（最大力率０．８５と仮定）。すなわち、この時
インバータ部は電源電圧定格値の９４％までしか電圧を
供給できない。

以上の事から、インバータ部の負荷である誘導電動機の
定格電圧は電圧マージンも考え少なくとも電源電圧の定
格値よりも１０％以上低く設定する必要がある。例えば
、電源電圧の定格値が４００Ｖの場合、誘導電動機の定
格電圧は３６０ｖ以下のものを選定することになる。こ
の問題さえ解決できれば誘導電動機の定格電圧を電源電
圧と同等以上、前記例で云えば４００ｖ以上に設定でき
る。

仮に誘導電動機の定格電圧を３６０ｖから４００Ｖに変
更できれば、定格電流は約１０％減少するので負荷電流
も同程度減少し従って通常は誘導電動機や直流リアクト
ル等での銅損を（０，９）２＝０．８１すなわち約２０
％低減できる。

すなわち、従来の電流形インバータは、コンパ圧でき、
種々の要因から、この出力電圧が下るこ不可能であると
云える。

それゆえ、本発明の目的は、インバータ部の出上に高め
ることが可能な電流インバータを提供するにある。

また、本発明の目的は、インバータ部の通流率でインバ
ータ部の出力電圧を高くすることができる電流形インバ
ータを提供するにある。

本発明の他の目的は、コンバータ部の交流電源電圧が低
下しても、電圧低下が無かったかの如き出力電圧をイン
バータ部より得られる電流形インバータを提供するにあ
る。

更に本発明の他の目的は、コンバータ部の交流電源電圧
が低下した時、誘導電動機や直流リアクトル等での銅損
を低減できる電流形インバータを提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、本発明では、インバータ部に
通流率を可変とする手段を設けた。

尚、ここで云う通流率は、従来より用いられている様に
コンバータ部からインバータ部に供給されてくるインバ
ータ部入方側直流電流と誘導電動機に供給されるインバ
ータ部出カ電流の比である。

〔作用〕

インバータ側に、コンバータ側と同様の通流率の概念を
導入することにより、（２）式（４）式は下式で表わさ
れる。

ここでλＮ＝インバータ部の通流率（０くλ１≦１）従
って、（７）式は下式となる。

係数にと等しくすれば、すなわちλ皇を常にλｓ＝ｋ　
　　　　　　　　　　　　　・・・（１５）となるよう
設定すれば、出力電圧ｖＯは（１４）式より ここにおいて、（１２）式はインバータ部の通流率λ、
を小さくすると、インバータ部の出力電圧Ｖｏを高めう
ることを示している。

更に云えば、力率ＣＯ８θで交流電源電圧Ｖａｃを昇圧
する以上に出力電圧ｖＯを高め得ることを示している。

さて、コンバータ部の交流電源電圧Ｖａｃが電源電圧の
定格値Ｖａｏに対して Ｖ　ａｃ　＝　ｋ　Ｘ　Ｖ　ａｏ　　　　　　　　　　
・＝　（１３）ｋ：電源低下係数（０＜ｋ≦１） となったとすると（１２）式は下式となる。

ここで、インバータ部の通流率λ１を電源低下となり、
交流電源電圧Ｖａｃの低下には左右されなくなる。

ただし、インバータ部の通流率を変えると（１１）式か
ら分かるように出力電流Ｉｏも変動する。従って通流率
λ１を変える場合は、直流電流Ｉａの指令値を １ａ”ＩａｏＸ λ五 ”ＩｄｏＸ−・・・（１７） Ｉ　ａｏ　：直流電流の真の指令値 とするとよい。これにより（１１）式は（１４）、　（
１７）式より Ｉａ。

ＩＯ＝□　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１８
）ＪΣ となり、インバータ部の出力電流Ｉｏは通流率λ１には
左右されなくなる。

従って、従来の電流形インバータに（１４）式、（１７
）式で示す関係式を満足する機能を付加するだけで電源
電圧の低下に関係なく出力電圧、出力電流を維持するこ
とができる。ここに（１４）式は、インバータの通流率
を電′ｒＸ電圧の低下に応じて絞り込むことであり、（
１７）式は直流電流を電源電圧の低下に反比例させて増
加させることを意味している。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

図において、１は交流を直流に変換するコンバータ部で
あり、２はコンバータ部１の出力電流リプルを平滑する
直流リアクトル、３は直流を可変電圧、可変周波数に変
換するインバータ部である。

４はインバータ部３によって駆動される誘導電動機であ
り、軸端には速度フィードバック用のロータリエンコー
ダＲ，坏、が取り付けである。１４は速度指令ω、傘と
速度フィードバックω、との偏差により出力１ヘルクを
演算する速度制御装置であり、１５は速度制御装置１４
から出力されるＩ・ルク指令と速度フィードバックω、
とから、インバータ部３の出力電流のための３要素すな
わち電流指令■串、位相指令ｒ車、周波数指令ω＊を演
算するベクトル制御装置である。１０は出力電流を制限
する電流リミッタ回路、９は実際の電流指令１６＊とホ
ールＣＴ５により検出される直流電流のフィードバック
値１ｄとの偏差から直流電圧指令Ｖｄｎを演算する電流
制御回路である。８，１１．１３はそれぞれ直流電圧指
令Ｖｄ申　からコンバータ部１の通流率λＣ１直流電流
の増加分α、インバータ部３の通流率λ蓋　を決定する
非線形要素である。

６はコンバータ部】の電源同期用トランスであり、７は
電源同期信号とコンバータ部１の通流率λＣから実際の
パルスを発生するコンバータ部用ＰＷＭ制御回路である
。１２は位相指令で＊、周波数指令ω＊１通流率λ１か
ら実際にインバータ部３に与えるパルスを発生ずインバ
ータ部用ＰＷＭ制御回路である。尚、ＰＷＭはパルス幅
変調のことである。

次に動作について説明する′！Ｊ１．理解を容易にする
ため、まず通流率の定義をコンバータ側を例に取り述べ
る。

第２図（ａ）、（ｂ）はコンバータ部１、インバータ部
３の各々の主回路構成を示したもので２１゜３１はトラ
ンジスタモジュール、２２．３２はフィルターコンデン
サである。

主回路の自己消弧素子として用いたトランジスタは逆電
圧阻止機能がないため、ダイオードを直列に接続してい
るが、逆電圧阻止機能を有するゲートターンオフサイリ
スタを用いる場合はこのダイオードは省略できる。

第３図、第４図は第２図（ａ）の各部を流れる電流Ｉｕ
Ｉａｕ、工ｄの関係を実際の波形で示したものである（
第１図のＩａｃをＵ相分としてＩａｕで表示している）
。第３図は特例として通流率１の場合の波形を直流電流
Ｉｄが大きい時を（ａ）で小さい時を（ｂ）で示したも
のである。矩形波状の電流エエは第２図のフィルターコ
ンデンサ２２によって平滑化され、破線Ｉａｕの如く正
弦波状の電流となる。ここでＩａｕを正弦波とする為に
は、キャリア周期をＴとすると任意の角度γ点でのパル
ス幅Δｔを Δｔ＝Ｔ−５ｉｎγ・・・（１９） の如く決定すれば良い。一方、コンバータ部１には直流
出力電圧を可変できる機能が必要であるが、これを位相
制御だけでなくパルス幅制御でも行っている。すなわち
第３図で示す全てのパルスのパルス幅に対し一律に比例
定数λを掛けることにより入力電流の正弦波化を満足し
つつ直流出力電圧を可変している。具体的には任意の角
度γ点でのパルス幅Δｔを Δｔ＝λ・Ｔ−ｓｉｎ　ｙ　　　　　　　　−（２０）
としている、この時電源電圧Ｖａｃとコンバータ部１の
直流出力電圧Ｖａｃとの間には、はぼ次の関係式が成立
する。

π ここで（Ｐ：制御位相角 又、入力電流Ｉａｕ（実効値）と直流出力電流との間に
は、はぼ次の関係式が成立する。

Ｖ’ｒＸ　Ｉ　ａ詩■６・λ　　　　　・・・（２２）
Ｊ７×工・。

、”−Ｉ　ａ勾　　　　　　　　　　　　　・・・（２
３）λ （２０）弐〜（２３）式中の比例定数λを通流率と定義
する。

以下第１図の動作について説明する。

まずロータリ・エンコーダＲ，Ｅ、により誘導電動機４
の軸速度ω、を検出し、これと軸速度指令値ω、串　と
の偏差をＡＳＲ１４に入力することによりトルク指令τ
串が生成される。このτ傘と軸速度ω、をベクトル制御
装置１５に入力することによりインバータ出力電流のた
めの３要素すなわち電流指令Ｉ−１位相指令θ串、周波
数指令ω＊が出力される。ここで、電流指令１嘲はコン
バータ部側へ、そして位相指令θ串１周波数指令ω傘は
インバータ部側へ出される。

コンバータ部への電流指令■＊は本発明で新たに追加し
た非線形要素１１の出力即ち、直流電流の増加係数αと
の積（αＩ＊）を加算して実際の直流電流指令Ｉａ＊（
Ｉｄ＊＝Ｉ＊＋αＩ＊）となり電流リミッタ１０を経て
電流制御系に入力される。この値Ｉ４＊　とホールＣＴ
５からの電流帰還信号との偏差が電流制御回路（ＡＣＲ
）９に入力される。ＡＣＲ９は直流電圧指令ｖ嬬＊　を
演算して出力する。非線形要素８により直流電圧指令ｖ
、木に見合った通流率λＣが決定されＰＷＭ制御回路７
によりコンバータ部１が湘動される。実際にはＰＷＭ制
御回路７へは通流率λ６だけでなく位相指令でも入力さ
れるが位相指令領域が狭いこと及び説明を簡単化するた
めｃｏｓ’ｐ　　＝１　（固定）として省略しである。

又通流率λ。は実際には雰あるいは１とは成り得ないが
簡単のためＯ≦λＣ≦１−として説明する。従って、こ
の時のコンバータ部１の出力電圧ＶａｃとλＣの関係は
（２１）式より下式となる。

π ここで交流電源電圧Ｖａｃの低下を考える。交流電源電
圧Ｖａｃが低下してもコンバータ部１の直流出力電圧Ｖ
ａｃを一定に保つ為にはそれに見合って通流率λ。を大
きくする必要がある。このこと自体はＡＣＲ系で直流電
圧指令■４串　が大きくなることにより自動的に調整さ
れるが、通流率λ。にはハード的にＯ≦λ≦１の制約が
あるため大きな交流電源電圧Ｖａｃの低下については通
流率λＣが飽和することになる。ここでλｃ”１となる
ときの直流電圧指令■ｄ＊の値をＶａ”ｍａｘとすると
電源電圧の不足分のΔｖ６は ΔＶ＠＝Ｖａ本−ｖｄ申、、、　　　　　　　−（２５
）（Ｖ、＊≧Ｖ、申ｍａＸの時成立） で求めることができる。

一方、インバータ部３を考えるとベクトル制御装置１５
からの出力０嘲、Ｗ本をＰＷＭ制御回路１２に入力する
ことによりインバータ部３は直流電流Ｉｉを波形成形す
る。この時、直流電流Ｖｄと出力電圧Ｖｏ及び直流電流
工、と出力電流Ｉ。との関係は通流率を除けば前述した
コンバータ部とまったく同一であり ３Ｊ】 ■’、＝　　　　Ｘｃｏｓｏ本Ｘｖｏ　　　・・・（２
６）π １ｄ＝＆ＸＩｏ　　　　　　　　・・・（２７）となる
。これは（２１）式、　（２３）式において通流率λを
λ＝１とおいた時に対応する。ここに本発明においては
インバータ部もコンバータ部と同様に通流率λｉ　を可
変するよう構成した。すなわち非線形要素１３を設け、
直流電圧指令ｖ、＊　より通流率λ簸を決定しこれによ
り通流率λｔを可変できるようインバータ部３のＰＷＭ
制御回路１２の機能を追加した。このようにすることで
（２７）式（２８）式％式％（２９） となる。これを変形して Ｖｄ ＸＣＯ５Ｏ＊　Ｘ　λ１ とする。

今、電源電圧が所定値を越えて低下したとすると前述し
たように（２５）式の条件式 Ｖ、ｉ申≧Ｖ１本□８ が成立し、この時の電圧不足分Δｖｄは（２５）式で求
めろことができる。今電圧不足率Ｑをとすると、この時
の出力電圧Ｖｏは、 π ここでＶａｏは電源が正常な場合に供給される直流側電
圧である。従って、出力電圧Ｖｏ　を正規な値とするた
めには（３４）式のλ８をλ、白１がらΔＶ。

Ｖｄ”ｍａｘ ｖｄ申１ｔａＸ （ただしｖ１本≧Ｖ、傘、＆８時成立）に修正すること
で達成できる。この時（３４）式はπ となり出力電圧Ｖｏは電源電圧の影響を受けなくなる。

（３５）式をグラフ化すれば非線形要素１３となる。

ここで出力電流工０とλ食との関係は（３２）式の様に
なるので直流電流Ｉｄが一定であればλ愈の変化に伴い
工０も低下する。これを補償するため、直流電流Ｉ４は
、もともとの指令値工＊に対して＝（１＋α）１申 ・・・（３７） ■、傘−Ｖａ申ｍａＸ （Ｖｄ率≧Ｖｄ＊ｍａｘの時成立） とする必要がある。（３７）式をグラフ化すれば非線形
要ｉｌｌとなる。第５図にこれら非線系要素の詳細特性
を示す。

第５図の各特性は、直流電圧指令Ｖａｌ　　がコンバー
タ部１の通流率λＣによってはインバータ部３の出力電
圧Ｖｏを所望の値とすることが不可能な時に、インバー
タ部３の通流率λ１を下げ、また、直流電流指令１１傘
　を増加させることを示している。これは１通常は、従
来と同様インバータ部３の通流率を最大近傍の値例えば
０．９５　に維持しておいて、インバータ部３での無効
分（インバータ部３から直接コンバータ部１へ戻り、誘
導電動機４側に流れない電流分）をできるだけ小さくし
つつ、直流リアクトル２で高電圧が発生しないように配
慮し、電源電圧が大幅に低下した時のみ、インバータ部
３の通流率で誘導電動機４に加わる電圧が変らぬ様にす
るものである。

以上、本実施例によれば、電源電圧の低下に左右される
ことなくインバータの出力電圧を安定して供給できるの
で、電源電圧低下時の誘導電動機との電圧協調を考慮す
る必要がなく誘導電動機の定格電圧を高く設定できる。

従って誘導電動機の定格電流が減少し、もって負荷電流
も減少するので誘導電動機をはじめ直流リアクトル等各
部の銅損を飛躍的に低減できる。

ただし、インバータ部の通流率を定常より小さくするこ
とによってインバータの出力電圧を高くすることができ
るが、これに伴って直流側電流も増大するのでむやみに
誘導電動機の定格電圧を上げるとかえって銅損が増加す
るのみならず主回路素子容量も増加する。

しかしインバータ部での無効分増加を考慮しなくてかま
わない状況では、コンバータ部１の通流率λＣが飽和（
λｃ＝１）でなくてもインバータ部３の通流率λ１を下
げて、インバータ部３の出力電圧Ｖｏを上昇させてもさ
しつかえない。

電源電圧と誘導電動機の定格電圧を同程度とするとほと
んどの電源条件でもインバータ部の通流率を変える必要
はなく、従って電動機の定格電流が下がった分だけ負荷
電流も下がりこの場合各部の銅損を２０％程度低減する
ことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、インバータ部の
通流率で、インバータ部の出力電圧を高くすることがで
きる電流形インバータを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すシステム構成図、第２
図（ａ）、（ｂ）はコンバータ部およびインバータ部の
主回路構成図、第３図（ａ）、　（ｂ）はＰＷＭパルス
と出力電流の関係を示す波形例、第４図は出力電流と還
流率の関係を示す波形例、第５図（ａ）〜（ｃ）は直流
電圧指令Ｖｔ木からコンバータ測道流率λＣ，インバー
タ側通流率λ鬼および直流電流の増加係数αを出力する
第１図に示す非線形要素の特性図、第６図は電流形イン
バータの原理的構成を示す図である。 １・・・コンバータ部、２・・・直流リアクトル、３・
・・インバータ部、４・・・誘導電動機、１４・・・Ａ
ＳＲ１１５・・・ベクトル制御回路、９・・・ＡＣＲ１
８・・・コンバータ側の通流率λＣを設定する非線形要
素、１１・・・直流電流の増加分を設定する非線形要素
、１３・・パインバータ側の通流率λ１を設定する非線
形要素。 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流を直流に変換し直流電流の制御を行うコンバー
   タ部、該コンバータ部の直流電流を平滑する直流リアク
   トル、該直流リアクトルに接続され直流を可変電圧可変
   周波数の交流電力に変換するインバータ部を備え、該交
   流電力によりインバータ部に接続された誘導電動機を駆
   動する電流形インバータにおいて、インバータ部は通流
   率を可変とする手段を備えていることを特徴とする電流
   形インバータ。 ２、ＰＷＭ制御、ベクトル制御が行われるコンバータ部
   、インバータ部を備え、インバータ部からの交流出力に
   より誘導電動機を駆動する電流形インバータにおいて、
   インバータ部は通流率可変手段を備えていることを特徴
   とする電流形インバータ。 ３、上記請求項第１項、第２項において、インバータ部
   は主回路制御素子として自己消弧素子が用いられている
   ことを特徴とする電流形インバータ。 ４、上記請求項第１項、第２項において、通流率可変手
   段は、誘導電動機に加えられる電圧が下ると、通流率を
   下げるものであることを特徴とする電流形インバータ。 ５、上記請求項第１項、第２項において、通流率可変手
   段は、誘導電動機に加えられる電圧が所定値である時は
   、通流率を最大値近傍の定格値に定め、誘導電動機に加
   えられる電圧が所定値以下になつた時に通流率を下げる
   ものであることを特徴とする電流形インバータ。 ６、交流を直流に変換し直流電流の制御を行うコンバー
   タ部、該コンバータ部の直流電流を平滑する直流リアク
   トル、該直流リアクトルに接続され直流を可変電圧可変
   周波数の交流電力に変換するインバータ部を備え該交流
   電力によりインバータ部に接続された誘導電動機を駆動
   する電流形インバータにおいて、インバータ部の通流率
   を可変とする手段、上記通流率に対して逆比例の関係で
   直流電流を制御する手段を備えていることを特徴とする
   電流形インバータ。 ７、上記請求項第６項において、通流率可変手段は誘導
   電動機に加えられる電圧が下ると通流率を下げ、直流電
   流制御手段は、通流率が下ると直流電流を増加させるも
   のであることを特徴とする電流形インバータ。 ８、上記請求項第７項において、通流率可変手段は、誘
   導電動機に加えられる電圧が所定値である時は通流率を
   最大値近傍の定格値に定め、誘導電動機に加えられる電
   圧が所定値以下になつた時に通流率を下げるものである
   ことを特徴とする電流形インバータ。 ９、上記請求項第１項、第２項において、通流率可変手
   段はコンバータ部の通流率が飽和している状況において
   、インバータ部の通流率を下げる特性を備えたものであ
   ることを特徴とする電流形インバータ。 １０、上記請求項第１項、第２項において、通流率可変
   手段はコンバータ部の現実の入力電圧と定格電圧の比と
   等しくなる通流率を与えるものであることを特徴とする
   電流形インバータ。 １１、上記請求項第１項、第２項において、通流率可変
   手段がコンバータ部の現実の入力電圧と定格電圧の比と
   著しくなる通流率を与える時、上記比の逆数分だけコン
   バータ部からインバータ部へ流す直流電流を増加させる
   直流電流制御手段が設けられていることを特徴とする電
   流形インバータ。