JPH07107742A - 直列共振コンバ−タ - Google Patents
直列共振コンバ−タInfo
- Publication number
- JPH07107742A JPH07107742A JP26559993A JP26559993A JPH07107742A JP H07107742 A JPH07107742 A JP H07107742A JP 26559993 A JP26559993 A JP 26559993A JP 26559993 A JP26559993 A JP 26559993A JP H07107742 A JPH07107742 A JP H07107742A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 本発明はスイッチングロスやスイッチングノ
イズの発生を防止出来る直列共振コンバ−タの特徴を生
かしながら、周波数制御領域とＰＷＭ制御領域の併用に
より、全負荷から無負荷までの全領域に於いて、可聴周
波数領域で発生する騒音を防止出来、又安定動作を行い
得る直列共振型コンバ−タに於いて容量アップを計る事
を目的とする。 【構成】 ２個直列の主スイッチング素子によるブリッ
ヂ回路と、２個の主スイッチング素子の各々に共振イン
ダクタンスを直列接続したブリッヂ回路と２個の補助ス
イッチング素子により構成されたフルブリッヂ方式直列
共振コンバ−タ。
イズの発生を防止出来る直列共振コンバ−タの特徴を生
かしながら、周波数制御領域とＰＷＭ制御領域の併用に
より、全負荷から無負荷までの全領域に於いて、可聴周
波数領域で発生する騒音を防止出来、又安定動作を行い
得る直列共振型コンバ−タに於いて容量アップを計る事
を目的とする。 【構成】 ２個直列の主スイッチング素子によるブリッ
ヂ回路と、２個の主スイッチング素子の各々に共振イン
ダクタンスを直列接続したブリッヂ回路と２個の補助ス
イッチング素子により構成されたフルブリッヂ方式直列
共振コンバ−タ。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は例えばスイッチング式
電源装置に適用される直列共振コンバ−タに関するもの
である。
電源装置に適用される直列共振コンバ−タに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】直列共振コンバ−タの回路構成の一例を
第１図に示す。ＭＯＳ−ＦＥＴなどの２個の主スイッチ
ング素子１１、１２の直列回路と同じくＭＯＳ−ＦＥＴ
などの２個の補助スイッチング素子１３、１４の直列回
路と、２個の帰還ダイオ−ド１５、１６の直列回路と、
２個の共振コンデンサ１９、２０の直列 （２） 回路とが直流電源１０に接続され、２個の補助スイッチ
ング素子１３、１４と２個の帰還ダイオ−ド１５、１６
はそれぞれ並列接続され、主スイッチング素子１１、１
２の直列回路の接続点と共振コンデンサ１９、２０の直
列回路の接続点との間に第１のトランス１７の一次巻線
と共振インダクタ１８の直列回路が接続され、かつ第１
のトランス１７の二次巻線に整流用のダイオ−ド２１、
２２が接続されて全波整流回路が構成され、全波整流回
路の出力に平滑用コンデンサ２３及び負荷抵抗２４が接
続されている。
第１図に示す。ＭＯＳ−ＦＥＴなどの２個の主スイッチ
ング素子１１、１２の直列回路と同じくＭＯＳ−ＦＥＴ
などの２個の補助スイッチング素子１３、１４の直列回
路と、２個の帰還ダイオ−ド１５、１６の直列回路と、
２個の共振コンデンサ１９、２０の直列 （２） 回路とが直流電源１０に接続され、２個の補助スイッチ
ング素子１３、１４と２個の帰還ダイオ−ド１５、１６
はそれぞれ並列接続され、主スイッチング素子１１、１
２の直列回路の接続点と共振コンデンサ１９、２０の直
列回路の接続点との間に第１のトランス１７の一次巻線
と共振インダクタ１８の直列回路が接続され、かつ第１
のトランス１７の二次巻線に整流用のダイオ−ド２１、
２２が接続されて全波整流回路が構成され、全波整流回
路の出力に平滑用コンデンサ２３及び負荷抵抗２４が接
続されている。
【０００３】次にこの直列共振コンバ−タの動作を説明
する。スイッチング素子１１をタ−ンオンさせると、直
流電源１０−スイッチング素子１１−トランス１７の一
次巻線−共振インダクタ１８−共振コンデンサ２０−直
流電源１０のル−プで図の点線の様に共振電流Ｉ1が流
れる。トランス１７の一次巻線数と二次巻線数との比を
ｎとするとトランス１７の二次巻線には１／ｎ倍の共振
電流が流れるので、この共振電流を整流用ダイオ−ド２
１、２２で整流し、平滑用コンデンサ２３を充電して直
流電圧を負荷抵抗２４に供給する。又主スイッチング素
子１１がＯＦＦの時、共振コンデンサ２０に図示の極性
でたくわえられた電荷は、帰還ダイオ−ド１５を通っ
て、図の一点鎖線の様に帰還電流Ｉ2となって電源１０
に帰還される。この帰還電流Ｉ2は負荷側には変換され
ないでＯＦＦ期間ＴOFFの間継続して流れる。尚この波
形は図３に示すが、前に述べた共振電流（トランス１次
電流）Ｉ1がＯＮ期間ＴON流れ続ける事は云うまでもな
い。
する。スイッチング素子１１をタ−ンオンさせると、直
流電源１０−スイッチング素子１１−トランス１７の一
次巻線−共振インダクタ１８−共振コンデンサ２０−直
流電源１０のル−プで図の点線の様に共振電流Ｉ1が流
れる。トランス１７の一次巻線数と二次巻線数との比を
ｎとするとトランス１７の二次巻線には１／ｎ倍の共振
電流が流れるので、この共振電流を整流用ダイオ−ド２
１、２２で整流し、平滑用コンデンサ２３を充電して直
流電圧を負荷抵抗２４に供給する。又主スイッチング素
子１１がＯＦＦの時、共振コンデンサ２０に図示の極性
でたくわえられた電荷は、帰還ダイオ−ド１５を通っ
て、図の一点鎖線の様に帰還電流Ｉ2となって電源１０
に帰還される。この帰還電流Ｉ2は負荷側には変換され
ないでＯＦＦ期間ＴOFFの間継続して流れる。尚この波
形は図３に示すが、前に述べた共振電流（トランス１次
電流）Ｉ1がＯＮ期間ＴON流れ続ける事は云うまでもな
い。
【０００４】特に軽負荷時には、上記共振電流Ｉ1が流
れている時に補助スイッチング素子１３がタ−ンオンし
て直流電源１０−補助スイッチング素子１３−共振イン
ダクタ１８−共振コンデンサ２０−直流電源１０のル−
プで図の点線の様にバイパス共振電流Ｉ1′を流すこと
により、共振特性を損なうことなくＰＷＭ制御を併用す
る事ができる。その後に続く帰還電流Ｉ2については前
に述べたのと全く同じル−トで流れ （３） る。尚このもようについては図４にその波形を示してい
る。
れている時に補助スイッチング素子１３がタ−ンオンし
て直流電源１０−補助スイッチング素子１３−共振イン
ダクタ１８−共振コンデンサ２０−直流電源１０のル−
プで図の点線の様にバイパス共振電流Ｉ1′を流すこと
により、共振特性を損なうことなくＰＷＭ制御を併用す
る事ができる。その後に続く帰還電流Ｉ2については前
に述べたのと全く同じル−トで流れ （３） る。尚このもようについては図４にその波形を示してい
る。
【０００５】この様に、図１に示すハ−フブリッヂ方式
の直列共振コンバ−タは重負荷時は周波数制御を行い、
軽負荷になり可聴周波数領域（２０ＫＨＺ程度）に近づ
くとＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ ＷＩＤＴＨ ＭＯＤＵＬＡＴ
ＩＯＮ）制御に切替わる事によって、広い負荷範囲に亘
ってスイッチングによる騒音の発生しない、かつスイッ
チングロスやスイッチングノイズの少ない直列共振コン
バ−タとして使用することが出来る。
の直列共振コンバ−タは重負荷時は周波数制御を行い、
軽負荷になり可聴周波数領域（２０ＫＨＺ程度）に近づ
くとＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ ＷＩＤＴＨ ＭＯＤＵＬＡＴ
ＩＯＮ）制御に切替わる事によって、広い負荷範囲に亘
ってスイッチングによる騒音の発生しない、かつスイッ
チングロスやスイッチングノイズの少ない直列共振コン
バ−タとして使用することが出来る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしこの方式のハ−
フブリッヂ方式直列共振コンバ−タは次の様な問題点が
ある。すなわち Ｐ0＝Ｋ・ｆ・Ｃ・Ｖin2の式で示す如
く、入力電圧Ｖｉｎが一定であれば最大出力容量Ｐ0は
共振周波数ｆと共振コンデンサの容量Ｃの積に比例す
る。この式を展開するとＰ0＝Ｋ・Ｃ0.5／Ｌ0.5・Vinと
なるので最大出力容量Ｐ0を増大させるためには共振イ
ンダクタＬを小さくするか、あるいは共振コンデンサの
容量Ｃを増大させる方法があるが、共振インダクタＬを
小さくすると転流時の素子の保護の上から限界があり、
共振コンデンサの容量Ｃを増大させると共振周波数ｆが
下がり可聴周波数２０ＫＨＺ以上で制御出来る幅が狭く
なってしまう。
フブリッヂ方式直列共振コンバ−タは次の様な問題点が
ある。すなわち Ｐ0＝Ｋ・ｆ・Ｃ・Ｖin2の式で示す如
く、入力電圧Ｖｉｎが一定であれば最大出力容量Ｐ0は
共振周波数ｆと共振コンデンサの容量Ｃの積に比例す
る。この式を展開するとＰ0＝Ｋ・Ｃ0.5／Ｌ0.5・Vinと
なるので最大出力容量Ｐ0を増大させるためには共振イ
ンダクタＬを小さくするか、あるいは共振コンデンサの
容量Ｃを増大させる方法があるが、共振インダクタＬを
小さくすると転流時の素子の保護の上から限界があり、
共振コンデンサの容量Ｃを増大させると共振周波数ｆが
下がり可聴周波数２０ＫＨＺ以上で制御出来る幅が狭く
なってしまう。
【０００７】そこで直列共振コンバ−タで出力容量を増
大させる為には、基本的には図１で示す様なハ−フブリ
ッヂ方式直列共振コンバ−タを並列に二組組合わせるい
わゆるフルブリッヂ方式が採用されている。しかし従来
のフルブリッヂ方式では帰還用ダイオ−ドの逆方向阻止
機能が回復するまではスイッチング素子に大きなスパイ
ク状の電流が流れて損失や雑音の増加、スイッチング素
子へのストレスの増大等の問題が発生したり、そ （４） れを防止するために部品点数の増大等の問題が発生す
る。
大させる為には、基本的には図１で示す様なハ−フブリ
ッヂ方式直列共振コンバ−タを並列に二組組合わせるい
わゆるフルブリッヂ方式が採用されている。しかし従来
のフルブリッヂ方式では帰還用ダイオ−ドの逆方向阻止
機能が回復するまではスイッチング素子に大きなスパイ
ク状の電流が流れて損失や雑音の増加、スイッチング素
子へのストレスの増大等の問題が発生したり、そ （４） れを防止するために部品点数の増大等の問題が発生す
る。
【０００８】そこでこの発明の目的は出力容量を増大さ
せるためにフルブリッヂ方式を採用しながら、部品点数
の増大を抑え、スイッチング素子の電流の立ち上がりが
急峻にならず又帰還用ダイオ−ドの逆方向阻止機能が回
復していなくともスパイク状の電流が流れないようにし
た大容量の直列共振コンバ−タを提供することにある。
せるためにフルブリッヂ方式を採用しながら、部品点数
の増大を抑え、スイッチング素子の電流の立ち上がりが
急峻にならず又帰還用ダイオ−ドの逆方向阻止機能が回
復していなくともスパイク状の電流が流れないようにし
た大容量の直列共振コンバ−タを提供することにある。
【０００９】
【実施例】図２はこの発明の実施例を示し、図１と対応
する部分には同一符号がつけてある。図２に示すように
この発明によれば、共振インダクタ１８の替わりに共振
インダクタ２９、３０となり、補助スイッチング素子２
５と帰還ダイオ−ド２７の並列回路と２個の共振インダ
クタ２９、３０と補助スイッチング素子２６と帰還ダイ
オ−ド２８の並列回路を直列とした回路が新たに直流電
源１０に接続され、共振コンデンサ１９、２０の代わり
に、共振コンデンサ１９がトランス１７の１次巻線の一
端と共振インダクタ２９、３０の接続点との間に接続さ
れている。
する部分には同一符号がつけてある。図２に示すように
この発明によれば、共振インダクタ１８の替わりに共振
インダクタ２９、３０となり、補助スイッチング素子２
５と帰還ダイオ−ド２７の並列回路と２個の共振インダ
クタ２９、３０と補助スイッチング素子２６と帰還ダイ
オ−ド２８の並列回路を直列とした回路が新たに直流電
源１０に接続され、共振コンデンサ１９、２０の代わり
に、共振コンデンサ１９がトランス１７の１次巻線の一
端と共振インダクタ２９、３０の接続点との間に接続さ
れている。
【００１０】この発明の直列共振コンバ−タの動作を以
下に説明する。主スイッチング素子１１と補助スイッチ
ング素子２６をタ−ンオンさせると、直流電源１０−主
スイッチング素子１１−トランス１７の一次巻線−共振
コンデンサ１９−共振インダクタ３０−主スイッチング
素子２６−直流電源１０のル−プで図の点線の様に共振
電流Ｉ1が流れる。この共振電流Ｉ1が流れ終わった時
に、共振コンデンサ１９に図示の極性で充電された電荷
が、共振コンデンサ１９−帰還ダイオ−ド１５−直流電
源１０−帰還ダイオ−ド２８−共振インダクタ３０−共
振コンデンサ１９のル−プで図の一点鎖線の様に帰還電
流Ｉ2が流れる。この時の電流波形は図３に示す様に従
来方式と全く同じである。 （５）
下に説明する。主スイッチング素子１１と補助スイッチ
ング素子２６をタ−ンオンさせると、直流電源１０−主
スイッチング素子１１−トランス１７の一次巻線−共振
コンデンサ１９−共振インダクタ３０−主スイッチング
素子２６−直流電源１０のル−プで図の点線の様に共振
電流Ｉ1が流れる。この共振電流Ｉ1が流れ終わった時
に、共振コンデンサ１９に図示の極性で充電された電荷
が、共振コンデンサ１９−帰還ダイオ−ド１５−直流電
源１０−帰還ダイオ−ド２８−共振インダクタ３０−共
振コンデンサ１９のル−プで図の一点鎖線の様に帰還電
流Ｉ2が流れる。この時の電流波形は図３に示す様に従
来方式と全く同じである。 （５）
【００１１】又正の半サイクルのモ−ドから負の半サイ
クルのモ−ドに転流する時、帰還ダイオ−ド１５、１６
のリカバリ−タイムの間、転流時の短絡電流を防止する
為にトランス１７の一次巻線と直列のインダクタンス
や、帰還電流ル−トに別にインダクタンスを入れる必要
があるが、本発明の主要な部分ではないので図では省略
してある。
クルのモ−ドに転流する時、帰還ダイオ−ド１５、１６
のリカバリ−タイムの間、転流時の短絡電流を防止する
為にトランス１７の一次巻線と直列のインダクタンス
や、帰還電流ル−トに別にインダクタンスを入れる必要
があるが、本発明の主要な部分ではないので図では省略
してある。
【００１２】又、負荷抵抗２４が大きくなり定電圧制御
により動作周波数が可聴周波数領域（２０ＫＨＺ）程度
まで下がってきた時に、例えば第１の共振電流Ｉ1ル−
プにおいて補助スイッチング素子１３をタ−ンオンさせ
ると、共振電流は図の点線Ｉ1′のル−トに転流され
る。この共振電流Ｉ1′ル−プは、直流電源１０−補助
スイッチング素子１３−共振コンデンサ１９−共振イン
ダクタ３０−スイッチング素子２６−直流電源１０のル
−プに切り替わり共振電流Ｉ1を流し続ける。これをこ
こではバイパス共振電流Ｉ1′ル−プとする。従って、
共振電流は連続的に流し続けながらトランス１７の一次
巻線に必要な期間のみ共振電流Ｉ1を流すことが出来
る。又、共振電流ル−プＩ1からバイパス共振電流ル−
プＩ1′に切り替わる時、スイッチングロスやスイッチ
ングノイズは発生しないのは負荷抵抗２４が小さい場合
と同じである。
により動作周波数が可聴周波数領域（２０ＫＨＺ）程度
まで下がってきた時に、例えば第１の共振電流Ｉ1ル−
プにおいて補助スイッチング素子１３をタ−ンオンさせ
ると、共振電流は図の点線Ｉ1′のル−トに転流され
る。この共振電流Ｉ1′ル−プは、直流電源１０−補助
スイッチング素子１３−共振コンデンサ１９−共振イン
ダクタ３０−スイッチング素子２６−直流電源１０のル
−プに切り替わり共振電流Ｉ1を流し続ける。これをこ
こではバイパス共振電流Ｉ1′ル−プとする。従って、
共振電流は連続的に流し続けながらトランス１７の一次
巻線に必要な期間のみ共振電流Ｉ1を流すことが出来
る。又、共振電流ル−プＩ1からバイパス共振電流ル−
プＩ1′に切り替わる時、スイッチングロスやスイッチ
ングノイズは発生しないのは負荷抵抗２４が小さい場合
と同じである。
【００１３】ここで図１の従来型ハ−フブリッヂ方式の
直列共振コンバ−タでは直流入力電圧Ｖｉｎとすると、
トランス１７の１次巻線には１／２・Ｖｉｎの電圧が印
加されるが、本発明である図２のフルブリッヂ方式の直
列共振コンバ−タでは直流入力電圧Ｖｉｎがそのままト
ランス１７の１次巻線に印加される。従って前に述べた
様に最大出力容量Ｐ0はトランス１次巻線に印加される
電圧の２乗に比例するので、本発明のフルブリッヂ方式
の直列共振コンバ−タは、従来のハ−フブリッヂ方式に
比べ４倍の出力容量がとれる。
直列共振コンバ−タでは直流入力電圧Ｖｉｎとすると、
トランス１７の１次巻線には１／２・Ｖｉｎの電圧が印
加されるが、本発明である図２のフルブリッヂ方式の直
列共振コンバ−タでは直流入力電圧Ｖｉｎがそのままト
ランス１７の１次巻線に印加される。従って前に述べた
様に最大出力容量Ｐ0はトランス１次巻線に印加される
電圧の２乗に比例するので、本発明のフルブリッヂ方式
の直列共振コンバ−タは、従来のハ−フブリッヂ方式に
比べ４倍の出力容量がとれる。
【００１４】
（６） 以上説明したように、この発明による直列共振コンバ−
タは、フルブリッヂ方式として出力容量を増大しなが
ら、電流を急峻に切りかえてスイッチングロスやスイッ
チングノイズを発生させないという電流共振の特徴を失
うことなく、出力への電力変換比を高くしたりＰＷＭ制
御を併用させることが出来る。
タは、フルブリッヂ方式として出力容量を増大しなが
ら、電流を急峻に切りかえてスイッチングロスやスイッ
チングノイズを発生させないという電流共振の特徴を失
うことなく、出力への電力変換比を高くしたりＰＷＭ制
御を併用させることが出来る。
【図１】従来のハ−フブリッヂ方式直列共振コンバ−タ
【図２】本発明のフルブリッヂ方式直列共振コンバ−タ
【図３】周波数制御時の主要電流波形
【図４】ＰＷＭ制御時の主要部電流波形
１１、１２、２５、２６ 主スイッチング素子 １５、１６ 帰還ダイオ−ド １７ トランス １８、２９、３０ 共振インダクタンス １９、２０ 共振コンデンサ ２１、２２ 整流ダイオ−ド ２３ 平滑コンデンサ ２４ 負荷抵抗 １３、１４ 補助スイッチング素子 Ｉ1 トランス１次電流（共振電
流） Ｉ1′ バイパス共振電流 Ｉ2 帰還電流 Ｔ １サイクル期間 （７） ＴON ＯＮ巾期間 ＴOFF ＯＦＦ巾期間 ＴA ＰＷＭ ＯＮ巾期間 ＴB ＰＷＭ ＯＦＦ巾期間 Ｔ1 帰還電流期間 Ｔ2 休止期間
流） Ｉ1′ バイパス共振電流 Ｉ2 帰還電流 Ｔ １サイクル期間 （７） ＴON ＯＮ巾期間 ＴOFF ＯＦＦ巾期間 ＴA ＰＷＭ ＯＮ巾期間 ＴB ＰＷＭ ＯＦＦ巾期間 Ｔ1 帰還電流期間 Ｔ2 休止期間
Claims (1)
- 【請求項１】 ２個の主スイッチング素子が直列接続さ
れた第１のブリッヂ回路と、２個の主スイッチング素子
と電源に帰還する方向の帰還ダイオ−ドの並列回路が各
々の共振インダクタンスを介して直列接続された第２の
ブリッヂ回路が直流電源に接続され、第１のブリッヂ回
路の２個直列の主スイッチング素子の接続点にはトラン
スの一次巻線の一端が接続され、該トランスの一次巻線
の他端より共振コンデンサの一端を接続し、前記第２の
ブリッヂ回路を構成する２個の共振インダクタンスの接
続点に前記共振コンデンサの他端を接続した直列共振コ
ンバ−タに於いて、前記トランスの一次巻線と前記共振
コンデンサの接続点に、電源に帰還する方向の２個直列
の帰還ダイオ−ドと電源に順方向の２個直列の補助スイ
ッチング素子が並列接続され、前記主スイッチング素子
の動作周波数が可聴周波数より低い周波数の時は、前記
２個の補助スイッチング素子がそれぞれの主スイッチン
グ素子の導通期間内で導通巾制御（ＰＷＭ）を行う如く
動作する様に構成された事を特徴とする直列共振コンバ
−タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26559993A JPH07107742A (ja) | 1993-09-28 | 1993-09-28 | 直列共振コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26559993A JPH07107742A (ja) | 1993-09-28 | 1993-09-28 | 直列共振コンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07107742A true JPH07107742A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17419370
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26559993A Pending JPH07107742A (ja) | 1993-09-28 | 1993-09-28 | 直列共振コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107742A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100454733C (zh) * | 2004-08-14 | 2009-01-21 | 燕山大学 | 串联或并联谐振环能量瞬时值直接控制方法 |
| JP2009171729A (ja) * | 2008-01-16 | 2009-07-30 | Honda Motor Co Ltd | 車両用電力システムの制御方法及び車両用電力システム |
-
1993
- 1993-09-28 JP JP26559993A patent/JPH07107742A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100454733C (zh) * | 2004-08-14 | 2009-01-21 | 燕山大学 | 串联或并联谐振环能量瞬时值直接控制方法 |
| JP2009171729A (ja) * | 2008-01-16 | 2009-07-30 | Honda Motor Co Ltd | 車両用電力システムの制御方法及び車両用電力システム |
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