JPH08126314A - 多出力制御電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 コンバータ回路の出力する直流電源電圧を入
力して、所定電圧を出力する複数のチョッパー回路の出
力電圧の変動を抑える。 【構成】 コンバータ回路１００の出力に複数のチョッ
パー回路１０１，１０２，１０３を接続し、複数の負荷
ＲＬ11，ＲＬ12，ＲＬ13に所定電圧を供給する際、スイ
ッチングトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13の断続周期をチ
ョッパー回路毎に異ならせる。 【効果】 複数のチョッパー回路におけるスイッチング
素子のオンタイミングが重なる状態が継続せず、各チョ
ッパー回路の出力電圧の変動が抑えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、複数のチョッパー回
路により複数の負荷に対して電源供給を行う多出力制御
電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】チョッパー制御により複数の負荷に対し
て電源供給を行う多出力制御電源装置の一般的な構成を
ブロック図として図７に示す。図７においてコンバータ
回路はＡＣ／ＤＣコンバータまたはＤＣ／ＤＣコンバー
タなどからなり、一定電源電圧Ｖｏを出力する主電源回
路として作用する。各チョッパー回路１０１，１０２，
１０３はそれぞれ、コンバータ回路の出力電圧Ｖｏをス
イッチングするスイッチングトランジスタＱ11，Ｑ12，
Ｑ13、そのスイッチングトランジスタをオンオフ制御す
るスイッチング制御回路１１，１２，１３、スイッチン
グトランジスタのオンオフにより断続される電源電圧を
平滑するチョークコイルＬ11，Ｌ12，Ｌ１３および平滑
コンデンサＣ１１，Ｃ12，Ｃ13からなる平滑回路から構
成されている。各スイッチング制御回路１１，１２，１
３は制御信号を入力して、スイッチングトランジスタの
オンデューティ比を制御し、出力電圧の停止または電圧
制御を行う。この構成により、各チョッパー回路１０
１，１０２，１０３はコンバータ回路の出力電圧Ｖｏを
入力して、これを所定電圧に降圧し、負荷ＲＬ11，ＲＬ
12，ＲＬ13に対して所定電圧を出力する副電源回路とし
て作用する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図７に示した多出力制
御電源装置においては、各チョッパー回路の構成は同一
であり、スイッチングトランジスタの断続周期もほぼ同
一である。しかし各チョッパー回路は各負荷をそれぞれ
独立して駆動する必要上、各スイッチング制御回路が各
スイッチングトランジスタを独立して制御するように構
成されている。従って、各スイッチングトランジスタの
断続タイミングは同期していない。そのため、各チョッ
パー回路の回路構成が同一であっても、回路定数のわず
かな違いによって、スイッチングトランジスタの断続周
期に誤差が生じ、スイッチングトランジスタのオンタイ
ミングが重なったり重ならなかったりする。その例を図
５に示す。

【０００４】図５の（Ａ）は２つのスイッチングトラン
ジスタＱ11とＱ13のオンタイミングが重なった場合、
（Ｂ）は３つのスイッチングトランジスタＱ11，Ｑ12，
Ｑ13が重なった場合について、コンバータ回路の出力電
流Ｉｏおよび出力電圧Ｖｏの変化を示している。（Ａ）
に示す場合、スイッチングトランジスタＱ11，Ｑ13がオ
ンする期間はＱ12がオンする期間に比較してコンバータ
回路にとっての負荷電流Ｉｏが大きい。コンバータ回路
の構成によっても異なるが、一般に、その出力電流Ｉｏ
が大きくなる程、平滑回路の放電および線路による電圧
降下などに起因して、出力電圧Ｖｏは低下する。そのた
め、スイッチングトランジスタＱ11，Ｑ13のオンタイミ
ングにおけるコンバータ回路の出力電圧ＶｏはＱ12のオ
ンタイミングにおけるＶｏより低下することになる。そ
の結果、チョッパー回路１０１，１０３において、スイ
ッチングトランジスタＱ11，Ｑ13のオン時に平滑回路に
蓄積されるエネルギーが低下する。

【０００５】図５の（Ｂ）のように、スイッチングトラ
ンジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンタイミングが揃った場
合には上述のことが顕著に現れ、Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13のオ
ンタイミングにおけるコンバータ回路の出力電圧Ｖｏは
さらに低下し、チョッパー回路１０１，１０２，１０３
の平滑回路に蓄積されるエネルギーが低下することにな
る。

【０００６】各チョッパー回路のスイッチングトランジ
スタの断続周期の誤差や変動が少ない程、各スイッチン
グトランジスタのオンタイミングの関係（ずれの関係）
は長く持続される。そのため、各チョッパー回路におけ
るスイッチング制御回路の回路定数のばらつきが少なけ
れば、各スイッチングトランジスタのオンタイミングの
重なり具合が緩やかに変化し、その変化の途中で図５
（Ａ）または（Ｂ）に示したような状態が比較的長く続
くことになる。その様子を図６に示す。

【０００７】図６において、Ａの期間は３つのスイッチ
ングトランジスタのオンタイミングが重ならず、時間的
に均等に断続されている期間、Ｂの期間は２つのスイッ
チングトランジスタＱ11，Ｑ13のオンタイミングが重な
っている期間、Ｃの期間は３つのスイッチングトランジ
スタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンタイミングが重なっている
期間である。各チョッパー回路の負荷が同一である場
合、同図に示すように、期間Ａでは、各チョッパー回路
における各スイッチングトランジスタのオン期間に平滑
回路に蓄積されるエネルギーは均等となり、それらの出
力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は等しくなる。その後、スイッ
チングトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンタイミング
が徐々にずれて、Ｑ11，Ｑ13のオンタイミングが重なる
期間Ｂでは、チョッパー回路１０１，１０３における平
滑回路に蓄積されるエネルギーが低下するため、Ｖ１，
Ｖ３は低下する。一方、Ｑ11，Ｑ13のオフ後、充分遅れ
てＱ12のみがオンするため、Ｑ12オン時のコンバータ回
路の出力電圧（すなわちチョッパー回路１０２の入力電
圧）Ｖｏは高くなり、チョッパー回路１０２における平
滑回路に蓄積されるエネルギーが増大し、その出力電圧
Ｖ２は上昇する。その後、３つのスイッチングトランジ
スタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンタイミイグが重なる期間Ｃ
では、チョッパー回路１０１，１０２，１０３における
平滑回路に蓄積されるエネルギーが低下するため、その
出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は何れも低下する。

【０００８】このように上述の例では、３つのスイッチ
ングトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンタイミングの
重なり具合によって、チョッパー回路の出力電圧Ｖ１，
Ｖ２，Ｖ３が変動することになる。図７に示したコンバ
ータ回路１００の容量を大きくすれば、各チョッパー回
路の出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の変動率を低く抑えるこ
とができるが、その結果コンバータ回路１００が大型化
する。特に、負荷ＲＬ11，ＲＬ12，ＲＬ13が電磁開閉器
の励磁コイルであって、その起動時に大電流を通電し、
開閉器の応動が完了した後はその状態を保持するに要す
るだけの保持電流を通電することによって、電磁開閉器
の応答速度を高めるとともに励磁コイルの発熱を抑える
ようにしたものでは、定常時に負荷ＲＬ11，ＲＬ12，Ｒ
Ｌ13に対する負荷供給電流が保持電流または０であるに
も拘らず、コンバータ回路１００としては、すべての負
荷ＲＬ11，ＲＬ12，ＲＬ13が同時に起動するに要する電
力容量を備えておかなければならず、その上さらに上述
した問題によるコンバータ回路１００の出力電圧Ｖｏの
低下に備えてコンバータ回路１００の容量を大きくすれ
ば、コンバータ回路１００の利用効率はますます低下す
ることになる。

【０００９】この発明の目的は、コンバータ回路の出力
する直流電源電圧を入力して、所定電圧を出力する複数
のチョッパー回路を同期させることなく、それらのチョ
ッパー回路に対する入力電源電圧の変動を抑え、各チョ
ッパー回路の出力電圧の変動を抑えた多出力制御電源装
置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明の多出力制御電
源装置は、交流電源または直流電源を入力して直流電源
電圧を発生するコンバータ回路と、このコンバータ回路
の出力する直流電源電圧を入力して、負荷に対して所定
の電源電圧を出力する複数のチョッパー回路とからな
り、請求項１に記載した通り、複数のチョッパー回路の
各スイッチング素子の断続周期を各チョッパー回路毎に
異ならせる。

【００１１】また、この発明では、各チョッパー回路の
負荷に対する印加電圧を変化させる際にも、各スイッチ
ング素子の断続周期をチョッパー回路毎に異ならせるた
めに、請求項２に記載した通り、各チョッパー回路のス
イッチング制御回路は各スイッチング素子の断続周期を
一定としたままオンデューティ比を制御することによっ
て、各チョッパー回路の出力電圧をそれぞれ制御する。

【００１２】

【作用】この発明の請求項１に係る多出力制御電源装置
では、コンバータ回路は交流電源または直流電源を入力
して、直流電源電圧を各チョッパー回路へ供給し、各チ
ョッパー回路のスイッチング素子はスイッチング制御回
路の制御によって、入力された直流電源電圧を断続し、
平滑回路はその断続された直流電源電圧を平滑すること
によって、チョッパー回路に対する入力電源電圧とスイ
ッチング素子のオンデューティ比により定まる所定の電
源電圧を発生する。各チョッパー回路のスイッチング素
子の断続周期はチョッパー回路毎に異なる。

【００１３】ここで、３つのチョッパー回路について、
各スイッチング素子の断続周期を異ならせた場合のコン
バータ回路の出力電流および出力電圧の関係を図２に示
す。この例では、スイッチングトランジスタＱ11，Ｑ1
2，Ｑ13の断続周期Ｔ11，Ｔ12，Ｔ13をＴ11＞Ｔ12＞Ｔ1
3の関係で断続周期を短く設定している。そのため、３
つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13の３つが同時に
オンするタイミング、そのうちの２つが同時にオンする
タイミイグ、１つのみがオンするタイミイグがそれぞれ
実質上ランダムに現れる。そのため、図５に示した例の
ように、あるスイッチング素子がオンする毎にコンバー
タ回路の出力電圧Ｖｏが低下する、といった状態が継続
することがなく、各チョッパー回路の出力電圧の変動が
抑えられる。

【００１４】請求項２に係る多出力制御電源装置では、
各スイッチング素子の断続周期が一定のまま、そのオン
デューティ比が制御されるため、各スイッチング素子の
断続周期が各チョッパー回路毎に異なる、という関係を
保ったままチョッパー回路の出力電圧が制御される。そ
のため、各チョッパー回路の出力電圧を変化させても、
複数のスイッチングトランジスタのオンタイミングが一
致する状態が継続する、といった条件とはならず、上述
の問題が生じない。

【００１５】

【実施例】この発明の実施例である多出力制御電源装置
の構成を図１に示す。図１において１００は交流電源Ａ
Ｃを入力して、直流電源電圧Ｖｏを発生するコンバータ
回路、１０１，１０２，１０３はコンバータ回路１００
から出力される直流電源電圧Ｖｏを入力し、負荷ＲＬ1
1，ＲＬ12，ＲＬ13に対してそれぞれ電源電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３を出力するチョッパー回路である。コンバータ
回路１００はフォワード型のコンバータ回路であり、コ
ンバータトランスＴｒ、スイッチングトランジスタＱ
１、他励発振回路または自励発振回路からなるスイッチ
ング制御回路１、整流ダイオードＤ１、チョークコイル
Ｌ１、平滑コンデンサＣ２およびフライホイールダイオ
ードＤ２からなる。また、ダイオードブリッジＤＢは交
流電源ＡＣを整流し、コンデンサＣ１はこれを平滑して
コンバータトランスＴｒの１次側に供給する。

【００１６】上記コンバータ回路１００の動作は次の通
りである。まずスイッチング制御回路１の出力によって
スイッチングトランジスタＱ１がオンすれば、コンバー
タトランスＴｒの１次側に１次電流が流れる。これによ
り２次側に発生する起電力がチョークコイルＬ１および
平滑コンデンサＣ２に充電されるとともに、負荷側へ供
給される。その後、スイッチングトランジスタＱ１がオ
フすれば、チョークコイルＬ１に蓄積されていたエネル
ギーがフライホイールダイオードＤ２を介して負荷側へ
供給される。

【００１７】図１に示した各チョッパー回路１０１，１
０２，１０３はそれぞれ降圧形チョッパー回路であり、
スイッチングトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13およびこれ
らをそれぞれ制御するスイッチング制御回路１１，１
２，１３、チョークコイルＬ11，Ｌ12，Ｌ13，平滑コン
デンサＣ11，Ｃ12，Ｃ13およびフライホイールダイオー
ドＤ11，Ｄ12，Ｄ13からなる。これらのチョッパー回路
の動作は次の通りである。チョッパー回路１０１を例に
あげると、まずスイッチング制御回路１１がスイッチン
グトランジスタＱ11をオンすれば、入力された直流電源
のエネルギーがチョークコイルＬ11および平滑コンデン
サＣ11に充電されるとともに、負荷ＲＬ11に供給され
る。その後、スイッチング制御回路１１がスイッチング
トランジスタＱ11をオフすれば、チョークコイルＬ11に
蓄積されていたエネルギーがフライホイールダイオード
Ｄ11を介して負荷ＲＬ11へ供給される。ここでスイッチ
ングトランジスタＱ11のオンデューティ比をｄ11とすれ
ば、負荷ＲＬ11に対する出力電圧Ｖ11は Ｖ11＝Ｖｏ＊
ｄ11 の関係で表される。

【００１８】図２は図１に示した各部の状態および波形
の変化を示す図である。図２においてＱ11，Ｑ12，Ｑ13
は図におけるハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ
状態である。Ｉｏ，Ｖｏは図１に示したコンバータ回路
１００の出力電流，出力電圧である。図２に示すよう
に、同時にオンするスイッチングトランジスタの数が増
えるほどコンバータ回路１００の出力電流Ｉｏが増大
し、これに伴い出力電圧Ｖｏが低下する。しかし、３つ
のスイッチングトランジスタのオンタイミングの重なり
具合は各スイッチングトランジスタの断続周期毎に一致
することはなく、それぞれのスイッチングトランジスタ
について見れば、あるスイッチングトランジスタがオン
する毎にコンバータ回路の出力電圧Ｖｏが毎回低下す
る、といった状態が継続せず、従って各チョッパー回路
の出力電圧の変動が抑えられる。その結果、図３に示す
ように、各チョッパー回路の出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３
はほぼ一定電圧を維持する。

【００１９】図１に示した各チョッパー回路の負荷ＲＬ
11，ＲＬ12，ＲＬ13が電磁開閉器の励磁コイルである場
合、外部から与えられる制御信号に応じて、スイッチン
グ制御回路１１，１２，１３は電磁開閉器の起動時にス
イッチングトランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ13のオンデュー
ティ比を高め、応動完了後にはオンデューティ比を低下
させる。ここで、オンデューティ比を変化させた際のス
イッチングトランジスタに対するベース信号の例を図４
に示す。図４においてＢ１，Ｂ２，Ｂ３は電磁開閉器の
励磁コイルに対して起動電圧を出力する際に、スイッチ
ング制御回路１１，１２，１３がスイッチングトランジ
スタＱ11，Ｑ12，Ｑ13に与えるベース電圧であり、Ｂ
１’，Ｂ２’，Ｂ３’は励磁コイルに保持電圧を印加す
る際にスイッチング制御回路１１，１２，１３が各スイ
ッチングトランジスタに与えるベース電圧である。この
ように各スイッチングトランジスタの断続周期Ｔ11，Ｔ
12，Ｔ13を一定にしたままオンデューティ比を制御す
る。このことによって、各スイッチングトランジスタの
オンデューティ比を独立して変化させても、複数のスイ
ッチングトランジスタのオンタイミングが毎回重なる、
といった状態が継続せず、出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は
所定の起動電圧または保持電圧に正しく保たれる。

【００２０】

【発明の効果】この発明の請求項１に係る多出力制御電
源装置によれば、あるチョッパー回路のスイッチング素
子がオンする毎にコンバータ回路の出力電圧が低下す
る、といった状態が継続することがなく、各チョッパー
回路の出力電圧の変動が抑えられる。

【００２１】請求項２に係る多出力制御電源装置によれ
ば、各チョッパー回路の各スイッチング素子のオンデュ
ーティ比を変えて出力電圧を変化させても、複数のスイ
ッチングトランジスタのオンタイミングが一致する状態
が継続する、といった条件とはならず、各負荷に対して
所定の電源電圧を安定して供給することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例である多出力制御電源装置の
構成を示す図である。

【図２】図１における各部の状態および波形を示す図で
ある。

【図３】各チョッパー回路におけるスイッチングトラン
ジスタの状態と各チョッパー回路の出力電圧との関係を
示す図である。

【図４】オンデューティ比を変化させた場合の各スイッ
チング素子に対するベース電圧の波形を示す図である。

【図５】従来の多出力制御電源装置におけるスイッチン
グトランジスタの状態とチョッパー回路に対する入力電
源電圧との関係を示す図である。

【図６】従来の多出力制御電源装置における各チョッパ
ー回路のスイッチングトランジスタの状態と各チョッパ
ー回路の出力電圧との関係を示す図である。

【図７】従来の多出力制御電源装置の構成を示す図であ
る。

【符号の説明】

１−スイッチング制御回路 11，12，13−スイッチング制御回路 ＲＬ11，ＲＬ12，ＲＬ13−負荷 １００−コンバータ回路 １０１，１０２，１０３−チョッパー回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源または直流電源を入力して直流
   電源電圧を発生するコンバータ回路に対して、 それぞれ、前記直流電源電圧を入力して、該直流電源電
   圧を断続するスイッチング素子と、該スイッチング素子
   をオン・オフ制御するスイッチング制御回路と、断続さ
   れた前記直流電源電圧を平滑する平滑回路とからなる複
   数のチョッパー回路を接続した多出力制御電源装置にお
   いて、 前記スイッチング制御回路による各スイッチング素子の
   断続周期を各スイッチング制御回路毎に異ならせたこと
   を特徴とする多出力制御電源回路。
2. 【請求項２】 前記各スイッチング制御回路は、各スイ
   ッチング素子の断続周期を一定としたままオンデューテ
   ィ比を制御して、前記各チョッパー回路の出力電圧をそ
   れぞれ制御するものである請求項１記載の多出力制御電
   源装置。