JPH0652893B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH0652893B2 JPH0652893B2 JP63037709A JP3770988A JPH0652893B2 JP H0652893 B2 JPH0652893 B2 JP H0652893B2 JP 63037709 A JP63037709 A JP 63037709A JP 3770988 A JP3770988 A JP 3770988A JP H0652893 B2 JPH0652893 B2 JP H0652893B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
（復調）側において、逆拡散用の擬似雑音を発生するた
めの拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信
方式に関する。
（復調）側において、逆拡散用の擬似雑音を発生するた
めの拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信
方式に関する。
最近のわが国における通信技術の発達とシステム技術の
多様化には目覚ましいものがある。光通信技術に代表さ
れる多重通信もその１つであり、他方、電波を使った通
信技術もアナログ変調方式の電波有効利用を図るため
に、マルチチャンネルアクセス（ＭＣＡ）が主流になっ
ている。しかしこのＭＣＡは、特定の１人が同一周波数
を専有できないという利点はあるが、チャンネル数が限
られている中で当然チャンネル数以上の通話は同時には
できない。そのため特に使用頻度の高い大都市では通話
を待たされることが日常的に生じている。これは、有限
資源である周波数資源を、単に帯域幅だけを分割して利
用しているためであり、情報の品位・即特性を考える
と、かかる技術ではそろそろ限界に来ていると思われ
る。
多様化には目覚ましいものがある。光通信技術に代表さ
れる多重通信もその１つであり、他方、電波を使った通
信技術もアナログ変調方式の電波有効利用を図るため
に、マルチチャンネルアクセス（ＭＣＡ）が主流になっ
ている。しかしこのＭＣＡは、特定の１人が同一周波数
を専有できないという利点はあるが、チャンネル数が限
られている中で当然チャンネル数以上の通話は同時には
できない。そのため特に使用頻度の高い大都市では通話
を待たされることが日常的に生じている。これは、有限
資源である周波数資源を、単に帯域幅だけを分割して利
用しているためであり、情報の品位・即特性を考える
と、かかる技術ではそろそろ限界に来ていると思われ
る。
そこで、より一層効率の高い通信方式についての研究，
開発が、多くの研究者によって古くからなされており、
その１つのスペクトル拡散通信方式がある。このスペク
トル拡散通信方式(Spread Spectrum：ＳＳ）は約50年前
に欧州で開発され、その基本的な考え方は1950年代に確
立されている。1960年代に百個ものトランジスタで疑似
雑音符号発生回路を作成していたが、初期の技術は未熟
で、それらを構成する能動素子や製造技術の発達が待望
されていた。近年に至っては高密度ＩＣ技術の発達やＩ
Ｃの低価格化が進み、小型でしかも低価格の装置を作成
することが可能になったことにより、かかる通信方式が
再び注目を集めている。
開発が、多くの研究者によって古くからなされており、
その１つのスペクトル拡散通信方式がある。このスペク
トル拡散通信方式(Spread Spectrum：ＳＳ）は約50年前
に欧州で開発され、その基本的な考え方は1950年代に確
立されている。1960年代に百個ものトランジスタで疑似
雑音符号発生回路を作成していたが、初期の技術は未熟
で、それらを構成する能動素子や製造技術の発達が待望
されていた。近年に至っては高密度ＩＣ技術の発達やＩ
Ｃの低価格化が進み、小型でしかも低価格の装置を作成
することが可能になったことにより、かかる通信方式が
再び注目を集めている。
スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式，周波数ホッピング（ＦＨ）方式，ハイブリッ
ド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式
に関する。かかるスペクトル拡散通信には次のような多
くの特長がある。
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式，周波数ホッピング（ＦＨ）方式，ハイブリッ
ド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式
に関する。かかるスペクトル拡散通信には次のような多
くの特長がある。
秘匿性（秘話性）が非常に高い。
外部干渉や雑音，故意の妨害に強い。
従来システムと共存できる。
ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。
る。
アドレスコードでの管理ができる。
ＤＳ（直接拡散）方式では電力密度が低いので、電波
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。
通話品位の低下を若干許容すれば局数を増加できる。
疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。
域内に多重することが可能である。
以上のような特長が認識されて、現在では単に通信分野
にとどまらず各分野での応用が進んできており、民生機
器への展開も始められつつある。
にとどまらず各分野での応用が進んできており、民生機
器への展開も始められつつある。
第８図及び第９図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第８図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本構成図、第９図は各構成部分のおけるスペクトル波形
図である。第８図に示すように、送信側であるＡ局の１
次変調器３１にて１次変調された第９図(a) 図示の如き
信号（Ｆ１）は、拡散符号生成回路３９からの拡散符号
信号（ＦSS；同図(b) 参照）により拡散変調回路３６に
て２次変調されて、増幅された後アンテナＡ１より送信
信号（Ｆ1S）として出力される。１次変調の種類は特に
制限はなく、周波数変調(FM)やＰＳＫPhase Shift Keyi
ng)等で良く（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なう
ものとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般
的に疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）により拡
散変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑音状
である必要があり、且つ受信機側で符号を取り出すため
に一定の周期を有している必要がある。
の基本原理について説明する。第８図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本構成図、第９図は各構成部分のおけるスペクトル波形
図である。第８図に示すように、送信側であるＡ局の１
次変調器３１にて１次変調された第９図(a) 図示の如き
信号（Ｆ１）は、拡散符号生成回路３９からの拡散符号
信号（ＦSS；同図(b) 参照）により拡散変調回路３６に
て２次変調されて、増幅された後アンテナＡ１より送信
信号（Ｆ1S）として出力される。１次変調の種類は特に
制限はなく、周波数変調(FM)やＰＳＫPhase Shift Keyi
ng)等で良く（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なう
ものとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般
的に疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）により拡
散変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑音状
である必要があり、且つ受信機側で符号を取り出すため
に一定の周期を有している必要がある。
次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるＢ局では、アンテナＡ２から所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦ1S信号を、逆拡散回路４
７において拡散符号生成回路４９からの拡散符号により
逆拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散符
号生成回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も等価
（ＦSS）である。ところで、アンテナＡ２に入来する電
波はＦ1Sだけとは限らず、第９図(c) に示すように、他
のＳＳ局からの電波（Ｆ2S，Ｆ3S，…）と一般局からの
電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４７で逆
拡散を施すことにより、同図(d) 図示の如き所望の電波
Ｆ1Sを同図(a) のようなスペクトルに戻し、フィルタ
（狭帯域波器が望ましい）４１にてＦ1S以外の成分の
大部分を除去し（同図(e) 参照）、復調回路４３にて元
の情報信号に復調して出力するわけである。なお、同図
(e) からわかるように、フィルタ４１の出力信号中には
Ｆ1Sの他に干渉波のＦｎと他局のＳＳ波の一部が残って
いる。この残留電力と目的信号の電力の比をＤＮ比（信
号電力対干渉電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大き
く取るためには拡散帯域ができる限り広い方が有利であ
り、一般的に情報信号の周波数帯域の 100〜1000倍程度
にとっている。
側であるＢ局では、アンテナＡ２から所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたＦ1S信号を、逆拡散回路４
７において拡散符号生成回路４９からの拡散符号により
逆拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散符
号生成回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も等価
（ＦSS）である。ところで、アンテナＡ２に入来する電
波はＦ1Sだけとは限らず、第９図(c) に示すように、他
のＳＳ局からの電波（Ｆ2S，Ｆ3S，…）と一般局からの
電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４７で逆
拡散を施すことにより、同図(d) 図示の如き所望の電波
Ｆ1Sを同図(a) のようなスペクトルに戻し、フィルタ
（狭帯域波器が望ましい）４１にてＦ1S以外の成分の
大部分を除去し（同図(e) 参照）、復調回路４３にて元
の情報信号に復調して出力するわけである。なお、同図
(e) からわかるように、フィルタ４１の出力信号中には
Ｆ1Sの他に干渉波のＦｎと他局のＳＳ波の一部が残って
いる。この残留電力と目的信号の電力の比をＤＮ比（信
号電力対干渉電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大き
く取るためには拡散帯域ができる限り広い方が有利であ
り、一般的に情報信号の周波数帯域の 100〜1000倍程度
にとっている。
以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号(t){第８図のＦ1S} は、情報データをｄ(t)[+1又は
-1],拡散符号ＦSSをＰ(t)[+1又は-1],搬送波を cosωct
とすると、次式で表わされる。
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号(t){第８図のＦ1S} は、情報データをｄ(t)[+1又は
-1],拡散符号ＦSSをＰ(t)[+1又は-1],搬送波を cosωct
とすると、次式で表わされる。
Ｓ(t) ＝ｄ(t) Ｐ(t)cosωct……(1) （但し、ωｃ＝２πｆｃ） このスペクトル拡散信号Ｓ(t) は、受信（又は復調）に
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡散符号Ｐ(t){実際には若
干の遅延の伴った である} を得て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t) と
乗算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、ｄ(t)cosω
ctなる２相 PSK信号に変換される。更に、再生した搬送
波 cosωct と乗算による同期検波を行ない、 ｄ(t)(cosωct)２＝ｄ(t)(1+cos2ωct) ／２ を得て、搬送波周波数の２倍の成分２ωctをフィルタで
除去することにより情報データｄ(t) が復調される。
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡散符号Ｐ(t){実際には若
干の遅延の伴った である} を得て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t) と
乗算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、ｄ(t)cosω
ctなる２相 PSK信号に変換される。更に、再生した搬送
波 cosωct と乗算による同期検波を行ない、 ｄ(t)(cosωct)２＝ｄ(t)(1+cos2ωct) ／２ を得て、搬送波周波数の２倍の成分２ωctをフィルタで
除去することにより情報データｄ(t) が復調される。
ここで、２相 PSK信号ｄ(t)cosωｃｔの帯域幅（スペク
トルのメインローブとする）をＢＤとし、拡散符号Ｐ
(t) により拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（ス
ペクトルのメインローブとする）をＢｐとすれば、スペ
クトル拡散通信におけるプロセスゲインＧｐは、 Ｇｐ＝Ｂｐ／ＢＤ……(2) で表わされる。プロセスゲインＧｐは、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信
号，雑音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ(t)
に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐
妨害性，耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、
改善効果はプロセスゲインＧｐでほぼ一義的に定まる。
トルのメインローブとする）をＢＤとし、拡散符号Ｐ
(t) により拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（ス
ペクトルのメインローブとする）をＢｐとすれば、スペ
クトル拡散通信におけるプロセスゲインＧｐは、 Ｇｐ＝Ｂｐ／ＢＤ……(2) で表わされる。プロセスゲインＧｐは、通常の設計値に
おいて数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信
号，雑音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ(t)
に対してスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐
妨害性，耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、
改善効果はプロセスゲインＧｐでほぼ一義的に定まる。
かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ，遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や，マッチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。これらの構成による逆拡散は、いずれ
も回路構成が複雑で、更には調整面やコスト面での問題
もあり、民生機器への展開に当ってはこれらの問題を解
決する必要がある。又、非常に広い周波数帯域を必要と
するために、周波数帯域（又は電波）の有効活用の面で
問題があり、実際には使用できる周波数帯域が限られて
しまい、希望通りの設計が行なえ難い等の欠点がある。
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ，遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や，マッチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。これらの構成による逆拡散は、いずれ
も回路構成が複雑で、更には調整面やコスト面での問題
もあり、民生機器への展開に当ってはこれらの問題を解
決する必要がある。又、非常に広い周波数帯域を必要と
するために、周波数帯域（又は電波）の有効活用の面で
問題があり、実際には使用できる周波数帯域が限られて
しまい、希望通りの設計が行なえ難い等の欠点がある。
本発明のスペクトル拡散通信方式は、上記課題を解決す
るために、以下のような各手段を備えて通信を行ってい
る。即ち、ます変調側(10)には、第１の搬送波と情報信
号との乗算により得られた２相 PSK信号と第２の搬送波
とを加算して加算信号を得る加算手段と、得られた加算
信号を拡散符号信号により拡散してスペクトル拡散信号
を得る拡散手段とを備えている。
るために、以下のような各手段を備えて通信を行ってい
る。即ち、ます変調側(10)には、第１の搬送波と情報信
号との乗算により得られた２相 PSK信号と第２の搬送波
とを加算して加算信号を得る加算手段と、得られた加算
信号を拡散符号信号により拡散してスペクトル拡散信号
を得る拡散手段とを備えている。
また、復調側(20)には、受信したスペクトル拡散信号の
中から２相 PSK信号の拡散変調したものである第１の拡
散信号と第２の搬送波を拡散変調したものである第２の
拡散信号とを分離出力する分離手段と、分離出力された
両拡散信号を乗算することにより逆拡散を行なって２つ
の２相 PSK信号を生成する手段と、該２つの２相 PSK信
号のうち一方のみを選択出力する選択手段とを備えた。
中から２相 PSK信号の拡散変調したものである第１の拡
散信号と第２の搬送波を拡散変調したものである第２の
拡散信号とを分離出力する分離手段と、分離出力された
両拡散信号を乗算することにより逆拡散を行なって２つ
の２相 PSK信号を生成する手段と、該２つの２相 PSK信
号のうち一方のみを選択出力する選択手段とを備えた。
なお、第１の搬送波と第２の搬送波の周波数間隔を、(2
N-1)／{2(2n −1)Ｔ０} とすることにより、上記第１の
拡散信号の側帯波間に上記第２の拡散信号のスペクトル
を存在させて、通信を行うようにしている。
N-1)／{2(2n −1)Ｔ０} とすることにより、上記第１の
拡散信号の側帯波間に上記第２の拡散信号のスペクトル
を存在させて、通信を行うようにしている。
本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用するＰＮ符号信号を変調してスペ
クトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送出
し、復調（受信）時には、スペクトル拡散信号と変調Ｐ
Ｎ符号信号とを分離検出して乗算による逆拡散を行い、
得られた２つの２相 PSK信号をフィルタで分離検出して
出力するようにしている。これにより、逆拡散において
従来より必須の構成要件であったクロック再生回路，拡
散符号発生回路，ループで構成される同期引込み回路及
び同期保持回路等が不要となったものであり、以下、本
発明方式を実現し得る装置の１例を上げて、図面と参照
しながら説明する。
調時には逆拡散に使用するＰＮ符号信号を変調してスペ
クトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送出
し、復調（受信）時には、スペクトル拡散信号と変調Ｐ
Ｎ符号信号とを分離検出して乗算による逆拡散を行い、
得られた２つの２相 PSK信号をフィルタで分離検出して
出力するようにしている。これにより、逆拡散において
従来より必須の構成要件であったクロック再生回路，拡
散符号発生回路，ループで構成される同期引込み回路及
び同期保持回路等が不要となったものであり、以下、本
発明方式を実現し得る装置の１例を上げて、図面と参照
しながら説明する。
第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現し得
るスペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成
図で、同図(A) が変調部（送信側）１０，同図(B) が復
調部（受信側）２０である。この図においては、アンテ
ナ等構成の一部の図示を省略している。
るスペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成
図で、同図(A) が変調部（送信側）１０，同図(B) が復
調部（受信側）２０である。この図においては、アンテ
ナ等構成の一部の図示を省略している。
変調部１０は演算回路（加算器）２，乗算器４，拡散符
号生成回路(PNG) ６及びＢＰＦ（帯域波器）７を第１
図(A) 図示の如く接続して構成している。また復調部２
０は２つのＢＰＦ１２，１７，遅延回路（DL）１３，加
算器１４，減算器１５，及び乗算器１６を第１図(B) 図
示の如く接続して構成している。なお、遅延回路１３，
加算器１４，及び減算器１５とで２種類の櫛歯形フィル
タ１１を構成しており、その伝送特性は第２図(A),(B)
に夫々加算特性及び減算特性として示す通りである。以
下、具体的な機能，動作について、第３図及び第４図の
周波数スペクトル図を併せ参照して説明する。
号生成回路(PNG) ６及びＢＰＦ（帯域波器）７を第１
図(A) 図示の如く接続して構成している。また復調部２
０は２つのＢＰＦ１２，１７，遅延回路（DL）１３，加
算器１４，減算器１５，及び乗算器１６を第１図(B) 図
示の如く接続して構成している。なお、遅延回路１３，
加算器１４，及び減算器１５とで２種類の櫛歯形フィル
タ１１を構成しており、その伝送特性は第２図(A),(B)
に夫々加算特性及び減算特性として示す通りである。以
下、具体的な機能，動作について、第３図及び第４図の
周波数スペクトル図を併せ参照して説明する。
まず送信を行なう場合、変調部１０においては、入力端
子In１より、第３図(A) のスペクトル(イ)の如き１次変
調信号ｄ(t)cosωc1ｔ（ここでは２相 PSK変調信号とし
ている）が演算回路２に供給され、入力端子In２からの
搬送波信号 cosωc2ｔ（同図(A) の(ロ)）と加算されて
ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔとなり、乗算器４に供給され
る。一方、入力端子In３からは、クロック信号Ｓｃ(t)
が拡散符号発生回路６に供給されており、これを基にこ
こで拡散符号信号Ｐ(t) を生成している。拡散符号とし
ては、通常は疑似雑音符号がよく用いられ、その中でも
Ｍ系列符号がよく用いられるので「疑似雑音符号」と呼
ばれることもある。拡散符号発生回路６にて生成された
拡散符号Ｐ(t) は乗算器４に供給され、ここで上記２相
PSK搬送波信号の加算信号ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔと
の乗算（スペクトル拡散）が行なわれ、スペクトル拡散
信号Ｐ(t){ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔ} （以下「S
M(t)」とも記す）となり（第３図(B) 参照）、ＢＰＦ７
にてスペクトル拡散信号のメインローブのみが通過，伝
送されて、出力端子Out１より出力される。
子In１より、第３図(A) のスペクトル(イ)の如き１次変
調信号ｄ(t)cosωc1ｔ（ここでは２相 PSK変調信号とし
ている）が演算回路２に供給され、入力端子In２からの
搬送波信号 cosωc2ｔ（同図(A) の(ロ)）と加算されて
ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔとなり、乗算器４に供給され
る。一方、入力端子In３からは、クロック信号Ｓｃ(t)
が拡散符号発生回路６に供給されており、これを基にこ
こで拡散符号信号Ｐ(t) を生成している。拡散符号とし
ては、通常は疑似雑音符号がよく用いられ、その中でも
Ｍ系列符号がよく用いられるので「疑似雑音符号」と呼
ばれることもある。拡散符号発生回路６にて生成された
拡散符号Ｐ(t) は乗算器４に供給され、ここで上記２相
PSK搬送波信号の加算信号ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔと
の乗算（スペクトル拡散）が行なわれ、スペクトル拡散
信号Ｐ(t){ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc2ｔ} （以下「S
M(t)」とも記す）となり（第３図(B) 参照）、ＢＰＦ７
にてスペクトル拡散信号のメインローブのみが通過，伝
送されて、出力端子Out１より出力される。
ここで、スペクトル拡散信号の周波数スペクトルについ
て説明する。同図(A) における角周波数ωc1とωc2との
間隔は、クロック信号の１ビット時間長をＴ０とし、拡
散符号発生回路６においてＭ系列符号を用い、そのＭ系
列符号発生回路（図示せず）にシフトレジスタを用いた
場合、その段数をｎとすると、{2(2n −1)Ｔ０} -1で与
えられる間隔となるように選ばれる。同図(B) に示した
スペクトル拡散信号の周波数スペクトルにおいて、側帯
波＋Sa１と＋Sa２との周波数間隔や＋Sb１と＋Sb２との
周波数間隔は｛(2n −1)Ｔ０｝-1で与えられる間隔とな
っており、側帯波＋Sa１〜＋Saｎ，−Sa１〜−Saｎと、
側帯波＋Sb１〜＋Sbｎ，−Sb１〜−Sbｎとは、夫々交互
に等間隔で並んでいる。なお、２ｎ−１は拡散符号長で
ある。
て説明する。同図(A) における角周波数ωc1とωc2との
間隔は、クロック信号の１ビット時間長をＴ０とし、拡
散符号発生回路６においてＭ系列符号を用い、そのＭ系
列符号発生回路（図示せず）にシフトレジスタを用いた
場合、その段数をｎとすると、{2(2n −1)Ｔ０} -1で与
えられる間隔となるように選ばれる。同図(B) に示した
スペクトル拡散信号の周波数スペクトルにおいて、側帯
波＋Sa１と＋Sa２との周波数間隔や＋Sb１と＋Sb２との
周波数間隔は｛(2n −1)Ｔ０｝-1で与えられる間隔とな
っており、側帯波＋Sa１〜＋Saｎ，−Sa１〜−Saｎと、
側帯波＋Sb１〜＋Sbｎ，−Sb１〜−Sbｎとは、夫々交互
に等間隔で並んでいる。なお、２ｎ−１は拡散符号長で
ある。
第４図は、スペクトル拡散信号の周波数帯域を前記両搬
送波の角周波数ωc1及びωc2と共に示したものであり、
実線(ハ)の部分（図中の(a) と(b) の間はそのメインロ
ーブを示す。
送波の角周波数ωc1及びωc2と共に示したものであり、
実線(ハ)の部分（図中の(a) と(b) の間はそのメインロ
ーブを示す。
本発明方式では周波数の選定が重要なポイントであり、
後述する第１の拡散信号Ｓ1(t)の周波数スペクトルにお
ける側帯波間に、第２の拡散信号Ｓ2(t)のスペクトルが
存在するように選定される。即ち第３図において、１次
変調（２相 PSK変調）信号ｄ(t)cosωc1ｔの搬送波角周
波数ωc1と、搬送波信号 cosωc1ｔの搬送波角周波数ω
c2との周波数間隔は１／{2(2n −1)Ｔ０} で示されるも
のとなる。但しこれに限定されるものではなく、理論的
には(2N-1)／{2(2n −1)Ｔ０} で定まる間隔であれば良
い。なお、Ｎは正の整数であり、第３図はＮ＝１の場合
を示している。このように周波数間隔を定めることによ
り、後述の第１，第２の拡散信号Ｓ1(t)，Ｓ2(t)のスペ
クトルは重なることなく、交互に並んで配置される。
後述する第１の拡散信号Ｓ1(t)の周波数スペクトルにお
ける側帯波間に、第２の拡散信号Ｓ2(t)のスペクトルが
存在するように選定される。即ち第３図において、１次
変調（２相 PSK変調）信号ｄ(t)cosωc1ｔの搬送波角周
波数ωc1と、搬送波信号 cosωc1ｔの搬送波角周波数ω
c2との周波数間隔は１／{2(2n −1)Ｔ０} で示されるも
のとなる。但しこれに限定されるものではなく、理論的
には(2N-1)／{2(2n −1)Ｔ０} で定まる間隔であれば良
い。なお、Ｎは正の整数であり、第３図はＮ＝１の場合
を示している。このように周波数間隔を定めることによ
り、後述の第１，第２の拡散信号Ｓ1(t)，Ｓ2(t)のスペ
クトルは重なることなく、交互に並んで配置される。
次に、第１図(B) を参照して、復調部２０の機能及び動
作について説明する。入力端子In４に入来したスペクト
ル拡散信号ＳM(t)（第３図(B) 参照）は、ＢＰＦ１２に
てスペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、
遅延回路１３，加算器１４，及び減算器１５の正入力端
子に供給される。且つ、遅延回路１３の出力を加算器１
４，及び減算器１５の負入力端子に供給する構成とする
ことにより、遅延回路１３，加算器１４及び減算器１５
とで加算特性及び減算特性（夫々第２図(A),(B) 参照）
を有する櫛歯形フィルタ１１が形成されている。いま、
遅延回路１３における遅延時間をＴ（＝１／Ｆ）とする
と、加算の場合は第２図(A) に示すように、１／Ｔ，２
／Ｔ，３／Ｔ，…，Ｎ／Ｔ（Ｎは自然数）の周波数の所
で利得が２倍となり、それらの各中間の周波数では出力
は０となって急峻なディップが出来る。減算の場合は逆
に同図(B) に示すように、１／Ｔ，２／Ｔ，３／Ｔ，
…，Ｎ／Ｔの周波数の所で谷（利得が０）となり、それ
らの各中間の周波数では利得が２倍となる。従って、遅
延時間を Ｔ＝(2n −1)Ｔ０とし、ｆc1＝Ｍ／（２ｎ−
１）Ｔ０＝Ｍ・２Δｆ（Ｍ：自然数）とすることによ
り、櫛歯形フィルタ１１の山又は谷の周波数をスペクト
ル拡散信号の側帯波周波数に合わせれば、スペクトル拡
散信号ＳM(t)におけるＰ(t) ｄ(t)cosωc1ｔとＰ(t)cos
ωc2ｔとの分離検出が可能になるわけである。従って、
加算器１４の出力信号はＰ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ（以下便
宜上第１の拡散信号「Ｓ1(t)」と記載することもある；
第３図(C) 参照）となり、減算器１５の出力信号は Ｐ
(t)cosωc2ｔ（以下便宜上第２の拡散信号「Ｓ2(t)」と
も記載する；同図(D) 参照）となる。なお、櫛歯形フィ
ルタ１１の具体的な分離動作については後述するが、こ
こでは遅延回路１３によるスペクトル拡散信号ＳM(t)の
遅延分の表現は、説明の便宜上省略した。
作について説明する。入力端子In４に入来したスペクト
ル拡散信号ＳM(t)（第３図(B) 参照）は、ＢＰＦ１２に
てスペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、
遅延回路１３，加算器１４，及び減算器１５の正入力端
子に供給される。且つ、遅延回路１３の出力を加算器１
４，及び減算器１５の負入力端子に供給する構成とする
ことにより、遅延回路１３，加算器１４及び減算器１５
とで加算特性及び減算特性（夫々第２図(A),(B) 参照）
を有する櫛歯形フィルタ１１が形成されている。いま、
遅延回路１３における遅延時間をＴ（＝１／Ｆ）とする
と、加算の場合は第２図(A) に示すように、１／Ｔ，２
／Ｔ，３／Ｔ，…，Ｎ／Ｔ（Ｎは自然数）の周波数の所
で利得が２倍となり、それらの各中間の周波数では出力
は０となって急峻なディップが出来る。減算の場合は逆
に同図(B) に示すように、１／Ｔ，２／Ｔ，３／Ｔ，
…，Ｎ／Ｔの周波数の所で谷（利得が０）となり、それ
らの各中間の周波数では利得が２倍となる。従って、遅
延時間を Ｔ＝(2n −1)Ｔ０とし、ｆc1＝Ｍ／（２ｎ−
１）Ｔ０＝Ｍ・２Δｆ（Ｍ：自然数）とすることによ
り、櫛歯形フィルタ１１の山又は谷の周波数をスペクト
ル拡散信号の側帯波周波数に合わせれば、スペクトル拡
散信号ＳM(t)におけるＰ(t) ｄ(t)cosωc1ｔとＰ(t)cos
ωc2ｔとの分離検出が可能になるわけである。従って、
加算器１４の出力信号はＰ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ（以下便
宜上第１の拡散信号「Ｓ1(t)」と記載することもある；
第３図(C) 参照）となり、減算器１５の出力信号は Ｐ
(t)cosωc2ｔ（以下便宜上第２の拡散信号「Ｓ2(t)」と
も記載する；同図(D) 参照）となる。なお、櫛歯形フィ
ルタ１１の具体的な分離動作については後述するが、こ
こでは遅延回路１３によるスペクトル拡散信号ＳM(t)の
遅延分の表現は、説明の便宜上省略した。
叙上の如き原理により分離検出された第１，第２の拡散
信号Ｓ1(t)とＳ2(t)は乗算器１６に供給され、乗算によ
る逆拡散が行なわれ、拡散符号信号Ｐ(t) は乗算により
直流となって、変調時と等価な復調２相 PSK信号ｄ(t)
cos(ωc1−ωc2) ｔ及びｄ(t) cos(ωc1＋ωc2) ｔ（夫
々第３図(E) の(ニ)と(ホ)である）が得られる。これらの
出力信号をＢＰＦ１７にて不要な周波数成分を除去した
後、出力端子Out２より２相 PSK信号ｄ(t) cos(ωc1＋
ωc2) ｔを出力している。ここでの２相 PSK信号は変調
側の２相 PSK信号よりもωc2だけ高い角周波数となって
いるが、本質的な変化ではない。また、説明の便宜上、
微小なクロストーク成分は省略した。
信号Ｓ1(t)とＳ2(t)は乗算器１６に供給され、乗算によ
る逆拡散が行なわれ、拡散符号信号Ｐ(t) は乗算により
直流となって、変調時と等価な復調２相 PSK信号ｄ(t)
cos(ωc1−ωc2) ｔ及びｄ(t) cos(ωc1＋ωc2) ｔ（夫
々第３図(E) の(ニ)と(ホ)である）が得られる。これらの
出力信号をＢＰＦ１７にて不要な周波数成分を除去した
後、出力端子Out２より２相 PSK信号ｄ(t) cos(ωc1＋
ωc2) ｔを出力している。ここでの２相 PSK信号は変調
側の２相 PSK信号よりもωc2だけ高い角周波数となって
いるが、本質的な変化ではない。また、説明の便宜上、
微小なクロストーク成分は省略した。
ここで、スペクトル拡散信号ＳM(t)の分離検出動作（櫛
歯形フィルタ１１の動作原理）について説明する。第１
図(B) の遅延回路１３より出力されるスペクトル拡散信
号ＳＭ(t-T) は、 ＳＭ(t-T) ＝Ｐ(t-T){ｄ(t-T)cosωｃ１（ｔ−Ｔ） ＋ cosωc1(t-T)} ……(3) となる。ここで、前提条件として、Ｐ(t) の周期と遅延
時間Ｔを等しくし、 cosωc1ｔはＰ(t) の周期で同相，
同レベルで繰返す連続波、 cosωc2ｔはＰ(t) の周期で
逆相，同レベルで繰返す連続波とすれば、ＳＭ(t-T) は ＳＭ(t-T) ＝Ｐ(t){ｄ(t-T)cosωｃ１ｔ − cosωc2ｔ} ……(4) となる。従って、加算出力ＳM(t)＋ＳＭ(t-T) ｛＝Ｓ
1(t)｝は、 ＳM(t)＋ＳＭ(t-T) ＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)｝Ｐ(t)cosωc1ｔ……(5) となる。一方、減算ＳＭ(t)+ＳＭ(t-T)}＝Ｓ2(t)} は、 Ｓ2(t)＝ＳM(t)−ＳＭ(t-T) ＝２Ｐ(t)cosωc2ｔ ＋｛ｄ(t)-ｄ(t-T)｝Ｐ(t)cosωc1ｔ……(6) となる。なお、第(6)式中の｛ｄ(t)-ｄ(t-T)｝Ｐ(t) co
sωc1ｔは櫛歯形フィルタ１１で分離不可能なクロスト
ーク成分であるが、後述する逆拡散動作で直流に変わる
ため、問題にはならない。
歯形フィルタ１１の動作原理）について説明する。第１
図(B) の遅延回路１３より出力されるスペクトル拡散信
号ＳＭ(t-T) は、 ＳＭ(t-T) ＝Ｐ(t-T){ｄ(t-T)cosωｃ１（ｔ−Ｔ） ＋ cosωc1(t-T)} ……(3) となる。ここで、前提条件として、Ｐ(t) の周期と遅延
時間Ｔを等しくし、 cosωc1ｔはＰ(t) の周期で同相，
同レベルで繰返す連続波、 cosωc2ｔはＰ(t) の周期で
逆相，同レベルで繰返す連続波とすれば、ＳＭ(t-T) は ＳＭ(t-T) ＝Ｐ(t){ｄ(t-T)cosωｃ１ｔ − cosωc2ｔ} ……(4) となる。従って、加算出力ＳM(t)＋ＳＭ(t-T) ｛＝Ｓ
1(t)｝は、 ＳM(t)＋ＳＭ(t-T) ＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)｝Ｐ(t)cosωc1ｔ……(5) となる。一方、減算ＳＭ(t)+ＳＭ(t-T)}＝Ｓ2(t)} は、 Ｓ2(t)＝ＳM(t)−ＳＭ(t-T) ＝２Ｐ(t)cosωc2ｔ ＋｛ｄ(t)-ｄ(t-T)｝Ｐ(t)cosωc1ｔ……(6) となる。なお、第(6)式中の｛ｄ(t)-ｄ(t-T)｝Ｐ(t) co
sωc1ｔは櫛歯形フィルタ１１で分離不可能なクロスト
ーク成分であるが、後述する逆拡散動作で直流に変わる
ため、問題にはならない。
次に、逆拡散動作について、第１図(B) の構成に従て具
体的に説明する。乗算器１６の出力には復調２相 PSK信
号Ｓp(t)が得られる。即ち、 第５式及び第６式より、 Ｓp(t)＝Ｓ1(t)×Ｓ2(t) ＝P2(t){ｄ(t)+ｄ(t-T)}｛cos(ωc1＋ωc2)ｔ ＋cos(ωc1−ωc2)t＋Ｐ(t){ｄ2(t) −ｄ2(t-T)}(1＋cos2ωc1) ／２ となる。ところで、Ｐ(t),ｄ(t),及びｄ(t-T) はいずれ
も＋１又は−１であるから、これらの２乗は１となる。
従って、 Ｓp(t)＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)｝cos(ωc1−ωc2)ｔ ＋（ｄ(t)+ｄ(t-T)｝cos(ωc1＋ωc2)ｔ……(7) となる。なお、情報データｄ(t) における１ビット時間
長に比べて、遅延時間Ｔが充分短ければ、ｄ(t-T) はｄ
(t) として近似出来る。従って、復調２相 PSK信号Ｓp
(t)は、 Ｓp(t)＝２ｄ(t){cos(ωc1−ωc2)ｔ ＋cos(ωc1＋ωc2)t} ……(8) となり、実際の回路動作検討の上からも妥当性が確認さ
れた。
体的に説明する。乗算器１６の出力には復調２相 PSK信
号Ｓp(t)が得られる。即ち、 第５式及び第６式より、 Ｓp(t)＝Ｓ1(t)×Ｓ2(t) ＝P2(t){ｄ(t)+ｄ(t-T)}｛cos(ωc1＋ωc2)ｔ ＋cos(ωc1−ωc2)t＋Ｐ(t){ｄ2(t) −ｄ2(t-T)}(1＋cos2ωc1) ／２ となる。ところで、Ｐ(t),ｄ(t),及びｄ(t-T) はいずれ
も＋１又は−１であるから、これらの２乗は１となる。
従って、 Ｓp(t)＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)｝cos(ωc1−ωc2)ｔ ＋（ｄ(t)+ｄ(t-T)｝cos(ωc1＋ωc2)ｔ……(7) となる。なお、情報データｄ(t) における１ビット時間
長に比べて、遅延時間Ｔが充分短ければ、ｄ(t-T) はｄ
(t) として近似出来る。従って、復調２相 PSK信号Ｓp
(t)は、 Ｓp(t)＝２ｄ(t){cos(ωc1−ωc2)ｔ ＋cos(ωc1＋ωc2)t} ……(8) となり、実際の回路動作検討の上からも妥当性が確認さ
れた。
次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の第２実施例
について、第５図の回路ブロック図及び第６図の周波数
スペクトル図を参照しながら説明する。第５図(A) は変
調部のブロック構成図、同図(B) は復調部のブロック構
成図である。これらの図において第１実施例と同一構成
箇所には同一番号を付してその詳細な説明を省略する。
について、第５図の回路ブロック図及び第６図の周波数
スペクトル図を参照しながら説明する。第５図(A) は変
調部のブロック構成図、同図(B) は復調部のブロック構
成図である。これらの図において第１実施例と同一構成
箇所には同一番号を付してその詳細な説明を省略する。
変調部３０は第１実施例の変調部１０と比較して、乗算
器がもう１つ加わった他は構成要素に変更はないが、結
線の仕方が多少異なっており、１次変調波と搬送波を拡
散符号信号にて夫々別個に変調（拡散）した後加算混合
している。また、復調部４０には搬送波再生回路１８，
乗算器９及びＬＰＦ１９を更に備え、これらを減算器１
５と乗算器１６の間に挿入して構成している他は、第１
実施例と同じである。なお、変調部と復調部との組合せ
はこれに限定されるものではなく、変調部１０と復調部
４０とを組合せても良く、逆に変調部３０と復調部２０
とを組合せても良い。以下、かかる構成の変調部３０及
び復調部４０の動作について、第６図の周波数スペクト
ル図を併せ参照しながら説明する。
器がもう１つ加わった他は構成要素に変更はないが、結
線の仕方が多少異なっており、１次変調波と搬送波を拡
散符号信号にて夫々別個に変調（拡散）した後加算混合
している。また、復調部４０には搬送波再生回路１８，
乗算器９及びＬＰＦ１９を更に備え、これらを減算器１
５と乗算器１６の間に挿入して構成している他は、第１
実施例と同じである。なお、変調部と復調部との組合せ
はこれに限定されるものではなく、変調部１０と復調部
４０とを組合せても良く、逆に変調部３０と復調部２０
とを組合せても良い。以下、かかる構成の変調部３０及
び復調部４０の動作について、第６図の周波数スペクト
ル図を併せ参照しながら説明する。
まず変調部３０にあっては、入力端子In１より第６図
(A) のスペクトル(イ)の如き１変調信号ｄ(t)cosωc1ｔ
が、入力端子In２より搬送波信号 cosωc2ｔ（同図(B)
の(ロ)）が乗算器４及び５に夫々供給される。一方、入
力端子In３からはクロック信号Ｓｃ(t) が拡散符号発生
回路６に供給されており、これを基にここで拡散符号信
号Ｐ(t) を生成し、乗算器４及び５に供給している。こ
れにより乗算器４及び５では乗算によるスペクトル拡散
が行なわれ、同図(C) 及び(D) に夫々示すようにスペク
トル拡散信号Ｐ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ及びＰ(t)cosωc2ｔ
を夫々出力し、次段の演算回路２にて両者が加算されて
スペクトル拡散信号Ｐ(t){ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc1ｔ}
（ＳM(t)）となり（第６図(E) 参照）、ＰＢＦ７にてス
ペクトル拡散信号のメインローブのみが通過，伝送され
て、出力端子Out１より出力される。
(A) のスペクトル(イ)の如き１変調信号ｄ(t)cosωc1ｔ
が、入力端子In２より搬送波信号 cosωc2ｔ（同図(B)
の(ロ)）が乗算器４及び５に夫々供給される。一方、入
力端子In３からはクロック信号Ｓｃ(t) が拡散符号発生
回路６に供給されており、これを基にここで拡散符号信
号Ｐ(t) を生成し、乗算器４及び５に供給している。こ
れにより乗算器４及び５では乗算によるスペクトル拡散
が行なわれ、同図(C) 及び(D) に夫々示すようにスペク
トル拡散信号Ｐ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ及びＰ(t)cosωc2ｔ
を夫々出力し、次段の演算回路２にて両者が加算されて
スペクトル拡散信号Ｐ(t){ｄ(t)cosωc1ｔ+cosωc1ｔ}
（ＳM(t)）となり（第６図(E) 参照）、ＰＢＦ７にてス
ペクトル拡散信号のメインローブのみが通過，伝送され
て、出力端子Out１より出力される。
次に、復調部４０の機能及び動作について説明する。入
力端子In４に入来した第６図(E) を如きスペクトル拡散
信号ＳM(t)は、ＢＰＦ１２にてスペクトル拡散信号以外
の周波数成分を除去されて、遅延回路１３，加算器１
４，及び減算器１５の正入力端子に供給され、且つ、遅
延回路１３の出力を加算器１４，及び減算器１５の負入
力端子に供給する（即ち第２図(A),(B) 図示の特性の櫛
歯形フィルタ１１に供給する）ことにより（櫛歯形フィ
ルタ１１の山又は谷の周波数をスペクトル拡散信号の側
帯波周波数に合せておくことは勿論である）、スペクト
ル拡散信号ＳM(t)におけるＰ(t) ｄ(t) cosωc1ｔとＰ
(t)cosωc2ｔとを分離検出し、加算器１４からは第６図
(C) の如きスペクトル拡散信号Ｐ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ
｛＝Ｓ1(t)｝を出力し、減算器１５からは同図(D) の如
きＰ(t)cosωc2ｔ｛＝Ｓ2(t)｝を出力する。スペクトル
信号Ｓ２(t) は搬送波再生回路１８及び乗算器９に供給
される。搬送波再生回路１８は例えば、乗算器２１，２
３；ＢＰＦ２２，ＬＰＦ２４，ＶＣＯ（電圧制御発振
器）２５及び1/2分週器２６を第７図示の如く結線して
構成される。即ちこれは２逓倍型搬送波再生回路であ
り、ここではまず乗算器２１にて減算出力Ｓ2(t)が２乗
される。減算出力Ｓ2(t)は近似的にはＰ(t)cosωc2ｔで
あるので、２乗動作により２値信号Ｐ(t) は直流化し、
搬送波 cosωc2ｔはcos2ωc2ｔとなる。次段のＢＰＦ２
２にて不要な周波数成分を除去して後、乗算器（又は位
相比較器）２３，ＬＰＦ（又はループフィルタ）２４，
及びＶＣＯ２５より構成され位相同期ループ（ＰＬＬ
Ｌ）２７に供給され、入力信号中の不要な雑音成分が除
かれた振幅一定な２倍の周波数の搬送波が得られる。こ
の搬送波は1/2分週器２６にて信号処理されて、再生搬
送波 cosωc2ｔが出力されるわけである。
力端子In４に入来した第６図(E) を如きスペクトル拡散
信号ＳM(t)は、ＢＰＦ１２にてスペクトル拡散信号以外
の周波数成分を除去されて、遅延回路１３，加算器１
４，及び減算器１５の正入力端子に供給され、且つ、遅
延回路１３の出力を加算器１４，及び減算器１５の負入
力端子に供給する（即ち第２図(A),(B) 図示の特性の櫛
歯形フィルタ１１に供給する）ことにより（櫛歯形フィ
ルタ１１の山又は谷の周波数をスペクトル拡散信号の側
帯波周波数に合せておくことは勿論である）、スペクト
ル拡散信号ＳM(t)におけるＰ(t) ｄ(t) cosωc1ｔとＰ
(t)cosωc2ｔとを分離検出し、加算器１４からは第６図
(C) の如きスペクトル拡散信号Ｐ(t) ｄ(t)cosωc1ｔ
｛＝Ｓ1(t)｝を出力し、減算器１５からは同図(D) の如
きＰ(t)cosωc2ｔ｛＝Ｓ2(t)｝を出力する。スペクトル
信号Ｓ２(t) は搬送波再生回路１８及び乗算器９に供給
される。搬送波再生回路１８は例えば、乗算器２１，２
３；ＢＰＦ２２，ＬＰＦ２４，ＶＣＯ（電圧制御発振
器）２５及び1/2分週器２６を第７図示の如く結線して
構成される。即ちこれは２逓倍型搬送波再生回路であ
り、ここではまず乗算器２１にて減算出力Ｓ2(t)が２乗
される。減算出力Ｓ2(t)は近似的にはＰ(t)cosωc2ｔで
あるので、２乗動作により２値信号Ｐ(t) は直流化し、
搬送波 cosωc2ｔはcos2ωc2ｔとなる。次段のＢＰＦ２
２にて不要な周波数成分を除去して後、乗算器（又は位
相比較器）２３，ＬＰＦ（又はループフィルタ）２４，
及びＶＣＯ２５より構成され位相同期ループ（ＰＬＬ
Ｌ）２７に供給され、入力信号中の不要な雑音成分が除
かれた振幅一定な２倍の周波数の搬送波が得られる。こ
の搬送波は1/2分週器２６にて信号処理されて、再生搬
送波 cosωc2ｔが出力されるわけである。
叙上の如き原理により搬送波再生回路１８にて再生され
た搬送波 cosωc2ｔと減算器１５から直接供給されたス
ペクトル拡散信号Ｓ2(t)は乗算器９に供給され、乗算が
行われて変調時と等価な拡散符号Ｐ(t) と信号P(t)cos2
ωc2ｔが得られる。そのうち、この信号P(t)cos2ωc2ｔ
はＬＰＦ１９で除去されて、拡散符号Ｐ(t) のみがＬＰ
Ｆ１９を通過して乗算器１６に供給され、ここで加算器
１４からのスペクトル拡散信号Ｓ1(t)との乗算による逆
拡散が行なわれて、復調２相 PSK信号ｄ(t)cosωc1ｔ
（実際には伝送による遅延が伴うが、説明の便宜上省略
した）が得られ、ＢＰＦ１７にて不要な周波数成分を除
去した後、出力端子Out２より出力している。なお、説
明の便宜上、微小なクロストーク成分は省略した。
た搬送波 cosωc2ｔと減算器１５から直接供給されたス
ペクトル拡散信号Ｓ2(t)は乗算器９に供給され、乗算が
行われて変調時と等価な拡散符号Ｐ(t) と信号P(t)cos2
ωc2ｔが得られる。そのうち、この信号P(t)cos2ωc2ｔ
はＬＰＦ１９で除去されて、拡散符号Ｐ(t) のみがＬＰ
Ｆ１９を通過して乗算器１６に供給され、ここで加算器
１４からのスペクトル拡散信号Ｓ1(t)との乗算による逆
拡散が行なわれて、復調２相 PSK信号ｄ(t)cosωc1ｔ
（実際には伝送による遅延が伴うが、説明の便宜上省略
した）が得られ、ＢＰＦ１７にて不要な周波数成分を除
去した後、出力端子Out２より出力している。なお、説
明の便宜上、微小なクロストーク成分は省略した。
本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような優れた特徴を有する。
信するので、次のような優れた特徴を有する。
従来方式で必須の構成要件であったクロック再生回
路、拡散符号発生回路，ループで構成される同期引込み
回路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成
をかなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるた
め、民生機器への展開が非常に容易なものとなった。
路、拡散符号発生回路，ループで構成される同期引込み
回路及び同期保持回路等が不要となったので、回路構成
をかなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるた
め、民生機器への展開が非常に容易なものとなった。
同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。
搬送波再生回路を更に備えた場合には、復調２相 PSK
信号は変調側の２相 PSK信号と同じ角周波数が得られる
ので、一層精度の高い通信が行なえる。
信号は変調側の２相 PSK信号と同じ角周波数が得られる
ので、一層精度の高い通信が行なえる。
第１図(A),(B) は本発明のスペクトル拡散通信方式を実
現し得るスペクトル拡散通信装置の第１実施例の夫々変
調部及び復調部のブロック構成図、第２図(A),(B) は櫛
歯形フィルタの伝送特性図、第３図(A) 〜(E) 及び第６
図(A) 〜(E) は夫々第１実施例及び第２実施例の各構成
部分の動作説明用周波数スペクトル図、第４図はスペク
トル拡散信号の周波通帯域を各搬送波の角周波数ωc1及
びωc2と共に示す周波数スペクトル図、第５図(A),(B)
は本発明方式を実現し得る第２実施例装置の夫々変調部
及び復調部のブロック構成図、第７図は搬送波再生回路
の一構成例を示すブロック図、第８図は従来より用いら
れるスペクトル拡散通信装置の基本構成を示す概略ブロ
ック図、第９図は第８図示のブロック図の各構成部分に
おけるスペクトル波形図である。 ２……演算回路、４，５，９，１６，２１，２３……乗
算器、６……拡散符号発生回路、７，１２，１７，２２
……ＢＰＦ（帯域波器）、１０，３０……変調部、１
１……櫛歯形フィルタ、１３……遅延回路、１４……加
算器、１５……減算器、１８……搬送波再生回路、２
０，４０……復調部、２４……ＬＰＦ（低域波器）、
２５……ＶＣＯ（電圧制御発振器）、２６……1/2分周
器、２７……位相同期ループ、In１〜In４……入力端
子、Out１〜Out２……出力端子。
現し得るスペクトル拡散通信装置の第１実施例の夫々変
調部及び復調部のブロック構成図、第２図(A),(B) は櫛
歯形フィルタの伝送特性図、第３図(A) 〜(E) 及び第６
図(A) 〜(E) は夫々第１実施例及び第２実施例の各構成
部分の動作説明用周波数スペクトル図、第４図はスペク
トル拡散信号の周波通帯域を各搬送波の角周波数ωc1及
びωc2と共に示す周波数スペクトル図、第５図(A),(B)
は本発明方式を実現し得る第２実施例装置の夫々変調部
及び復調部のブロック構成図、第７図は搬送波再生回路
の一構成例を示すブロック図、第８図は従来より用いら
れるスペクトル拡散通信装置の基本構成を示す概略ブロ
ック図、第９図は第８図示のブロック図の各構成部分に
おけるスペクトル波形図である。 ２……演算回路、４，５，９，１６，２１，２３……乗
算器、６……拡散符号発生回路、７，１２，１７，２２
……ＢＰＦ（帯域波器）、１０，３０……変調部、１
１……櫛歯形フィルタ、１３……遅延回路、１４……加
算器、１５……減算器、１８……搬送波再生回路、２
０，４０……復調部、２４……ＬＰＦ（低域波器）、
２５……ＶＣＯ（電圧制御発振器）、２６……1/2分周
器、２７……位相同期ループ、In１〜In４……入力端
子、Out１〜Out２……出力端子。
Claims (2)
- 【請求項１】変調側には、第１の搬送波と情報信号との
乗算により得られた２相 PSK信号と，第２の搬送波とを
加算して加算信号を得る加算手段と、該得られた加算信
号を拡散符号信号により拡散してスペクトル拡散信号を
得る拡散手段とを備え、 復調側には、受信したスペクトル拡散信号の中から，２
相 PSK信号の拡散変調したものである第１の拡散信号
と，第２の搬送波を拡散変調したものである第２の拡散
信号とを分離出力する分離手段と、分離出力された両拡
散信号を乗算することにより逆拡散を行なって２つの２
相 PSK信号を生成する手段と、該２つの２相 PSK信号の
うち一方のみを選択出力する選択手段とを備え、 上記第１の搬送波と第２の搬送波の周波数間隔を、(2N-
1)／{2(2n −1)Ｔ０}(但しＮは正の整数，ｎは拡散符号
発生手段におけるシフトレジスタの段数，Ｔ０はクロッ
ク信号の１ビット時間長）とすることにより、上記第１
の拡散信号の側帯波間に上記第２の拡散信号のスペクト
ルを存在させて、通信を行うようにしたことを特徴とす
るスペクトル拡散通信方式。 - 【請求項２】変調側には、情報信号を第１の搬送波で変
調して得られた１次変調信号を拡散符号信号により拡散
変調して第１の拡散信号を得る第１の拡散手段と、第２
の搬送波を上記拡散符号信号を用いて拡散変調して第２
の拡散信号を得る第２の拡散手段と、該第１及び第２の
拡散信号を加算して加算スペクトル拡散信号を得る加算
手段とを備え、 復調側には、受信した加算スペクトル拡散信号より第１
の拡散信号と第２の拡散信号と分離出力する分離手段
と、分離出力された第２の拡散信号を同期検波して変調
側の拡散符号信号と等価な拡散符号信号を得る手段と、
該得られた拡散符号信号によって上記第１の拡散信号を
逆拡散して上記１次変調信号を得る逆拡散手段とを備
え、 上記第１の搬送波と第２の搬送波の周波数間隔を、(2N-
1)／{2(2n −1)Ｔ０} （但しＮは正の整数，ｎは拡散符
号発生手段におけるシフトレジスタの段数，Ｔ０はクロ
ック信号の１ビット時間長）とすることにより、上記第
１の拡散信号の側帯波間に上記第２の拡散信号のスペク
トルを存在させて、通信を行うようにしたことを特徴と
するスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63037709A JPH0652893B2 (ja) | 1988-02-19 | 1988-02-19 | スペクトル拡散通信方式 |
| US07/313,259 US4977578A (en) | 1988-02-19 | 1989-02-21 | Spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63037709A JPH0652893B2 (ja) | 1988-02-19 | 1988-02-19 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01212940A JPH01212940A (ja) | 1989-08-25 |
| JPH0652893B2 true JPH0652893B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=12505050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63037709A Expired - Lifetime JPH0652893B2 (ja) | 1988-02-19 | 1988-02-19 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0652893B2 (ja) |
-
1988
- 1988-02-19 JP JP63037709A patent/JPH0652893B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01212940A (ja) | 1989-08-25 |
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