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JPH0828750B2 - レシーバ回路における自動閾値制御方式 - Google Patents

レシーバ回路における自動閾値制御方式

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Publication number
JPH0828750B2
JPH0828750B2 JP1291066A JP29106689A JPH0828750B2 JP H0828750 B2 JPH0828750 B2 JP H0828750B2 JP 1291066 A JP1291066 A JP 1291066A JP 29106689 A JP29106689 A JP 29106689A JP H0828750 B2 JPH0828750 B2 JP H0828750B2
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弘司 池田
秀樹 首藤
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Fujitsu Ltd
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
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    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 レシーバ回路における自動閾値制御方式に関し、 ノイズの影響でディジタル信号判定用閾値が変動する
ことにより、あるいは、複数のISDN端末が網終端装置に
バス接続される場合にフレーム信号が重なることにより
ディジタル信号判定用閾値が変動することにより、レシ
ーバ回路におけるビットエラーや同期はずれを生じるこ
とを防止することを目的とし、 入力信号の最高電圧値を保持するピーク電圧保持手
段、 最高電圧値に応じて変化するディジタル信号判定用閾
値を出力する自動閾値制御手段、 入力信号の電圧値と自動閾値制御手段の出力とを比較
して入力信号のディジタル信号レベルを判定する比較手
段、及び 入力信号の電圧が大きくなるにしたがって大きくなっ
たディジタル信号判定用閾値では、入力信号のディジタ
ル信号レベルの判定が不可の場合にも、入力信号のディ
ジタル信号レベルを識別可能な一定閾値を出力する基準
電圧作成回路を具備し、 自動閾値制御手段は、ディジタル信号判定用閾値が一
定閾値以下のときは、ディジタル信号判定用閾値を比較
手段に出力し、ディジタル信号判定用閾値が一定閾値よ
り大のときは、基準電圧作成回路から出力される一定閾
値を比較手段に出力するように構成する。
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ISDN（サービス総合ディジタル通信網）端
末及び網終端装置のレシーバ回路における自動閾値制御
方式に関する。
第４図は本発明の産業上の利用分野を説明するISDNの
ネットワーク構成例を示すブロック図である。同図にお
いて、ISDN交換機41はＵ点介して網終端装置（NT1）42
に接続されており、網終端装置（NT1）42はＴ点を介し
て網終端装置（NT2）43に接続されるか、あるいは、S/T
点を介して網終端装置（NT2）43を介さずに直接に最大
８第までのISDN端末（TE）44に接続されている。網終端
装置NT2はＳ点を介して最大８台までのISDN端末（TE）4
4に接続されている。Ｕ点は２線であり2B＋Ｄのチャネ
ルで信号が伝達される。Ｔ点及びＳ点は４線であり2B＋
Ｄのチャネルで信号が伝達される。（NT1）42は、図に
示すように、加入者線終端、レイヤ１での保守機能、モ
ニタ、タイミング等の機能を有する。（NT2）43はレイ
ヤ2,3のプロトコル処理、PBX、LAN等の交換機能、等を
有する。（TE）44はディジタル電話機等であり、プロト
コル処理、保守機能、インタフェース機能等を有する。
本発明は、（NT1）42,（NT2）43又は（TE）44内のレ
シーバ回路に関する。
第５図は本発明の背景となるISDN端末（TE）44の構成
を示すブロック図である。同図において、ハンドセット
51からの音声信号はコーデック（CODEC）52によりＢチ
ャネルのディジタル信号に変換され、中央処理装置（CP
U）53の制御のもとに、ROM及びRAMに格納されている制
御信号をＤチャネル用の信号として読み出し、フレーム
分解／組立回路54で2B＋Ｄのフレームが組み立てられ
る。このフレームは、ドライバ55、パルストランス56を
介してS/T点に送出される。
ISDN端末のレシーバ回路においては、ライン側（S/T
点）からの入力に対して、コンパレータ（比較器）等に
より、入力波形のディジタルレベルを検出し、レイヤ１
でのフレーム分解／組立回路54へ信号を出力し、そこで
ライン上の信号と同期を取ったりフレームをB1,B2,Dチ
ャネルにそれぞれ分解し、受信信号として内部回路へ送
出している。
〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕
コンパレータ（比較器）を使用しているレシーバ回路
58において、比較器には入力信号とそのディジタル信号
レベルを判定するための閾値電圧とが入力されるが、こ
の閾値電圧の決め方として、従来は、閾値電圧が一定で
ある固定方式と閾値電圧が入力信号の電圧に応じてリニ
アに変化するATC方式（オート・スレッシュホールド・
コントロール）がある。
第６図は従来の固定方式を説明するグラフである。同
図において、入力波形の電圧はラインロスが大きくなる
につれて低下する様子が示されている。このように、入
力信号レベルは、網終端装置（NT2）43と他の端末との
間のラインの長さによって異なる。
また、網終端装置（NT2）43にISDN端末（TE）44を接
続する場合の接続パターンの違いによって、信号の遅延
量が異なったり、波形の歪みかたが異なることがある。
接続パターンの違いとは、例えば、ポイント−ポイント
接続で網終端装置（NT2）43に１台のみのISDN端末（T
E）44を接続する場合、マルチポイント接続で８台のISD
N端末（TE）44のすべてが網終端装置（NT2）43から200m
以上も離れた遠端にある場合、８台のうち１台のみが近
端にあり残りの７台が遠端にある場合等の違いである。
さらに、レシーバ回路に入力される信号の形式が連続
パルスの形式か、シングルパルスの形式かによっても波
形の歪みかたや信号の遅延量が異なる。
このように、ラインの長さ、接続パターン、及び信号
の形式の違いにより、波形歪みや信号遅延量が異なる
と、レシーバ回路の内部回路に伝達される信号のパルス
幅や遅延時間が異なってくる。
そこで問題になるのがCCITT勧告I.430の中のトータル
位相偏差という規格である。この規格によれば、ライン
の長さ、接続パターン、及び信号の形式に関係なく、IS
DN標準端末（TE）44の出力信号の信号変化点と、その信
号に対応するISDN標準端末（TE）44の入力に加えられる
信号の信号変化点との間でビット周期の−７％から＋15
％の範囲を越えてはならない。
このトータル位相偏差を第７図及び第８図によって説
明する。
第７図はユーザ・網インタフェース規定点S/Tにおけ
るフレーム構成を示す図である。同図において、NT1又
はNT2からTEの方向に伝達される信号のフレーム構成が
図の上段に示されており、この信号に応答してフレーム
同期確立のためにTEからNT1又はNT2に向けて出力される
信号のフレーム構成が下段に示されている。両信号のフ
レーミングビットは、２ビットのオフセット分だけ時間
的にずれている必要がある。
第８図は第７図の両信号のフレーミングビットの部分
を抽出拡大して示した図である。図に示すように、レシ
ーバ回路の入力信号におけるフレームパルスのゼロクロ
ス点とドライバ回路の出力信号におけるフレームパルス
のゼロクロス点との時間差は１ビットのパルス幅5.21μ
Ｓの２倍の10.42μＳであり、トータル位相偏差の規格
により、その時間差は−７％から＋15％である。
前述のようにラインの長さ、接続パターン、及び信号
の形式の違いにより、波形歪みや信号遅延量が異なる
と、レシーバ回路の内部回路に伝達される信号のパルス
幅や遅延時間が異なる信号を、従来の固定方式により単
一の閾値電圧でレベル判定するのでは、上記トータル位
相偏差の規格を満足する信号が得られないことがある。
そのため、第６図に示すように、複数の閾値電圧
VTH1,...,VTHn-1,VTHnを設けることが考えられる。しか
し、複数の固定閾値電圧を設ける方式では、それらの閾
値電圧を切換える回路が必要になり、価格が高くなるば
かりでなく、複数の閾値電圧を切換える際に、ノイズが
発生しやすく、又各閾値電圧は固定であるために入力電
圧波形に応じてリニアに検出できないなどという問題が
ある。
そこで、従来から、波形の振幅に応じて閾値電圧を変
化させるATC（オート・スレッシュホールド・コントロ
ール）方式が考えられた。この方式はライン上の波形の
ピークを検出し、その信号をピークホールドして、その
ピークホールド値に対応する電圧を閾値電圧として使用
する。第９図はこのATC方式による閾値電圧の変化を示
すグラフである。図に示すように、入力波形電圧はライ
ンロスが大きくなるにつれて、低くなるが、閾値電圧も
入力波形電圧の低下に伴って低くなっている。
このATC方式では、入力波形電圧に応じて閾値電圧が
変化するので、固定方式に比べてトータル位相偏差の規
格は満足しやすい。しかし、ポイント−ポイント接続の
場合は、網終端装置（NT2）43と網終端装置（NT1）42又
は単一のISDN端末（TE）44との間の距離が延びるに従っ
て、ノイズのレベルが信号レベルに近くなり、ノイズ等
でもピークホールドしてしまう。この場合、閾値電圧は
ノイズ等のピークホールド値に応じて決定されるので、
信号の正確な判定ができず、ビットエラーや同期はずれ
を起こしやすい等の問題がでてきた。ビットエラーや同
期はずれを避けるためには、ポイント−ポイント接続で
は端末間の距離は固定方式の場合に比べて短い一定以下
に制限しなくてはならない。
又、第４図における網終端装置（NT2）43のＳ点側の
ように、８台のISDN端末（TE）44がバス接続される場合
は、網終端装置（NT2）43において、網終端装置（NT1）
42に接続されるレシーバ回路はポイント−ポイント接続
のTEモードで動作し、ISDN端末（TE）44に接続されるレ
シーバ回路はマルチポイント接続のNTモードで動作する
が、NTモード側では、複数のISDN端末（TE）44からのフ
レーム同期信号等が重なった場合、ＢチャネルやＤチャ
ネルの信号レベルよりフレーム同期信号のレベルが高く
なる。
即ち、第10図（ａ）に示すように、TEモードの動作又
はNTモードでもポイント−ポイント接続の場合は、フレ
ーム同期信号の高さとＢチャネル及びＤチャネルの信号
の高さとは全て同じであるが、第10図（ｂ）のように、
NTモードでのマルチポイント接続の場合は、複数のISDN
端末（TE）44からのフレーム同期信号が重なると、フレ
ーム同期信号のハイレベルはＢチャネルやＤチャネルの
信号のハイレベルの信号より高くなり、フレーム同期信
号のローレベルはＢチャネルやＤチャネルの信号のロー
レベルの信号より低くなる。この場合、従来のATC方式
を適用すると、フレーム同期信号の高くなったレベルで
ピークホールドしてしまい、そのピークホールド値に応
じて閾値を決定するので、ＢチャネルやＤチャネルの入
力信号を受信するための閾値としては高すぎて、正確に
ディジタル信号レベルを判定できなくなる。
このようにフレーム同期信号等の重なりによる閾値電
圧の上昇に対処するために、NTモードのレシーバ回路と
TEモードのレシーバ回路とで閾値電圧の設定の仕方を異
ならしめることが考えられるが、異なる特性の２つのレ
シーバ回路を網終端装置（NT2）43内に用意する場合
は、レシーバの評価試験も２種類の評価試験を行う必要
があるので、評価試験が煩雑になるという問題があり、
さらに、異なる特性のレシーバ回路は異なる特性の回路
で構成する必要があり、価格が高くなるという問題もあ
る。
要約すると、従来の技術では、固定方式においては、
トータル位相偏差の規格を満足できなくなるという問
題、ATC方式においては、ポイント−ポイント接続では
ノイズ等による閾値電圧の変動の問題、マルチポイント
接続ではフレーム同期信号の重なりによる閾値電圧の変
動の問題があった。
本発明の目的は、上記従来技術における問題に鑑み、
NT/TEモード切換機能を付加するという構想に基づき、A
TC方式において、ノイズの影響でディジタル信号判定用
閾値が変動することにより、あるいは、複数のISDN端末
が網終端装置にバス接続される場合にフレーム信号が重
なることによりディジタル信号判定用閾値が変動するこ
とにより、レシーバ回路におけるビートエラーや同期は
ずれを生じることを防止することにある。
〔課題を解決するための手段〕
第１図は本発明によるISDN端末及び網終端装置のレシ
ーバ回路の原理ブロック図である。同図において、１は
入力信号の最高電圧値を保持するピーク電圧保持手段、
２は最高電圧値に応じて変化するディジタル信号判定用
閾値を出力する自動閾値制御手段、３は入力信号の電圧
値と自動閾値制御手段２の出力とを比較して入力信号の
ディジタル信号レベルを判定する比較手段、４は入力信
号の電圧が大きくなるにしたがって大きくなったディジ
タル信号判定用閾値では、入力信号のディジタル信号レ
ベルの判定が不可の場合にも、入力信号のディジタル信
号レベルを識別可能な一定閾値を出力する基準電圧作成
手段である。本発明の第１の態様によれば、自動閾値制
御手段２は、ディジタル信号判定用閾値が基準電圧作成
手段４から出力される一定閾値以下のときは、ディジタ
ル信号判定用閾値を比較手段３に出力し、ディジタル信
号判定用閾値が上記一定閾値より大のときは、基準電圧
作成手段４から出力される一定閾値を比較手段３に出力
する。
本発明の第２の態様によれば、基準電圧作成手段４
は、入力信号の電圧が大きくなるにしたがって大きくな
ったディジタル信号判定用閾値では、入力信号のディジ
タル信号レベルの判定が不可の場合にも、該入力信号の
ディジタル信号レベルを識別可能な第１の一定閾値を出
力するとともに、入力信号の電圧が小さくなるにしたが
って入力信号中のノイズのレベルがディジタル信号判定
用閾値に与える影響が無視出来ない場合にも、入力信号
のディジタルレベルを識別可能な第２の一定閾値を出力
する。そして、自動閾値制御手段２は、バス接続される
ときに使用されるNTモードとポイント−ポイント接続の
ときに使用されるTEモードとの切換えを行うモード設定
手段５を具備する。この場合、NTモード設定時には、自
動閾値制御手段２は、ディジタル信号判定用閾値が第１
の一定閾値以下のときはディジタル信号判定用閾値を比
較手段３に出力し、ディジタル信号判定用閾値が該第１
の一定閾値より大のときは、基準電圧作成手段４から出
力される第１の一定閾値を該比較手段に出力するように
し、TEモード設定時には、自動閾値制御手段２は、ディ
ジタル信号判定用閾値が第１の一定閾値より大のときで
もディジタル信号判定用閾値を出力するようにし、NTモ
ード設定時及び該TEモード設定時のいずれの場合も、自
動閾値制御手段２は、ディジタル信号判定用閾値が第２
の一定閾値より小のときは、基準電圧作成手段４から出
力される第２の一定閾値を出力する。
〔作用〕
本発明の第１の態様によれば、ディジタル信号判定用
閾値が基準電圧作成手段４からの一定閾値より大のとき
は、基準電圧作成手段４から出力される一定閾値を比較
手段３に出力するようにしたので、ATC方式において、
マルチポイント接続時に複数端末からのフレーム同期信
号が重なっても閾値電圧は一定閾値に固定されるので、
ビットエラーや同期外れは防止できる。
本発明の第２の態様によれば、レシーバ回路が使用さ
れる場所に応じて、モード設定を切り替えることによっ
て各モード毎の適切な下限側の閾値が設定でき、ポイン
ト−ポイント接続時等のノイズによる閾値電圧の変動を
防止でき、それによりビットエラーや同期外れを防止で
きる。
即ち、本発明によれば、NT/TEモードのそれぞれの特
性に合った閾値電圧が、モードの設定を切換えるだけ
で、適切に得られる。
〔実施例〕
第２図は本発明の実施例によるISDN端末及び網終端装
置のレシーバ回路の構成を示すブロック図である。同図
において、21は入力信号の最高電圧値を保持するピーク
ホールド回路、22は最高電圧値に応じて変化するディジ
タル信号判定用閾値を出力するATC回路、23は入力信号
の電圧値とATC回路22の出力とを比較して入力信号のデ
ィジタル信号レベルを判定するコンバレータ、24は入力
信号の電圧が大きくなるにしたがって大きくなったディ
ジタル信号判定用閾値では、入力信号のディジタル信号
レベルの判定が不可の場合にも、入力信号のディジタル
信号レベルを識別可能な一定閾値を出力する基準電圧作
成回路である。ATC回路22は、設定端子Ａ及びＢから、
マニュアルにより、あるいはCPUの制御により、このレ
シーバ回路が使用されるモードに設定される。レシーバ
回路がISDN端末（TE）にバス接続される場合はNTモード
に設定し、網終端装置（NT1）にポイント−ポイント接
続される場合はTEモードに設定すればよい。このモード
設定は、モード設定端子A,Bにディジタル信号の組合せ
にて設定信号を入力すればよい。モード設定としては、
NTモード、TEモードのほかに、従来からの固定方式、AT
C方式の設定、あるいは外部入力モードの設定等もでき
るようにすることもできる。図示例では、設定端子は２
個なので、４通りのモード設定ができるが、設定モード
の種類をさらに増やしたい場合は、設定端子数を増やせ
ばよい。
第３図は第２図の回路の動作を説明するための、入力
波形電圧と閾値電圧との関係を示すグラフである。
第２図及び第３図において、基準電圧作成回路24は、
入力信号の電圧が大きくなるにしたがって大きくなった
ディジタル信号判定用閾値では、入力信号のディジタル
信号レベルの判定が不可の場合、例えば第３図において
ディジタル信号判定よ閾値V1以上の場合、にも、入力信
号のディジタル信号レベルを識別可能な第１の一定閾値
V1を出力する。又、入力信号の電圧が小さくなるにした
がって入力信号中のノイズのレベルがディジタル信号判
定用閾値に与える影響が無視出来ない場合にも、入力信
号のディジタルレベルを識別可能な第２の一定閾値V2を
出力する。
NTモード設定時には、ATC回路22は、ディジタル信号
判定用閾値が第１の一定閾値V1以下のときは従来同様の
ATC方式により入力電圧の変化に応じて変化するディジ
タル信号判定用閾値をコンパレータ23に出力する。ディ
ジタル信号判定用閾値が第１の一定閾値V1より大きくな
ると、基準電圧作成回路24から出力される一定の第１の
一定閾値V1をコンパレータ23に出力する。つまり、NTモ
ード設定時は、ATC回路の動作により、ラインロスが小
さい時は固定方式、次はATC方式、ラインロスが大きく
なると固定方式と３段階に切換わる。図３の特性から明
らかなように、本発明によるATC回路22のNTモードは、
例えば従来のATC回路にその出力及び２つの閾値電圧V1,
V2との大小比較回路、その比較結果に基づいて３つの出
力のうち適当な出力を選択するスイッチ等を付加するこ
とによッて簡単に構成できる。
TEモード設定時には、ATC回路22は、ディジタル信号
判定用閾値が第１の一定閾値V1より大のときでもディジ
タル信号判定用閾値を出力する。つまり、TEモード設定
時は、入力信号電圧が高いときは従来のATC方式で、ラ
インロスが大きくなるとNTモード設定時と同様に固定方
式になる。上記と同様に図３の特性から本発明によるAT
C回路22のTEモードは、例えば従来のATC回路にその出力
及び１つの閾値電圧V2との大小比較回路、その比較結果
に基づき２つの出力のうちの適当な１つの出力を選択す
るスイッチ等を付加することによッてさらに簡単に構成
できることは明らかである。
NTモード設定時及び該TEモード設定時のいずれの場合
も、ATC回路22は、ディジタル信号判定用閾値が第２の
一定閾値V2より小のときは、基準電圧作成回路24から出
力される第２の一定閾値V2を出力する。
従来のATC方式では、ライン長が延びるにつれてノイ
ズ等の影響が出て閾値電圧が変動するという問題があっ
たが、本発明の実施例による方式では、上記のように、
ATC方式と固定方式を組み合わせ、ATC方式による閾値電
圧がV2以下のときは、固定方式に切換えるため、ライン
長が延びても、ノイズ等が閾値電圧に影響することはな
い。この場合、固定のレベルV2はラインが無信号時にノ
イズ等で波形を検出しない程度に高いことが必要であ
る。
又、従来はバス接続時にフレーム信号が重なるため
に、フレーム同期信号のレベルがB,Dチャネルの信号よ
り高くなってしまうために、入力信号のディジタルレベ
ルを判別できないという問題があったが、本発明の実施
例によるNTモードの設定時は、ラインロスが小さい時は
閾値電圧はV1に固定されるので、その問題は解決され
る。
コンパレータ25で閾値電圧と比較された入力信号の識
別レベルは、レイヤ１のフレーム分解／組立回路25へ出
力される。
〔発明の効果〕
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、IS
DN端末及び網終端装置のレシーバ回路において、ライン
上のノイズが閾値電圧に与える影響がなくなり、又、NT
モードではバス接続時にフレーム同期信号の重なった波
形による信号検出への悪影響がなくなるため、これらの
影響によるビットエラーや周期はずれを防止できる。ま
た、NT/TEモード切替え機能を設けたので、同一特性の
回路でNTモードとTEモードのいずれにも共用できる装置
が実現でき、NTモード用とTEモード用を別々に異なる特
性の回路で制作する場合に比べて安価であるという効果
も得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例によるISDN端末のレシーバ回路
のブロック図、 第３図は第２図の回路の動作説明図、 第４図は本発明の産業上の利用分野を説明するISDNネッ
トワークの構成例を示すブロック図、 第５図は本発明の背景となるISDN端末の構成例を示すブ
ロック図、 第６図は従来の閾値電圧の固定方式を説明するグラフ、 第７図はユーザ・網インタフェース規定点S/Tにおける
フレーム構成を示す図、 第８図は従来方式におけるトータル位相偏差規格を説明
する図、 第９図は従来のATC方式を説明するグラフ、 第10図は従来のATC方式におけるフレーム同期信号の重
なりの問題を説明する図である。 図において、 １……ピーク電圧保持手段、 ２……自動閾値制御手段、 ３……比較手段、 ４……基準電圧作成手段である。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】受信された入力信号の最高電位値を保持す
    るピーク電圧保持手段、 該入力信号の電圧値が所定値以上の時にそのディジタル
    信号レベルを正確に識別可能な一定閾値を出力する基準
    電圧作成回路 該ピーク電圧保持手段からの入力信号の最高電圧値に追
    従して変化する該入力信号のディジタル信号判定用閾値
    を生成し、該ディジタル信号判定用閾値が該基準電圧作
    成回路から与えられる一定閾値より小さい時は該ディジ
    タル信号判定用閾値を出力し、該ディジタル信号判定用
    閾値が該一定閾値より大きいときは、該基準電圧作成回
    路から与えられる該一定閾値を出力する自動閾値制御手
    段、そして 該入力信号の電圧値と該自動閾値制御手段の出力とを比
    較して該入力信号のディジタル信号レベルを判定する比
    較手段から構成することを特徴とするレシーバ回路にお
    ける自動閾値制御方式。
  2. 【請求項２】受信された入力信号の最高電圧値を保持す
    るピーク電圧保持手段、 該入力信号の電圧値が所定値以上の時にそのディジタル
    信号レベルを正確に識別可能な第１の一定閾値、及び該
    入力信号の電圧値が所定値以下の時にそのディジタル信
    号レベルを正確に識別可能な第２の一定閾値を出力する
    基準電圧作成回路 該ピーク電圧保持手段からの入力信号の最高電圧値に追
    従して変化する入力信号のディジタル信号判定用閾値を
    生成し、該ディジタル信号判定用閾値、又は該基準電圧
    作成回路から与えられる第１の一定閾値若しくは第２の
    一定閾値のいずれか１つを所定のモード指定に従って出
    力する自動閾値制御手段、 該自動閾値制御手段に該所定のモード指定を行うための
    モード設定手段、そして 該入力信号の電圧値と該自動閾値制御手段の出力とを比
    較して該入力信号のディジタル信号レベルを判定する比
    較手段を具備し、 該モード設定手段がバス接続用のNTモードを指定した場
    合、該自動閾値制御手段は、該ディジタル信号判定用閾
    値が該第１の一定閾値より大きいときは該第１の一定閾
    値を出力し、該ディジタル信号判定用閾値が該第１の一
    定閾値と第２の一定閾値の中間にあるときは該ディジタ
    ル信号判定用閾値を出力し、及び該ディジタル信号判定
    用閾値が該第２の一定閾値より小さいときは該第２の一
    定閾値を該比較手段に出力し、そして 該モード設定手段がポイント−ポイント接続用のTEモー
    ドを指定した場合、該自動閾値制御手段は、該ディジタ
    ル信号判定用閾値が該第２の一定閾値より大きいときは
    該ディジタル信号判定用閾値を出力し、該ディジタル信
    号判定用閾値が該第２の一定閾値より小さいときは該第
    ２の一定閾値を出力することを特徴とするレシーバ回路
    における自動閾値制御方式。
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