JPH0880037A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH0880037A JPH0880037A JP21401794A JP21401794A JPH0880037A JP H0880037 A JPH0880037 A JP H0880037A JP 21401794 A JP21401794 A JP 21401794A JP 21401794 A JP21401794 A JP 21401794A JP H0880037 A JPH0880037 A JP H0880037A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング電源装置にあって、その部品点
数を増やすことなく、環境温度に変化があっても安定な
出力電圧が得られるようにする。 【構成】 直流電源１に接続されるＰＷＭ制御回路２の
出力にスイッチング素子３を接続し、その負荷として二
次巻線を有するトランス５を接続し、前記二次巻線に出
力される交流電圧を平滑回路６を通して得た直流電圧の
状態を検出し、その検出値をＰＷＭ制御回路２へフォト
カプラ４を介してフィードバックさせ、前記二次巻線の
出力電圧を制御するスイッチング電源装置にあって、前
記電圧検出を行う電圧検出回路７を、フォトカプラ４の
発光部４ｂ、トランジスタ７ａ、抵抗７ｂ及びツェナー
ダイオード７ｃの各々を直列接続した構成にする。
数を増やすことなく、環境温度に変化があっても安定な
出力電圧が得られるようにする。 【構成】 直流電源１に接続されるＰＷＭ制御回路２の
出力にスイッチング素子３を接続し、その負荷として二
次巻線を有するトランス５を接続し、前記二次巻線に出
力される交流電圧を平滑回路６を通して得た直流電圧の
状態を検出し、その検出値をＰＷＭ制御回路２へフォト
カプラ４を介してフィードバックさせ、前記二次巻線の
出力電圧を制御するスイッチング電源装置にあって、前
記電圧検出を行う電圧検出回路７を、フォトカプラ４の
発光部４ｂ、トランジスタ７ａ、抵抗７ｂ及びツェナー
ダイオード７ｃの各々を直列接続した構成にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源装置
に係り、特に、比較的広範囲の出力電圧が得られるタイ
プのスイッチング電源装置に関するものである。
に係り、特に、比較的広範囲の出力電圧が得られるタイ
プのスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置の回路構成方式に
は、チョッパ型、ＲＣＣ（リンギング・チョーク・コン
バータ）型などがある。ＲＣＣ型は、直流電源にＰＷＭ
制御回路等によるスイッチング回路を接続し、このスイ
ッチング回路の出力にトランスを設け、その二次側巻線
に出力される交流電圧を整流・平滑回路を通して直流電
圧を得ると共に、この直流電圧の変動を検出してスイッ
チング回路へフィードバックするための電圧検出回路及
びフォトカプラから成り立っている。
は、チョッパ型、ＲＣＣ（リンギング・チョーク・コン
バータ）型などがある。ＲＣＣ型は、直流電源にＰＷＭ
制御回路等によるスイッチング回路を接続し、このスイ
ッチング回路の出力にトランスを設け、その二次側巻線
に出力される交流電圧を整流・平滑回路を通して直流電
圧を得ると共に、この直流電圧の変動を検出してスイッ
チング回路へフィードバックするための電圧検出回路及
びフォトカプラから成り立っている。
【０００３】この電圧検出回路の具体例については、例
えば、ＣＱ出版株式会社、「トランジスタ技術 ＳＰＥ
ＣＩＡＬ Ｎｏ．２８（特集 最新・電源回路設計技術
のすべて）」７１頁に示されるものがある。
えば、ＣＱ出版株式会社、「トランジスタ技術 ＳＰＥ
ＣＩＡＬ Ｎｏ．２８（特集 最新・電源回路設計技術
のすべて）」７１頁に示されるものがある。
【０００４】その回路は図７に示す如くであり、チョー
クトランス１０１と平滑コンデンサ１０２から成る平滑
回路に対し、その出力間に抵抗１０３、フォトカプラ１
０４（ここに示すのは発光部のみで、受光部はスイッチ
ング回路の構成部品の１つとして用いられている）、ト
ランジスタ１０５のコレクタ及びエミッタ、ツェナーダ
イオード１０６の各々を直列接続した回路が挿入されて
いる。更に、トランジスタ１０５のエミッタと平滑回路
の出力との間には抵抗１０７が接続され、また、トラン
ジスタ１０５のベースに印加する電圧Ｖref は、平滑回
路の出力電圧を抵抗１０８、可変抵抗１０９及び抵抗１
１０を直列接続した抵抗分圧回路から得ている。
クトランス１０１と平滑コンデンサ１０２から成る平滑
回路に対し、その出力間に抵抗１０３、フォトカプラ１
０４（ここに示すのは発光部のみで、受光部はスイッチ
ング回路の構成部品の１つとして用いられている）、ト
ランジスタ１０５のコレクタ及びエミッタ、ツェナーダ
イオード１０６の各々を直列接続した回路が挿入されて
いる。更に、トランジスタ１０５のエミッタと平滑回路
の出力との間には抵抗１０７が接続され、また、トラン
ジスタ１０５のベースに印加する電圧Ｖref は、平滑回
路の出力電圧を抵抗１０８、可変抵抗１０９及び抵抗１
１０を直列接続した抵抗分圧回路から得ている。
【０００５】この電圧検出回路では、トランジスタ１０
５のベースに印加される電圧Ｖrefを可変抵抗１０９で
調整することにより、平滑回路の出力電圧Ｖｏを変える
ことができる。この場合の出力電圧Ｖｏは、可変抵抗１
０９の可変端子より電源側の抵抗値をＲ10とし、可変抵
抗１０９の可変端子よりアース側の抵抗値をＲ20とすれ
ば、Ｖｏ＝６．９×｛１＋（Ｒ10／Ｒ20）｝として表さ
れ、８Ｖ以上の出力電圧を得る要求に適している。
５のベースに印加される電圧Ｖrefを可変抵抗１０９で
調整することにより、平滑回路の出力電圧Ｖｏを変える
ことができる。この場合の出力電圧Ｖｏは、可変抵抗１
０９の可変端子より電源側の抵抗値をＲ10とし、可変抵
抗１０９の可変端子よりアース側の抵抗値をＲ20とすれ
ば、Ｖｏ＝６．９×｛１＋（Ｒ10／Ｒ20）｝として表さ
れ、８Ｖ以上の出力電圧を得る要求に適している。
【０００６】なお、この種の電圧検出回路については、
上記文献のほか、充電器に適用した特開平５−２９２６
７５号公報のものがある。
上記文献のほか、充電器に適用した特開平５−２９２６
７５号公報のものがある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
技術にあっては、トランジスタが増幅器として動作する
ため、位相遅れが生じる。このため、位相補償を行うた
めのＣＲ回路１１１を必要とする等、部品点数が多くな
る結果、コストアップは避けられない。
技術にあっては、トランジスタが増幅器として動作する
ため、位相遅れが生じる。このため、位相補償を行うた
めのＣＲ回路１１１を必要とする等、部品点数が多くな
る結果、コストアップは避けられない。
【０００８】また、特開平５−２９２６７５号公報に示
される装置にあっては、出力電圧がツェナーダイオード
Ｄ３の電圧に依存するため、出力電圧を８Ｖ以上にした
場合、ツェナーダイオードＤ３の温度係数が大きな正の
値となり、環境温度に対して電圧変動の大きな電源装置
になる。このため、高い信頼性が要求される商品に搭載
するには問題がある。
される装置にあっては、出力電圧がツェナーダイオード
Ｄ３の電圧に依存するため、出力電圧を８Ｖ以上にした
場合、ツェナーダイオードＤ３の温度係数が大きな正の
値となり、環境温度に対して電圧変動の大きな電源装置
になる。このため、高い信頼性が要求される商品に搭載
するには問題がある。
【０００９】本発明の目的は、部品点数を増やすことな
く、環境温度に変化があっても安定な出力電圧を得るこ
とのできるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
く、環境温度に変化があっても安定な出力電圧を得るこ
とのできるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
【００１０】また、本発明の他の目的は、負荷変動に対
しても出力電圧の変動を低減することのできるスイッチ
ング電源装置を提供することにある。
しても出力電圧の変動を低減することのできるスイッチ
ング電源装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、直流電源に接続されるスイッチング回
路の出力にスイッチング素子を接続し、その負荷として
二次巻線を有するトランスを接続し、前記二次巻線に出
力される交流電圧を整流及び平滑して得た直流電圧の状
態を電圧検出回路によって検出し、その検出値を前記ス
イッチング回路へフォトカプラを介してフィードバック
させることにより前記二次巻線の出力電圧を制御するス
イッチング電源装置において、前記電圧検出回路は、前
記フォトカプラの発光部、バイアス抵抗内蔵型の半導体
素子、抵抗及びツェナーダイオードの各々の直列接続か
ら成る構成にしている。
めに、本発明は、直流電源に接続されるスイッチング回
路の出力にスイッチング素子を接続し、その負荷として
二次巻線を有するトランスを接続し、前記二次巻線に出
力される交流電圧を整流及び平滑して得た直流電圧の状
態を電圧検出回路によって検出し、その検出値を前記ス
イッチング回路へフォトカプラを介してフィードバック
させることにより前記二次巻線の出力電圧を制御するス
イッチング電源装置において、前記電圧検出回路は、前
記フォトカプラの発光部、バイアス抵抗内蔵型の半導体
素子、抵抗及びツェナーダイオードの各々の直列接続か
ら成る構成にしている。
【００１２】上記構成に対し、前記発光部が前記電圧検
出回路の最も電位の高い側に配設されると共に、前記発
光部の低電位側と前記電圧検出回路の最も電位の低い部
位との間にコンデンサを接続することができる。なお、
上記半導体素子としては、トランジスタ、ＩＣ、及びＦ
ＥＴなどが使用される。
出回路の最も電位の高い側に配設されると共に、前記発
光部の低電位側と前記電圧検出回路の最も電位の低い部
位との間にコンデンサを接続することができる。なお、
上記半導体素子としては、トランジスタ、ＩＣ、及びＦ
ＥＴなどが使用される。
【００１３】
【作用】上記した手段によれば、フォトカプラの発光
部、受動的に構成したトランジスタ、抵抗、及びツェナ
ーダイオードの直列接続から構成され、その構成部品に
例えばトランジスタなどの半導体素子を用いてあって
も、動作時に増幅作用を示す構成にはしていない。した
がって、増幅に伴う位相遅れは生ぜず、位相補償用の回
路（部品）を必要とせず、かつバイアス抵抗内蔵型のト
ランジスタを用いた為に部品点数を低減でき、コストダ
ウンが可能になる。
部、受動的に構成したトランジスタ、抵抗、及びツェナ
ーダイオードの直列接続から構成され、その構成部品に
例えばトランジスタなどの半導体素子を用いてあって
も、動作時に増幅作用を示す構成にはしていない。した
がって、増幅に伴う位相遅れは生ぜず、位相補償用の回
路（部品）を必要とせず、かつバイアス抵抗内蔵型のト
ランジスタを用いた為に部品点数を低減でき、コストダ
ウンが可能になる。
【００１４】また、発光部とアースレベルラインとの間
にコンデンサを接続することによって、出力電圧のリプ
ル電圧の立ち上がり部に同期して発光部にパルス状の電
流を流すことができ、その信号伝達時間を大幅に短縮で
きるため、急激で大きな負荷変動に追従できる様にな
り、装置の小型化及びローコスト化を図ることができ
る。
にコンデンサを接続することによって、出力電圧のリプ
ル電圧の立ち上がり部に同期して発光部にパルス状の電
流を流すことができ、その信号伝達時間を大幅に短縮で
きるため、急激で大きな負荷変動に追従できる様にな
り、装置の小型化及びローコスト化を図ることができ
る。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【００１６】〔実施例１〕図１は本発明によるスイッチ
ング電源装置の一実施例を示す回路図である。
ング電源装置の一実施例を示す回路図である。
【００１７】直流電源１にはスイッチング回路としての
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路２が接続され、その出
力端にはスイッチング素子３（以下、パワーＦＥＴとし
て説明する）のゲートが接続されている。また、ＰＷＭ
制御回路２とアース間にはフォトカプラ４の受光部４ａ
が接続されている。更に、スイッチング素子３のドレイ
ンと直流電源１のプラス側との間には、トランス５の一
次巻線が接続されている。このトランス５の二次巻線に
は平滑回路６、電圧検出回路７、負荷８（ここでは抵抗
負荷を例示）の各々が順次接続されている。
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路２が接続され、その出
力端にはスイッチング素子３（以下、パワーＦＥＴとし
て説明する）のゲートが接続されている。また、ＰＷＭ
制御回路２とアース間にはフォトカプラ４の受光部４ａ
が接続されている。更に、スイッチング素子３のドレイ
ンと直流電源１のプラス側との間には、トランス５の一
次巻線が接続されている。このトランス５の二次巻線に
は平滑回路６、電圧検出回路７、負荷８（ここでは抵抗
負荷を例示）の各々が順次接続されている。
【００１８】平滑回路６は、整流用のダイオード（ここ
では半波整流を示しているが、ブリッジダイオードを用
いた全波整流でもよい）６ａと平滑コンデンサ６ｂから
構成されている。また、電圧検出回路７は、フォトカプ
ラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）、バイアス抵抗内蔵型のト
ランジスタ７ａ（Ｑ1 ) 、抵抗７ｂ（Ｒ1 ）、ツェナー
ダイオード７ｃ（ＺＤ1 ）の各々の直列接続により構成
されている。
では半波整流を示しているが、ブリッジダイオードを用
いた全波整流でもよい）６ａと平滑コンデンサ６ｂから
構成されている。また、電圧検出回路７は、フォトカプ
ラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）、バイアス抵抗内蔵型のト
ランジスタ７ａ（Ｑ1 ) 、抵抗７ｂ（Ｒ1 ）、ツェナー
ダイオード７ｃ（ＺＤ1 ）の各々の直列接続により構成
されている。
【００１９】次に、図１の構成によるスイッチング電源
装置の動作について説明する。
装置の動作について説明する。
【００２０】直流電源１がオン状態にされ、ＰＷＭ制御
回路２に電源供給が行われると、ＰＷＭ制御回路２が動
作を開始し、その出力信号によってスイッチング素子３
がスイッチング動作を開始し、これによってトランス５
の一次巻線には一定周期の矩形波電流が流れる。スイッ
チング素子３がオンの期間にはトランス５に通電が行わ
れてエネルギーが蓄積され、スイッチング素子３のオフ
の期間には蓄積されたエネルギーがトランス５の二次巻
線に回生される。二次巻線に発生した電圧は平滑回路６
によって整流ならびに平滑され、これによる直流電圧が
負荷８に印加される。
回路２に電源供給が行われると、ＰＷＭ制御回路２が動
作を開始し、その出力信号によってスイッチング素子３
がスイッチング動作を開始し、これによってトランス５
の一次巻線には一定周期の矩形波電流が流れる。スイッ
チング素子３がオンの期間にはトランス５に通電が行わ
れてエネルギーが蓄積され、スイッチング素子３のオフ
の期間には蓄積されたエネルギーがトランス５の二次巻
線に回生される。二次巻線に発生した電圧は平滑回路６
によって整流ならびに平滑され、これによる直流電圧が
負荷８に印加される。
【００２１】平滑回路６による直流電圧（出力電圧Ｖ
ｏ）は電圧検出回路７によって検出され、Ｖｏが設定電
圧よりも高い場合には発光部４ｂの電流を増加させ、低
い場合には発光部４ｂの電流を減少させる。発光部４ｂ
は、その電流変化に応じた発光をし、この光はフォトカ
プラ４の受光部４ａの受光量の変化となって現れる。Ｐ
ＷＭ制御回路２では、受光部４ａによる光−電変換値を
フィードバック信号として用い、出力電圧Ｖｏと設定値
との偏差±δＶが零になるようにスイッチング素子３を
制御する。
ｏ）は電圧検出回路７によって検出され、Ｖｏが設定電
圧よりも高い場合には発光部４ｂの電流を増加させ、低
い場合には発光部４ｂの電流を減少させる。発光部４ｂ
は、その電流変化に応じた発光をし、この光はフォトカ
プラ４の受光部４ａの受光量の変化となって現れる。Ｐ
ＷＭ制御回路２では、受光部４ａによる光−電変換値を
フィードバック信号として用い、出力電圧Ｖｏと設定値
との偏差±δＶが零になるようにスイッチング素子３を
制御する。
【００２２】図１の構成における出力電圧Ｖｏは、
（１）式で表すことができる。
（１）式で表すことができる。
【００２３】 Ｖｏ＝Ｖｐｃ1 ＋Ｖｑ1 ＋Ｖｒ1 ＋Ｖｚｄ1 ・・・ （１） ただし、Ｖｐｃ1 ：発光部４ｂの発光ダイオードの順電
圧、 Ｖｑ1 ：トランジスタ７ａのコレクタ〜エミッタ間電
圧、 Ｖｒ1 ：回路に流れる電流による抵抗７ｂの電圧降
下、 Ｖｚｄ1 ：ツェナーダイオード７ｃのツェナー電圧。
圧、 Ｖｑ1 ：トランジスタ７ａのコレクタ〜エミッタ間電
圧、 Ｖｒ1 ：回路に流れる電流による抵抗７ｂの電圧降
下、 Ｖｚｄ1 ：ツェナーダイオード７ｃのツェナー電圧。
【００２４】ここで、発光部４ｂ及びトランジスタ７ａ
のＶｐｃ1 及びＶｑ1 は負の温度特性を有している。ま
た、ツェナーダイオード７ｃのＶｚｄ1 は、ツェナー電
圧に応じて正、負いずれの温度特性を有するものもあ
る。
のＶｐｃ1 及びＶｑ1 は負の温度特性を有している。ま
た、ツェナーダイオード７ｃのＶｚｄ1 は、ツェナー電
圧に応じて正、負いずれの温度特性を有するものもあ
る。
【００２５】図１の構成における出力電圧Ｖｏの調整
は、主にツェナーダイオード７ｃのツェナー電圧によっ
て決定され、出力電圧が約８Ｖ以上ではツェナーダイオ
ード７ｃの温度係数が大きな正の値になり、環境温度に
対し電圧変動の大きな電源装置になる。このため、エミ
ッタ〜コレクタ間電圧Ｖｑ1 の負の温度係数と発光部４
ｂの発光ダイオードの順電圧Ｖｐｃ1 負の温度係数によ
ってツェナーダイオード７ｃの大きな正温度係数を相殺
することにより温度補償を行えば、環境温度変化に対す
る出力電圧の安定化が可能になる。
は、主にツェナーダイオード７ｃのツェナー電圧によっ
て決定され、出力電圧が約８Ｖ以上ではツェナーダイオ
ード７ｃの温度係数が大きな正の値になり、環境温度に
対し電圧変動の大きな電源装置になる。このため、エミ
ッタ〜コレクタ間電圧Ｖｑ1 の負の温度係数と発光部４
ｂの発光ダイオードの順電圧Ｖｐｃ1 負の温度係数によ
ってツェナーダイオード７ｃの大きな正温度係数を相殺
することにより温度補償を行えば、環境温度変化に対す
る出力電圧の安定化が可能になる。
【００２６】ここで、ツェナーダイオード７ｃ（Ｚ
Ｄ1 ）、フォトカプラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）、トラ
ンジスタ７ａ（Ｑ1 ) 、抵抗７ｂ（Ｒ1 ）の各々につい
て、温度係数に基づく電圧関係を式で表せば次のように
なる。
Ｄ1 ）、フォトカプラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）、トラ
ンジスタ７ａ（Ｑ1 ) 、抵抗７ｂ（Ｒ1 ）の各々につい
て、温度係数に基づく電圧関係を式で表せば次のように
なる。
【００２７】(i) ツェナーダイオード７ｃ（ＺＤ1 ）
の電圧Ｖｚｄ1 は、 Ｖｚｄ1 ＝Ｖｚ＋γＺ・（ｔ−２５） ・・・ （２） ただし、Ｖｚ：素子温度２５℃のツェナー電圧、 γＺ：ツェナーダイオードの温度係数、 ｔ ：実際動作時の素子温度（環境温度＋素子の温度上
昇）。
の電圧Ｖｚｄ1 は、 Ｖｚｄ1 ＝Ｖｚ＋γＺ・（ｔ−２５） ・・・ （２） ただし、Ｖｚ：素子温度２５℃のツェナー電圧、 γＺ：ツェナーダイオードの温度係数、 ｔ ：実際動作時の素子温度（環境温度＋素子の温度上
昇）。
【００２８】（ii）フォトカプラ４の発光部４ｂの電圧
Ｖｐｃ1 は、 Ｖｐｃ1 ＝Ｖｐｃ＋γｐｃ・（ｔ−２５） ・・・ （３） ただし、Ｖｐｃ：素子温度２５℃におけるＰＣ1 の発光
ダイオードの順電圧、 γｐｃ：ＰＣ1 の発光ダイオードの順電圧の温度係数。
Ｖｐｃ1 は、 Ｖｐｃ1 ＝Ｖｐｃ＋γｐｃ・（ｔ−２５） ・・・ （３） ただし、Ｖｐｃ：素子温度２５℃におけるＰＣ1 の発光
ダイオードの順電圧、 γｐｃ：ＰＣ1 の発光ダイオードの順電圧の温度係数。
【００２９】（フォトカプラの電流変換率の温度係数を
含む） （iii)トランジスタ７ａ（Ｑ1 ) の電圧Ｖｑ1 は、 Ｖｑ1 ＝Ｖｑ＋γｑ・（ｔ−２５） ・・・ （４） ただし、Ｖｑ：素子温度２５℃におけるＱ1 のコレクタ
〜エミッタ間電圧、 γｑ：Ｑ1 のコレクタ〜エミッタ間電圧の温度係数。
含む） （iii)トランジスタ７ａ（Ｑ1 ) の電圧Ｖｑ1 は、 Ｖｑ1 ＝Ｖｑ＋γｑ・（ｔ−２５） ・・・ （４） ただし、Ｖｑ：素子温度２５℃におけるＱ1 のコレクタ
〜エミッタ間電圧、 γｑ：Ｑ1 のコレクタ〜エミッタ間電圧の温度係数。
【００３０】（iv）抵抗７ｂ（Ｒ1 ）の電圧Ｖｒ1 は、 Ｖｒ1 ＝Ｖｒ＋γｒ・（ｔ−２５） ・・・ （５） ただし、Ｖｒ：素子温度２５℃における回路電流による
Ｒ1 の電圧降下、 γｒ：Ｒ1 の電圧降下の温度係数。
Ｒ1 の電圧降下、 γｒ：Ｒ1 の電圧降下の温度係数。
【００３１】（他の部品の温度係数で変化した回路電流
による電圧降下を含む） 以上の各式で表される温度係数部分の合計が０に近いほ
ど、環境温度変化に対して安定な電源装置となる。温度
係数部分の合計は下記の式で表される。
による電圧降下を含む） 以上の各式で表される温度係数部分の合計が０に近いほ
ど、環境温度変化に対して安定な電源装置となる。温度
係数部分の合計は下記の式で表される。
【００３２】 Σγ＝γＺ＋γｐｃ＋γｑ＋γｒ ・・・ （６） この（６）式で示されるΣγを０に近づけるには、γｑ
を変えればよく、具体的にはトランジスタ７ａのベース
バイアス抵抗を調整すればよい。
を変えればよく、具体的にはトランジスタ７ａのベース
バイアス抵抗を調整すればよい。
【００３３】なお、図１ではトランジスタ７ａにＰＮＰ
型を用いたが、これに限定されるものではなく、図２に
示す様に、ＮＰＮ型のトランジスタを用いることも可能
である。
型を用いたが、これに限定されるものではなく、図２に
示す様に、ＮＰＮ型のトランジスタを用いることも可能
である。
【００３４】〔実施例２〕図３は本発明によるスイッチ
ング電源装置の他の実施例の主要部の構成を示す回路図
である。なお、図３においては、図１と同一であるもの
には同一引用数字を用いたので、重複する説明は省略す
る。
ング電源装置の他の実施例の主要部の構成を示す回路図
である。なお、図３においては、図１と同一であるもの
には同一引用数字を用いたので、重複する説明は省略す
る。
【００３５】本実施例は、図１の構成の電圧検出回路７
に対し、フォトカプラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）の出側
（コールドエンド）とアース間にコンデンサ（Ｃ1 ）９
を接続したところに特徴がある。コンデンサ９は、図４
に示す様に、出力電圧Ｖｏに含まれるリプル電圧（スイ
ッチング動作の際に発生する）の立ち上がり部分で発光
部４ｂ（ＰＣ1 ）にパルス状の電流を流すように機能す
る。この電流によって発光部４ｂはスイッチング動作に
同期してパルス状の光信号を発信する。一般にフォトカ
プラ４の信号伝達時間は、電流が大きいほど短くなる特
徴があり、本実施例のようにパルス状に動作させること
によって、伝達時間を非常に短くすることができる。こ
のように、伝達時間が短くなることにより、出力電圧Ｖ
ｏの負荷変動による誤差信号をタイムリーに一次側のＰ
ＷＭ制御回路２に伝達することが可能になる。
に対し、フォトカプラ４の発光部４ｂ（ＰＣ1 ）の出側
（コールドエンド）とアース間にコンデンサ（Ｃ1 ）９
を接続したところに特徴がある。コンデンサ９は、図４
に示す様に、出力電圧Ｖｏに含まれるリプル電圧（スイ
ッチング動作の際に発生する）の立ち上がり部分で発光
部４ｂ（ＰＣ1 ）にパルス状の電流を流すように機能す
る。この電流によって発光部４ｂはスイッチング動作に
同期してパルス状の光信号を発信する。一般にフォトカ
プラ４の信号伝達時間は、電流が大きいほど短くなる特
徴があり、本実施例のようにパルス状に動作させること
によって、伝達時間を非常に短くすることができる。こ
のように、伝達時間が短くなることにより、出力電圧Ｖ
ｏの負荷変動による誤差信号をタイムリーに一次側のＰ
ＷＭ制御回路２に伝達することが可能になる。
【００３６】リプル電圧は負荷電流に比例して増大する
ため、パルス状の電流も比例して増加し、負荷増加で発
光部４ｂの電流が増加するため、出力電圧Ｖｏを低くす
る方向に制御される。この場合、発光部４ｂからトラン
ジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオード７ｃに流れ
る電流が減少し、発光部４ｂの平均電流が減少するた
め、出力電圧Ｖｏは電圧設定値に対して安定に制御され
る。
ため、パルス状の電流も比例して増加し、負荷増加で発
光部４ｂの電流が増加するため、出力電圧Ｖｏを低くす
る方向に制御される。この場合、発光部４ｂからトラン
ジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオード７ｃに流れ
る電流が減少し、発光部４ｂの平均電流が減少するた
め、出力電圧Ｖｏは電圧設定値に対して安定に制御され
る。
【００３７】また、負荷電流の減少によってリプル電圧
が減少すると、パルス状の電流も減少するが、発光部４
ｂからトランジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオー
ド７ｃに流れる電流が増加し、発光部４ｂの平均電流が
増加することにより、出力電圧Ｖｏは設定電圧値に対し
安定に制御される。
が減少すると、パルス状の電流も減少するが、発光部４
ｂからトランジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオー
ド７ｃに流れる電流が増加し、発光部４ｂの平均電流が
増加することにより、出力電圧Ｖｏは設定電圧値に対し
安定に制御される。
【００３８】次に、負荷変動に対し、出力電圧の変動を
低減できる本発明の作用効果について説明する。
低減できる本発明の作用効果について説明する。
【００３９】重い負荷状態から急激に負荷が軽くなった
場合、変動した直後からパルス状電流が増大し、出力電
圧の上昇を防止するように動作する。この詳細につい
て、図５を参照して説明すると、それまで重い負荷であ
ったのが時間ｔ1 で軽くなると、この時点からリプル電
圧が増大する。すると発光部４ｂに流れるパルス状電流
が増大し、前記したようにＰＷＭ制御回路２は出力電圧
Ｖｏを低くする方向に制御を実行する。
場合、変動した直後からパルス状電流が増大し、出力電
圧の上昇を防止するように動作する。この詳細につい
て、図５を参照して説明すると、それまで重い負荷であ
ったのが時間ｔ1 で軽くなると、この時点からリプル電
圧が増大する。すると発光部４ｂに流れるパルス状電流
が増大し、前記したようにＰＷＭ制御回路２は出力電圧
Ｖｏを低くする方向に制御を実行する。
【００４０】一方、図６に示すように、ｔ2 時点で軽い
負荷状態から急激に重い負荷状態に変わると、変動した
直後からパルス状電流が減少（又は消滅）し、更に、ト
ランジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオード７ｃに
流れる電流も減少するため、ＰＷＭ制御回路２の応答時
間で出力電圧が回復する。
負荷状態から急激に重い負荷状態に変わると、変動した
直後からパルス状電流が減少（又は消滅）し、更に、ト
ランジスタ７ａ→抵抗７ｂ→ツェナーダイオード７ｃに
流れる電流も減少するため、ＰＷＭ制御回路２の応答時
間で出力電圧が回復する。
【００４１】以上の様に、図３の実施例によれば、負荷
変動に対する出力電圧Ｖｏの追従を早くすることができ
る。
変動に対する出力電圧Ｖｏの追従を早くすることができ
る。
【００４２】なお、上記実施例においては、トランジス
タ７ａにバイアス抵抗内蔵型を用いたが、本発明はこれ
に限定されるものではなく、バイアス抵抗を外付けにし
てもよい。また、複数の部品が直列接続された部分にお
いては、その接続順が図１〜図３に示した回路に限定さ
れるものではなく、どのような順番にしてもよい。ま
た、トランジスタに代えて、ＩＣやＦＥＴなどを使用す
ることもできる。
タ７ａにバイアス抵抗内蔵型を用いたが、本発明はこれ
に限定されるものではなく、バイアス抵抗を外付けにし
てもよい。また、複数の部品が直列接続された部分にお
いては、その接続順が図１〜図３に示した回路に限定さ
れるものではなく、どのような順番にしてもよい。ま
た、トランジスタに代えて、ＩＣやＦＥＴなどを使用す
ることもできる。
【００４３】
【発明の効果】本発明は上記の通り構成されているの
で、次に記載する効果を奏する。
で、次に記載する効果を奏する。
【００４４】請求項１及び２記載の発明によれば、直流
電源に接続されるスイッチング回路の出力にスイッチン
グ素子を接続し、その負荷として二次巻線を有するトラ
ンスを接続し、前記二次巻線に出力される交流電圧を整
流及び平滑して得た直流電圧の状態を電圧検出回路によ
って検出し、その検出値を前記スイッチング回路へフォ
トカプラを介してフィードバックさせることにより前記
二次巻線の出力電圧を制御するスイッチング電源装置に
おいて、前記電圧検出回路は、前記フォトカプラの発光
部、バイアス抵抗内蔵型の半導体素子、抵抗及びツェナ
ーダイオードの各々を直列接続する構成にしたので、位
相補償用の回路（部品）を必要としなくなり、これによ
って部品点数を低減し、コストダウンを図ることができ
る。
電源に接続されるスイッチング回路の出力にスイッチン
グ素子を接続し、その負荷として二次巻線を有するトラ
ンスを接続し、前記二次巻線に出力される交流電圧を整
流及び平滑して得た直流電圧の状態を電圧検出回路によ
って検出し、その検出値を前記スイッチング回路へフォ
トカプラを介してフィードバックさせることにより前記
二次巻線の出力電圧を制御するスイッチング電源装置に
おいて、前記電圧検出回路は、前記フォトカプラの発光
部、バイアス抵抗内蔵型の半導体素子、抵抗及びツェナ
ーダイオードの各々を直列接続する構成にしたので、位
相補償用の回路（部品）を必要としなくなり、これによ
って部品点数を低減し、コストダウンを図ることができ
る。
【００４５】請求項３のスイッチング電源装置において
は、前記発光部が前記電圧検出回路の最も電位の高い側
に配設されると共に、前記発光部の低電位側と前記電圧
検出回路の最も電位の低い部位との間にコンデンサを接
続するようにしたので、急激で大きな負荷変動に追従で
きる様になり、装置の小型化及びローコスト化を図るこ
とができる。
は、前記発光部が前記電圧検出回路の最も電位の高い側
に配設されると共に、前記発光部の低電位側と前記電圧
検出回路の最も電位の低い部位との間にコンデンサを接
続するようにしたので、急激で大きな負荷変動に追従で
きる様になり、装置の小型化及びローコスト化を図るこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の一実施例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２】図１にあって異極性のトランジスタを用いた電
圧検出回路の構成例を示す回路図である。
圧検出回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明によるスイッチング電源装置の他の実施
例の主要部の構成を示す回路図である。
例の主要部の構成を示す回路図である。
【図４】図３に示す電圧検出回路のフォトカプラの動作
を示す電流波形図である。
を示す電流波形図である。
【図５】負荷が重い状態から軽い状態に急激に変化した
場合のフォトカプラの動作を示す電流波形図である。
場合のフォトカプラの動作を示す電流波形図である。
【図６】負荷が軽い状態から重い状態に急激に変化した
場合のフォトカプラの動作を示す電流波形図である。
場合のフォトカプラの動作を示す電流波形図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置における電圧検出
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
１ 直流電源 ２ ＰＷＭ制御回路 ３ スイッチング素子 ４ フォトカプラ ４ａ 受光部 ４ｂ 発光部 ５ トランス ６ 平滑回路 ７ 電圧検出回路 ７ａ トランジスタ ７ｂ 抵抗 ７ｃ ツェナーダイオード ９ コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源に接続されるスイッチング回路
の出力にスイッチング素子を接続し、その負荷として二
次巻線を有するトランスを接続し、前記二次巻線に出力
される交流電圧を整流及び平滑して得た直流電圧の状態
を電圧検出回路によって検出し、その検出値を前記スイ
ッチング回路へフォトカプラを介してフィードバックさ
せることにより前記二次巻線の出力電圧を制御するスイ
ッチング電源装置において、前記電圧検出回路は、前記
フォトカプラの発光部、バイアス抵抗内蔵型の半導体素
子、抵抗及びツェナーダイオードの各々の直列接続から
成ることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記半導体素子がトランジスタ、ＩＣ及
びＦＥＴのいずれかからなることを特徴とする請求項１
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記発光部が前記電圧検出回路の最も電
位の高い側に配設されると共に、前記発光部の低電位側
と前記電圧検出回路の最も電位の低い部位との間にコン
デンサを接続することを特徴とする請求項１記載のスイ
ッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21401794A JP3255805B2 (ja) | 1994-09-07 | 1994-09-07 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21401794A JP3255805B2 (ja) | 1994-09-07 | 1994-09-07 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0880037A true JPH0880037A (ja) | 1996-03-22 |
| JP3255805B2 JP3255805B2 (ja) | 2002-02-12 |
Family
ID=16648900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21401794A Expired - Fee Related JP3255805B2 (ja) | 1994-09-07 | 1994-09-07 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3255805B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006079612A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-03-23 | Power Integrations Inc | 帰還回路におけるパラメータ変動の補償 |
| US7791222B2 (en) * | 2007-06-15 | 2010-09-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-output power supply device |
| US7834870B2 (en) | 2005-04-14 | 2010-11-16 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Plasma display device, power device thereof, and driving method thereof |
| US7861954B2 (en) | 2005-07-15 | 2011-01-04 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | Electrostatic atomizer |
-
1994
- 1994-09-07 JP JP21401794A patent/JP3255805B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006079612A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-03-23 | Power Integrations Inc | 帰還回路におけるパラメータ変動の補償 |
| US7813150B2 (en) * | 2004-09-13 | 2010-10-12 | Power Integrations, Inc. | Compensation for parameter variations in a feedback circuit |
| EP2315343A3 (en) * | 2004-09-13 | 2012-10-10 | Power Integrations, Inc. | Compensation for parameter variations in a feedback circuit |
| US7834870B2 (en) | 2005-04-14 | 2010-11-16 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Plasma display device, power device thereof, and driving method thereof |
| US7861954B2 (en) | 2005-07-15 | 2011-01-04 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | Electrostatic atomizer |
| US7791222B2 (en) * | 2007-06-15 | 2010-09-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-output power supply device |
| US8097977B2 (en) * | 2007-06-15 | 2012-01-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-output power supply device |
| US8446036B2 (en) | 2007-06-15 | 2013-05-21 | Samsung Electronics, Co., Ltd. | Multi-output power supply device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3255805B2 (ja) | 2002-02-12 |
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