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JPH0652892B2 - Spread spectrum communication system - Google Patents

Spread spectrum communication system

Info

Publication number
JPH0652892B2
JPH0652892B2 JP63037708A JP3770888A JPH0652892B2 JP H0652892 B2 JPH0652892 B2 JP H0652892B2 JP 63037708 A JP63037708 A JP 63037708A JP 3770888 A JP3770888 A JP 3770888A JP H0652892 B2 JPH0652892 B2 JP H0652892B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
spread
multiplication
code
carrier
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
JP63037708A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH01212939A (en
Inventor
行信 石垣
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Victor Company of Japan Ltd
Original Assignee
Victor Company of Japan Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Victor Company of Japan Ltd filed Critical Victor Company of Japan Ltd
Priority to JP63037708A priority Critical patent/JPH0652892B2/en
Priority to US07/313,259 priority patent/US4977578A/en
Publication of JPH01212939A publication Critical patent/JPH01212939A/en
Publication of JPH0652892B2 publication Critical patent/JPH0652892B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
(復調)側での逆拡散において、擬似雑音符号発生用の
拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信方式
に関する。
The present invention relates to a spread spectrum communication system, and in particular, in despreading on the receiving (demodulating) side, a spread code generating circuit for generating a pseudo noise code is unnecessary. Spread spectrum communication system.

〔技術的背景〕[Technical background]

スペクトル拡散(Spread Spectrum:SS) 通信方式は約
50年前に欧州で開発され、その基本的な考え方は1950年
代に確立されている。1960年代には百個ものトランジス
タで疑似雑音符号発生回路を作成していたが、初期の技
術は未熟で、それらを構成する能動素子や製造技術の発
達が待望されていた。近年に至っては高密度IC技術の
発達やICの低価格化が進み、小型でしかも低価格の装
置を作成することが可能になったことにより、かかる通
信方式が再び注目を集めている。スペクトル拡散通信方
式とは、キャリアを情報信号にて1次変調したものを広
帯域の雑音状の拡散符号により2次変調して、非常に広
い帯域に拡散する方式である。一般的には、2次変調方
式の違いにより、直接拡散(DS)方式,周波数ホッピ
ング(FH)方式,ハイブリッド方式等があり、本発明
方式はこのうち前者のDS方式に関する。
Spread spectrum (SS) communication method is approx.
Developed 50 years ago in Europe, the basic idea was established in the 1950s. In the 1960s, a pseudo-noise code generation circuit was created with 100 transistors, but the early technology was immature, and the development of active elements and manufacturing technology that compose them was long awaited. In recent years, due to the development of high-density IC technology and the cost reduction of ICs, it has become possible to manufacture small-sized and low-priced devices, and such a communication system is regaining attention. The spread spectrum communication system is a system in which a carrier is first-modulated by an information signal and secondarily modulated by a broadband noise-like spread code to spread it in a very wide band. Generally, there are a direct spread (DS) system, a frequency hopping (FH) system, a hybrid system, etc. depending on the difference in the secondary modulation system, and the present invention system is related to the former DS system.

かかるスペクトル拡散通信には、秘匿正(秘話性)が
非常に高い,外部干渉や雑音,故意の妨害に強い,
従来システムと共存できる,MCA局のような制御局
や制御チャンネルが不要である,アドレスコードでの
管理ができる,DS(直接拡散)方式では電力密度が
低いので、電波が存在していないように見える(微弱な
電力で送信できる),通話品位の低下を若干許容すれ
ば局数を増加できる,疑似雑音符号信号を変えること
により、同一周波数帯域内に多重することが可能であ
る,等々、多くの特長がある。これらの特長が再認識さ
れて、現在では単に通信分野にとどまらず各分野での応
用が進んでおり、民生機器への展開も始まりつつある。
Such spread spectrum communication has very high confidentiality (confidentiality), is strong against external interference, noise, and intentional interference,
Can coexist with conventional systems, does not require a control station such as MCA station or control channel, can manage by address code, DS (Direct Spread) method has low power density, so radio waves do not exist Visible (transmittable with weak power), the number of stations can be increased by allowing a slight decrease in call quality, it is possible to multiplex in the same frequency band by changing the pseudo-noise code signal, and so on. There is a feature of. These features have been re-recognized, and now they are being applied not only in the telecommunications field but also in other fields, and are beginning to be applied to consumer equipment.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第5図及び第6図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第5図はDS方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本構成図、第6図は各構成部分におけるスペクトル波形
図である。第5図に示すように、送信側であるA局の1
次変調器31にて1次変調された第6図(a) 図示の如き
信号(F)は、拡散符号生成回路39からの拡散符号
信号(FSS;同図(b) 参照)により拡散変調回路36に
て2次変調され、増幅された後アンテナAより送信信
号(F1S)として出力される。1次変調の種類は特に制
限はなく、周波数変調(FM)やPSK(Phase Shift Keyin
g)等で良く(本明細書ではPSKにより変調を行なうも
のとして説明する)、2次変調(拡散変調)は、一般的
に疑似雑音符号(Pseudo Noise:PN符号)により拡散
変調する。このPN符号はできる限りランダム雑音状で
ある必要があり、且つ受信機側で符号を取り出すために
一定の周期を有している必要がある。
The basic principle of spread spectrum communication will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a basic configuration diagram of a communication device that realizes a conventional spread spectrum communication system by the DS system, and FIG. 6 is a spectrum waveform diagram in each component. As shown in FIG. 5, 1 of station A, which is the transmitting side,
The signal (F 1 ) as shown in FIG. 6 (a) which is primary-modulated by the secondary modulator 31 is spread by the spread code signal (F SS ; see FIG. 2 (b)) from the spread code generation circuit 39. After being secondarily modulated by the modulation circuit 36 and amplified, it is output from the antenna A 1 as a transmission signal (F 1S ). The type of primary modulation is not particularly limited, and frequency modulation (FM) or PSK (Phase Shift Keyin)
g) or the like (which is described as performing modulation by PSK in this specification), the secondary modulation (spread modulation) is generally spread modulation by a pseudo noise code (Pseudo Noise: PN code). This PN code needs to be as random noise as possible and has a constant period for the receiver to extract the code.

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側であるB局では、アンテナAから所定のフィルタと
高周波増幅器により得られたF1S信号を、逆拡散回路4
7において拡散符号生成回路49からの拡散符号により
逆拡散する。この拡散符号生成回路49はA局の拡散符
号生成回路39と同期が取られており、PN符号も等価
(FSS)である。ところで、アンテナAに入来する電
波はF1Sだけとは限らず、第6図(c) に示すように、他
のSS局からの電波(F2S,F3S,…)と一般局からの
電波(F)が存在する。そこで、逆拡散回路47で逆
拡散を施すことにより、同図(d) 図示の如き所望の電波
1Sを同図(a) のようなスペクトルに戻し、フィルタ
(狭帯域波器が望ましい)41にてF1S以外の成分の
大部分を除去し(同図(e) 参照)、復調回路43にて元
の情報信号に復調して出力するわけである。なお、同図
(e) からわかるように、フィルタ41の出力信号中には
1Sの他に干渉波のFと多局のSS波の一部が残って
いる。この残留電力と目的信号の電力の比をDN比(信
号電力対干渉電力比)と呼んでおり、このDN比を大き
く取るためには拡散帯域ができる限り広い方が有利であ
り、一般的に情報信号の周波数帯域の 100〜1000倍程度
にとっている。以上、スペクトル拡散通信の基本的な原
理について説明したが、次にスペクトル拡散通信を行な
う場合の1,2次各変調・復調における具体的な動作に
ついて理論的に説明する。スペクトル拡散通信における
スペクトル拡散信号S(t){第5図のF1S} は、情報デー
タをd(t)[+1又は-1],拡散符号FSSをP(t)[+1又は-1],
搬送波を cosωctとすると、次式で表わされる。
Next, the configuration and functions of the receiving side will be described. In the B station on the receiving side, the F 1S signal obtained by the predetermined filter and the high frequency amplifier from the antenna A 2 is fed to the despreading circuit 4
In step 7, despreading is performed by the spreading code from the spreading code generation circuit 49. The spread code generation circuit 49 is synchronized with the spread code generation circuit 39 of the A station, and the PN code is also equivalent (F SS ). By the way, the radio waves coming into the antenna A 2 are not limited to F 1S, but as shown in FIG. 6 (c), radio waves from other SS stations (F 2S , F 3S , ...) Radio wave (F n ) exists. Therefore, by performing despreading by the despreading circuit 47, the desired radio wave F 1S as shown in FIG. 3D is returned to the spectrum as shown in FIG. 2A and the filter (preferably a narrow band wave filter) 41 Most of the components other than F 1S are removed at (see (e) in the same figure), and the demodulation circuit 43 demodulates and outputs the original information signal. The figure
As can be seen from (e), in the output signal of the filter 41, F n of the interference wave and a part of the SS wave of the multi-station remain in addition to F 1S . The ratio of this residual power to the power of the target signal is called the DN ratio (signal power to interference power ratio), and in order to obtain a large DN ratio, it is advantageous that the spreading band is as wide as possible. It is in the range of 100 to 1000 times the frequency band of the information signal. The basic principle of spread spectrum communication has been described above. Next, a specific operation in the primary and secondary modulation / demodulation in the case of performing spread spectrum communication will be theoretically described. The spread spectrum signal S (t) {F 1S } in FIG. 5 in spread spectrum communication has information data of d (t) [+ 1 or -1] and spreading code F SS of P (t) [+ 1 or- 1],
When the carrier wave and cos .omega c t, it is expressed by the following equation.

S(t) =d(t) P(t)cosωct……(1) (但し、ω=2πf) このスペクトル拡散信号S(t) は、受信(又は復調)に
おいて、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用ク
ロック信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号
における拡散符号と同期した拡散符号P(t){実際には若
干の遅延の伴った である} を得て、入来したスペクトル拡散信号S(t) と
乗算{相関又は逆拡散とも言う}を行ない、d(t)cosω
ctなる2相 PSK信号に変換される。更に、再生した搬送
波 cosωct と乗算による同期検波を行ない、 d(t) (cosωct) 2 =d(t)(1+cos2ωct) /2 を得て、搬送波成分2ωctをフィルタで除去することに
より情報データd(t) が復調される。
S (t) = d (t ) P (t) cosω c t ...... (1) ( where, ω c = 2πf c) the spread spectrum signal S (t) in the receiving (or demodulation), and incoming A spread code clock signal is generated from the spread spectrum signal, and the spread code P (t) (actually with a slight delay) synchronized with the spread code in the spread spectrum signal at the time of transmission. Is obtained, and multiplication (also called correlation or despreading) is performed on the incoming spread spectrum signal S (t), and d (t) cosω
It is converted into c t becomes two-phase PSK signal. Furthermore, the carrier cos .omega c t reproduced And performs synchronous detection by multiplying, d (t) (cosω c t) 2 = d (t) (1 + cos2ω c t) / 2 was obtained, and the information data by removing the carrier component 2 [omega c t by the filter d (t) is demodulated.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be Solved by the Invention]

かかるスペクトル拡散通信方式では、「逆拡散」が最も
重要であり、これを行なうに必要な拡散符号の生成が容
易ではなく、現在では、AFC制御ループ,遅延ロック
ループ及び乗算器による逆拡散法や、マッチドフィルタ
を用いた同期ループと乗算器による逆拡散法が一般的に
用いられている。これらの構成による逆拡散は、いずれ
も回路構成が複雑で、更には調整面やコスト面での問題
もあり、民生機器への展開に当ってはこれらの問題を解
決する必要がある。
In such a spread spectrum communication system, "despreading" is the most important, and it is not easy to generate a spreading code necessary for doing so. At present, the despreading method using an AFC control loop, a delay lock loop and a multiplier is used. , The despreading method with a synchronous loop using a matched filter and a multiplier is generally used. The despreading by these configurations has a complicated circuit configuration, and there are problems in terms of adjustment and cost, and it is necessary to solve these problems when deploying to consumer equipment.

〔課題を解決するための手段〕[Means for Solving the Problems]

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上記課題を解決す
るために、以下のような各手段を備えて通信を行ってい
る。即ち、まず変調側(10)には、情報信号と第1の搬送
波とを乗算して1次変調波信号としての2相 PSK信号を
生成する PSK変調手段と、得られた2相 PSK信号に第2
の搬送波を加算して加算2相 PSK信号を得る加算手段
と、クロック信号を入力してこれを基に拡散符号信号を
生成する拡散符号発生手段と、上記加算2相 PSK信号と
拡散符号信号とを入力して乗算による拡散を行なってス
ペクトル拡散信号を得る拡散手段とを備えている。
In order to solve the above-mentioned problems, the spread spectrum communication system of the present invention is equipped with the following means for communication. That is, first, on the modulation side (10), the PSK modulation means for multiplying the information signal and the first carrier wave to generate the two-phase PSK signal as the primary modulated wave signal, and the obtained two-phase PSK signal Second
Means for adding the two carrier waves to obtain an added two-phase PSK signal, a spread code generation means for inputting a clock signal and generating a spread code signal based on the clock signal, and the added two-phase PSK signal and the spread code signal And a spread means for obtaining a spread spectrum signal by performing spread by multiplication.

また、復調側(20)には、スペクトル拡散信号を入力して
上記第1及び第2の搬送波に応じた互いに異なる周波数
スペクトル成分を有する第1及び第2の拡散信号を分離
出力する分離手段と、分離された第1の拡散信号と第2
の拡散信号とを乗算して乗算出力信号を得る第1の乗算
手段と、得られた乗算出力信号を第1及び第2の搬送波
の周波数の差と和の周波数に応じた2つの信号に分離し
た後,両者を乗算して第1及び第2の搬送波の2倍の周
波数を有する2つの2乗出力信号を得る第2の乗算手段
と、得られた2つの2乗出力信号を分離した後夫々分周
して第1及び第2の再生搬送波を得る第1,第2の搬送
波再生手段と、得られた第2の再生搬送波と第2の拡散
信号とを入力して両者の乗算により再生拡散符号信号を
生成する拡散符号信号再生手段と、再生拡散符号信号と
第1の再生搬送波とを入力して両者の乗算により逆拡散
用信号を生成する逆拡散信号生成手段と、逆拡散用信号
と第1の拡散信号とを入力して両者の乗算による逆拡散
を行なうことにより1次変調波信号を復調して情報信号
を得る逆拡散手段とを備えて構成している。
Further, the demodulation side (20) is provided with a separating means for inputting the spread spectrum signal and separating and outputting the first and second spread signals having different frequency spectrum components according to the first and second carrier waves. , The separated first spread signal and the second
First multiplying means for obtaining a multiplication output signal by multiplying the spread signal of No. 1, and the obtained multiplication output signal are separated into two signals corresponding to the difference between the frequencies of the first and second carrier waves and the sum frequency. And after separating the obtained two squared output signals from the second multiplication means for multiplying both to obtain two squared output signals having twice the frequency of the first and second carriers. First and second carrier wave reproducing means for respectively dividing the frequency to obtain first and second reproduced carrier waves, and inputting the obtained second reproduced carrier wave and second spread signal and reproducing them by multiplication of both Spreading code signal reproducing means for generating a spreading code signal, despreading signal generating means for generating a despreading signal by inputting the reproduced spreading code signal and the first reproduced carrier wave, and despreading signal And the first spread signal are input to perform despreading by multiplying them. It is constituted by a despreading means for obtaining an information signal by demodulating the first modulation wave signal.

なお、第1の搬送波と第2の搬送波の周波数間隔は、(2
N-1)/{2(2n −1)T} とすることにより、第1の拡散
信号の側帯波間に第2の拡散信号のスペクトルを存在さ
せて、通信を行うようにしている。
The frequency interval between the first carrier wave and the second carrier wave is (2
With N-1) / {2 ( 2 n -1) T 0}, in the presence of a spectrum of the second spread signal between sideband of the first spread signal, and to perform the communication.

〔実施例〕〔Example〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述の如き構成に
より通信を行うので、逆拡散において従来より必須の構
成要件であったクロック再生回路,拡散符号発生回路,
ループで構成される同期引込み回路及び同期保持回路等
が不要となったものであり、以下、本発明方式を実現し
得る装置の1例を上げて、図面を参照しながら説明す
る。
Since the spread spectrum communication system of the present invention performs communication with the above-described configuration, a clock recovery circuit, a spread code generation circuit, which has been essential in the conventional despreading configuration,
A sync pull-in circuit and a sync holding circuit formed of loops are unnecessary, and one example of a device that can realize the method of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第1図は、本発明のスペトル拡散通信方式を実現し得る
スペクトル拡散通信装置の一実施例のブロック構成図
で、同図(A) が変調部(送信側)10,同図(B) が復調
部(受信側)20である。これらの図においては、アン
テナ等構成の一部の図示を省略している。
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a spread spectrum communication apparatus that can realize the spectrum spread communication system of the present invention. FIG. 1 (A) shows a modulation unit (transmission side) 10 and FIG. The demodulation unit (reception side) 20. In these figures, a part of the configuration of the antenna and the like is omitted.

変調部10は、LPF(低域波器)11、演算回路
(加算器)1,2つの乗算器3,4;拡散符号生成回路
(PNG) 2及びBPF(帯域波器)14等を備え、これ
らを第1図(A) 図示の如く接続して構成している。また
復調部20は、5つのBPF15〜19,2つのLPF
12,13;遅延回路(DL)21,加算器22,減算器
23,2つの1/2分周器25,26及び5つの乗算器5
〜9等を備え、これらを第1図(B) 図示の如く接続して
構成している。なお、遅延回路21,加算器22,及び
減算器23とで2種類の伝送特性を有する櫛歯形フィル
タ24を構成しており、その伝送特性は第2図(A),(B)
に夫々加算特性及び減算特性として示す通りである。以
下、具体的な機能,動作について、第3図及び第4図の
周波数スペクトル図を併せ参照して説明する。
The modulation unit 10 includes an LPF (low pass filter) 11, an arithmetic circuit (adder) 1, two multipliers 3 and 4; a spread code generation circuit.
A (PNG) 2 and a BPF (band pass filter) 14 are provided, and these are connected as shown in FIG. 1 (A). The demodulation unit 20 includes five BPFs 15 to 19 and two LPFs.
12, 13; delay circuit (DL) 21, adder 22, subtractor 23, two 1/2 frequency dividers 25, 26 and five multipliers 5
9 to 9 and the like, which are connected as shown in FIG. 1 (B). The delay circuit 21, the adder 22 and the subtractor 23 constitute a comb-tooth filter 24 having two types of transmission characteristics, and the transmission characteristics thereof are shown in FIGS. 2 (A) and (B).
Are shown as addition characteristics and subtraction characteristics, respectively. Hereinafter, specific functions and operations will be described with reference to the frequency spectrum diagrams of FIGS. 3 and 4.

まず送信を行う場合、変調部10において、入力端子In
より情報信号d(t)(この場合データとする) をLPF
11を介して乗算器3に供給する。一方、入力端子In
より搬送波信号 cosωc1tを乗算器3に供給して上記情
報信号d(t) との乗算を行ない、第3図(A) の(イ)の如
き1次変調信号d(t)cosωc1t(ここでは2相 PSK変調
信号としている)を生成し、演算回路1に出力する。ま
た、入力端子Inからは搬送波信号 cosωc2t(同図
(A) の(ロ))が演算回路1に供給されているので、ここ
で上記2相 PSK信号d(t)cosωc1tと加算されて、d
(t)cosωc1t+cosωc2tとなり、乗算器4に出力され
る。更に、入力端子Inからはクロック信号S(t) が
拡散符号発生回路2に供給されており、これを基にここ
で拡散符号信号P(t) を生成している。拡散符号として
は、通常は疑似雑音符号がよく用いられる(中でも特に
M系列符号がよく用いられる)ので「疑似雑音符号」と
呼ばれることもある。拡散符号発生回路2にて生成され
た拡散符号P(t) は乗算器4に供給され、ここで上記2
相 PSK信号d(t)cosωc1t+cosωc2tとの乗算(スペク
トル拡散)が行なわれ、スペクトル拡散信号P(t){d
(t)cosωc1t+cosωc2t} (以下「SM(t)」とも記載す
る)となり(第3図(B) 参照)、BPF14にてスペク
トル拡散信号のメインローブのみが通過,伝送されて、
出力端子Outより出力される。
First, when transmitting, in the modulator 10, the input terminal In
From 1 the information signal d (t) (in this case, data) is LPF
It is supplied to the multiplier 3 via 11. On the other hand, input terminal In 2
Then, the carrier signal cosω c1 t is supplied to the multiplier 3 to perform multiplication with the information signal d (t), and the primary modulation signal d (t) cosω c1 t as shown in (a) of FIG. 3 (A). (Here, it is assumed to be a two-phase PSK modulated signal) and outputs it to the arithmetic circuit 1. In addition, the carrier signal cos ω c2 t from the input terminal In 3 (see FIG.
Since (B) of (A) is supplied to the arithmetic circuit 1, it is added to the above two-phase PSK signal d (t) cosω c1 t, and d
(t) cosω c1 t + cosω c2 t, which is output to the multiplier 4. Further, the clock signal S c (t) is supplied from the input terminal In 4 to the spread code generating circuit 2, and the spread code signal P (t) is generated based on this. As the spreading code, a pseudo-noise code is usually used often (among other things, an M-sequence code is often used), and thus is sometimes called a "pseudo-noise code". The spread code P (t) generated by the spread code generation circuit 2 is supplied to the multiplier 4, where the 2
The phase PSK signal d (t) cosω c1 t + cosω c2 t is multiplied (spread spectrum), and the spread spectrum signal P (t) {d
(t) cosω c1 t + cosω c2 t} ( hereinafter referred to as "S M (t)") and (FIG. 3 (B) refer), only the main lobe of the spectrum spread signal is passed by BPF 14, it is transmitted hand,
Output from output terminal Out 1 .

ここで、スペクトル拡散の原理等について説明する。第
3図(A) における角周波数ωc1とωc2との間隔は、クロ
ック信号の1ビット時間長をTとし、拡散符号発生回
路2においてM系列符号を用い、そのM系列符号発生回
路(図示せず)にシフトレジスタを用いた場合、その段
数をnとすると、{2(2n −1)T} -1で与えられる間隔
となる。同図(B) に示したスペクトル拡散信号の周波数
スペクトルにおいて、側帯波+Sa1 と+Sa2 との周波数
間隔,及び+Sb1 と+Sb2 との周波数間隔は{(2n −1)
-1で与えられる間隔となっており、側帯波+Sa1
〜+San ,−Sa1 〜−San と、側帯波+Sb1 〜+Sbn
−Sb1 〜−Sbn とは、夫々交互に等間隔で並んでいる。
なお、2−1は拡散符号長である。
Here, the principle of spread spectrum will be described. As for the interval between the angular frequencies ω c1 and ω c2 in FIG. 3 (A), the one-bit time length of the clock signal is T 0 , the M code is used in the spreading code generating circuit 2, and the M series code generating circuit ( When a shift register is used in (not shown), the interval is given by {2 (2 n −1) T 0 } −1, where n is the number of stages. In the frequency spectrum of the spread spectrum signal shown in Fig. 6 (B), the frequency interval between sidebands + Sa 1 and + Sa 2 and the frequency interval between + Sb 1 and + Sb 2 are {(2 n −1)
The spacing is given by T 0 } −1 and sideband + Sa 1
~ + Sa n, and -Sa 1 ~-Sa n, sideband + Sb 1 ~ + Sb n,
−Sb 1 to −Sb n are alternately arranged at equal intervals.
Note that 2 n -1 is the spread code length.

第4図は、スペクトル拡散信号の周波数帯域を、両搬送
波の角周波数ωc1及びωc2と共に示したものであり、実
線(ハ)の部分(図中の(a) と(b) の間)はそのメインロ
ーブを示している。
FIG. 4 shows the frequency band of the spread spectrum signal together with the angular frequencies ω c1 and ω c2 of both carriers, and the portion of the solid line (c) (between (a) and (b) in the figure). Indicates the main lobe.

本発明方式では周波数の選定が重要なポイントであり、
後述する第1の拡散信号S1(t)の周波数スペクトルにお
ける側帯波間に、後述する第2の拡散信号S2(t)のスペ
クトルが存在するように選定される。即ち第3図におい
て、1次変調(2相 PSK変調)信号d(t)cosωc1tの搬
送波角周波数ωc1と、搬送波信号 cosωc2tの搬送波角
周波数ωc2との周波数間隔は 1/{2(2n −1)T} で示
されるものとなる。但しこれに限定されるものではな
く、論理的には(2N-)/{2(2n−1)T}で定まる間隔で
あれば良い。なお、Nは正の整数であり、第3図はN=
1の場合を示している。このように周波数間隔を定める
ことにより、後述する両拡散信号S1(t),S2(t)のスペ
クトルは重なることなく、交互に並んで配置される。
In the method of the present invention, the selection of frequency is an important point,
The spectrum of the second spread signal S 2 (t), which will be described later, is selected to exist between the sidebands in the frequency spectrum of the first spread signal S 1 (t), which will be described later. In other words Figure 3, a primary modulation (2-phase PSK modulation) signal d (t) cos .omega c1 t carrier angular frequency omega c1 of the frequency interval between the carrier angular frequency omega c2 of the carrier signal cos .omega c2 t 1 / { 2 (2 n −1) T 0 }. However, the interval is not limited to this, and the interval may be logically determined by (2N −) / {2 (2 n −1) T 0 }. Note that N is a positive integer, and in FIG. 3, N =
The case of 1 is shown. By thus determining the frequency interval, the spectra of both spread signals S 1 (t) and S 2 (t), which will be described later, are arranged alternately without overlapping.

次に、第1図(B) を参照して、復調部20の機能につい
て説明する。入力端子Inに入来したスペクトル拡散信
号SM(t)(第3図(B) 参照)は、BPF15にてスペク
トル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、遅延回路
21,加算器22,及び減算器23の正入力端子に同時
に供給される。
Next, the function of the demodulation unit 20 will be described with reference to FIG. The spread spectrum signal S M (t) (see FIG. 3 (B)) input to the input terminal In 5 is subjected to removal of frequency components other than the spread spectrum signal by the BPF 15, and the delay circuit 21, the adder 22, And the positive input terminal of the subtractor 23 at the same time.

ここで、遅延回路21の出力を加算器22,及び減算器
23の負入力端子に供給する構成としているので、これ
ら遅延回路21,加算器22及び減算器23により、加
算特性及び減算特性(夫々第2図(A),(B) 参照)を有す
る櫛歯形フィルタ24が形成されている。いま、遅延回
路21における遅延時間をT(=1/F) とすると、加算
の場合は第2図(A) に示すように、1/T,2/T,3/T,
…,N/T(Nは自然数)の周波数の所で利得が2倍とな
り、それらの各中間の周波数では出力は0となって急峻
なディップが出来る。減算の場合は逆に同図(B) に示す
ように、1/T,2/T,3/T,…,N/Tの周波数の所で谷
(利得が0)となり、それらの各中間の周波数では利得
が2倍となる。従って、遅延時間をT=(2n −1)T
することにより、櫛歯形フィルタ24の山又は谷の周波
数をスペクトル拡散信号の側帯波周波数に合わせれば、
スペクトル拡散信号SM(t)における第1の拡散信号P
(t) d(t)cosωc1t(以下「S1(t)」とも記載する)と
第2の拡散信号P(t)cosωc2t(以下「S2(t)」とも記
す)との分離検出が可能になるわけである。これによ
り、加算器22の出力信号はS1(t)(第3図(C) 参照)
となり、減算器23の出力信号はS2(t)(同図(D) 参
照)となる。なお、櫛歯形フィルタ24の具体的な分離
動作については次の通りであるが、ここでは遅延回路2
1によるスペクトル拡散信号SM(t)の遅延分の表現は、
説明の便宜上省略している。
Since the output of the delay circuit 21 is supplied to the negative input terminals of the adder 22 and the subtractor 23, the delay circuit 21, the adder 22 and the subtractor 23 add the addition characteristic and the subtraction characteristic (respectively, respectively). A comb-tooth filter 24 having a structure shown in FIGS. 2A and 2B is formed. Now, assuming that the delay time in the delay circuit 21 is T (= 1 / F), in the case of addition, as shown in FIG. 2 (A), 1 / T, 2 / T, 3 / T,
The gain doubles at the frequency of N / T (N is a natural number), and the output becomes 0 at each intermediate frequency, and a steep dip can be made. In the case of subtraction, conversely, as shown in Fig. 7B, there is a valley (gain 0) at the frequencies of 1 / T, 2 / T, 3 / T, ..., N / T, and the middle of them. The gain is doubled at the frequency of. Therefore, by setting the delay time to T = (2 n −1) T 0, and matching the frequency of the crests or troughs of the comb-teeth filter 24 with the sideband frequency of the spread spectrum signal,
The first spread signal P in the spread spectrum signal S M (t)
(t) d (t) cosω c1 t (hereinafter also referred to as “S 1 (t)”) and the second spread signal P (t) cosω c2 t (hereinafter also referred to as “S 2 (t)”) Separate detection is possible. As a result, the output signal of the adder 22 is S 1 (t) (see FIG. 3 (C)).
And the output signal of the subtractor 23 becomes S 2 (t) (see FIG. 3D). The specific separating operation of the comb-tooth filter 24 is as follows. Here, the delay circuit 2 is used.
The representation of the delay of the spread spectrum signal S M (t) by 1 is
It is omitted for convenience of explanation.

ここで、スペクトル拡散信号SM(t)の分離検出動作(櫛
歯形フィルタ24等の動作原理)について説明する。第
1図(B) の遅延回路21より出力されるスペクトル拡散
信号S(t-T) は、 S(t-T) =P(t-T){d(t-T)cosωc1(t-T) + cosωc2(t-T)} ……(2) となる。ここで、前提条件として、P(t) の周期と遅延
時間Tを等しくし、 cosωc1tはP(t) の周期で同相,
同レベルで繰返す連続波、 cosωc2tはP(t) の周期で
逆相,同レベルで繰返す連続波とすれば、S(t-T) は S(t-T) =P(t){d(t-T)cosωc1t − cosωc2t} ……(3) となる。従って、加算出力SM(t)+S(t-T) {=S
1(t)}は、 SM(t)+S(t-T) ={d(t)+d(t-T)}P(t)cosωc1t……(4) となる。一方、減算出力S2(t)は、 S2(t)=SM(t)−S(t-T) =2P(t)cosωc2t +{d(t)-d(t-T)}P(t)cosωc1t……(5) となる。
Here, the separation detection operation of the spread spectrum signal S M (t) (the operating principle of the comb-shaped filter 24 and the like) will be described. The spread spectrum signal S M (tT) output from the delay circuit 21 of FIG. 1 (B) is S M (tT) = P (tT) {d (tT) cosω c1 (tT) + cosω c2 (tT) } (2) Here, as a precondition, the period of P (t) and the delay time T are made equal, and cosω c1 t is in phase with the period of P (t),
If a continuous wave that repeats at the same level, cos ω c2 t has a reverse phase at a period of P (t), and a continuous wave that repeats at the same level, S M (tT) is S M (tT) = P (t) {d ( tT) cosω c1 t − cosω c2 t} (3) Therefore, the addition output S M (t) + S M (tT) {= S
1 (t)} becomes S M (t) + S M (tT) = {d (t) + d (tT)} P (t) cosω c1 t (4). On the other hand, the subtraction output S 2 (t) is S 2 (t) = S M (t) −S M (tT) = 2P (t) cosω c2 t + {d (t) -d (tT)} P ( t) cosω c1 t (5)

次に、逆拡散動作について、第1図(B) の構成に従って
具体的に説明する。乗算器16の出力には復調2相 PSK
信号Sp(t)が得られる。即ち、 Sp(t)=S1(t)×S2(t) ={d(t)+d(t-T)}cos(ωc1−ωc2)t +{d(t)+d(t-T)}cos(ωc1+ωc2)t…(6) となる。なお、情報データd(t) における1ビット時間
長に比べて、遅延時間Tが充分短ければ、d(t-T) はd
(t) として近似出来る。従って、復調2相 PSK信号Sp
(t)は、 Sp(t)=d(t) cos(ωc1−ωc2)t +d(t) cos(ωc1+ωc2)t ……(7) となり、実際の回路動作検討の上からも妥当性が確認さ
れた。なお、説明の便宜上、微小なクロストーク成分は
省略した。
Next, the despreading operation will be specifically described according to the configuration of FIG. The output of the multiplier 16 is demodulated 2-phase PSK
The signal Sp (t) is obtained. That is, Sp (t) = S 1 (t) × S 2 (t) = {d (t) + d (tT)} cos (ω c1 −ω c2 ) t + {d (t) + d (tT) } Cos (ω c1 + ω c2 ) t ... (6) If the delay time T is sufficiently shorter than the 1-bit time length of the information data d (t), d (tT) is d
It can be approximated as (t). Therefore, demodulation 2-phase PSK signal Sp
(t) becomes Sp (t) = d (t) cos (ω c1 −ω c2 ) t + d (t) cos (ω c1 + ω c2 ) t …… (7) Was also confirmed to be valid. Note that the minute crosstalk component is omitted for convenience of explanation.

叙上の如き原理により分離検出された加算出力信号S
1(t)は乗算器5及び6に供給され、減算出力信号S2(t)
は乗算器6及び7に供給される。従って乗算器6におい
ては、両信号の乗算による逆拡散が行なわれ、拡散符号
信号P(t) は乗算により直流となって、変調時と等価な
復調2相 PSK信号(乗算出力信号)d(t){cos(ωc1−ω
c2) t+cos(ωc1+ωc2) t} が得られる。この出力信
号は2つの2相 PSK信号d(t) cos(ωc1−ωc2) tとd
(t) cos(ωc1+ωc2) t{夫々第3図(E) の(ニ)と(ホ)で
ある。との和であり、通過周波数帯域を適切に選んだ帯
域波器での分離検出が可能である。そこで、2相 PSK
信号d(t) cos(ωc1−ωc2) t及びd(t) cos(ωc1+ω
c2) tを夫々BPF16,17にて分離し、その後両者
を乗算器9に供給して乗算することにより、2つの2乗
出力信号cos2ωc1tとcos2ωc2tを得ている。この信号c
os2ωc1t及びcos2ωc2tを次段のBPF18及び19
にて分離した後夫々1/2分周器25及び26にて1/2分周
処理を行なって第1及び第2の再生搬送波 cosωc1t及
び cosωc2tなる信号を得、夫々乗算器7及び8に供給
する。これにより、乗算器7において、上記減算器23
よりの減算出力信号S2(t)が乗算されて、再生拡散符号
信号P(t) とcos2ωc2t成分が生成される。このうちco
s2ωc2t成分は次段のLPF12にて除去され、拡散符
号信号P(t) のみが乗算器8に出力される。この乗算器
8には、上記1/2分周器25よりの分周出力信号 cosω
c1tが供給されているので、両者の乗算により逆拡散用
信号P(t)cosωc1tが生成されて、乗算器5に出力され
る。ところで、この乗算器5には、上記加算器22から
の加算出力信号S1(t)が供給されているので、両者の乗
算により加算出力信号S1(t)は逆拡散と2相 PSK信号の
同期検波が同時に行われて、情報信号d(t) と搬送波成
分cos2ωc1tが検出される。このうちcos2ωc1tは次段
のLPF13にて除去されるので、出力端子Outから
は復調された情報信号d(t) のみを得ることが出来るわ
けである。
The addition output signal S separated and detected by the above principle
1 (t) is supplied to the multipliers 5 and 6, and the subtraction output signal S 2 (t)
Are supplied to multipliers 6 and 7. Therefore, in the multiplier 6, despreading is performed by multiplication of both signals, and the spread code signal P (t) becomes DC by multiplication, and a demodulation two-phase PSK signal (multiplication output signal) d ( t) {cos (ω c1 −ω
c2 ) t + cos ( ωc1 + ωc2 ) t} is obtained. This output signal is two two-phase PSK signals d (t) cos (ω c1 −ω c2 ) t and d
(t) cos (ω c1 + ω c2 ) t {(d) and (e) of FIG. 3 (E), respectively. It is the sum of and, and it is possible to separate and detect with a band pass filter whose pass frequency band is appropriately selected. So, two-phase PSK
The signals d (t) cos (ω c1 −ω c2 ) t and d (t) cos (ω c1 + ω
c2 ) t is separated by the BPFs 16 and 17, respectively, and then both are supplied to the multiplier 9 for multiplication to obtain two squared output signals cos2ω c1 t and cos2ω c2 t. This signal c
Set os2ω c1 t and cos2 ω c2 t to the next-stage BPFs 18 and 19
After being separated by, the 1/2 dividers 25 and 26 respectively perform 1/2 division processing to obtain signals of the first and second reproduced carrier waves cosω c1 t and cosω c2 t, and the multiplier 7 respectively. And 8. As a result, in the multiplier 7, the subtractor 23
Is multiplied by the subtraction output signal S 2 (t) to generate a reproduction spread code signal P (t) and a cos 2ω c2 t component. Out of this co
The s2ω c2 t component is removed by the LPF 12 in the next stage, and only the spread code signal P (t) is output to the multiplier 8. The multiplier 8 outputs the divided output signal cosω from the 1/2 divider 25.
Since c1 t is supplied, the despreading signal P (t) cosω c1 t is generated by the multiplication of the two and is output to the multiplier 5. By the way, since the addition output signal S 1 (t) from the adder 22 is supplied to the multiplier 5, the addition output signal S 1 (t) is despread and the two-phase PSK signal by the multiplication of both. Is simultaneously detected, and the information signal d (t) and the carrier component cos2ω c1 t are detected. Of these, cos 2 ω c1 t is removed by the LPF 13 in the next stage, so that only the demodulated information signal d (t) can be obtained from the output terminal Out 2 .

〔効果〕〔effect〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような優れた特徴を有している。
Since the spread spectrum communication system of the present invention communicates as described above, it has the following excellent features.

従来方式で必須の構成要件であったAFC制御ルー
プ,遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散は、具体
的にはクロック再生回路,拡散符号発生回路,ループで
構成される同期引込み回路及び同期保持回路が主となっ
ており、これらの回路が不要となったので、回路構成を
かなり簡素化でき、コストの大幅な低減が図れるため、
民生機器への展開が非常に容易になった。
The despreading by the AFC control loop, the delay locked loop and the multiplier, which are indispensable constituent elements in the conventional method, is specifically a clock recovery circuit, a spread code generation circuit, a sync pull-in circuit and a sync hold circuit composed of a loop. Since these are mainly used, these circuits are no longer needed, so the circuit configuration can be considerably simplified and the cost can be significantly reduced.
Deployment to consumer equipment has become extremely easy.

同期引込み回路及び同期保持回路等の高度な技術が要
求される複数の回路が不要となったことにより、従来方
式における同期引込み時間がかかるという欠点や、同期
外れが生ずる可能性がある等の問題から開放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。
Since multiple circuits that require advanced technology, such as the sync pull-in circuit and sync hold circuit, are no longer required, there is the problem that the sync pull-in time in the conventional method is long, and there is a possibility of loss of sync. Can contribute to stabilizing the operation of the spread spectrum communication system.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第1図(A),(B) は本発明のスペクトル拡散通信方式を実
現し得る一実施例装置の夫々変調部及び復調部を示すブ
ロック図、第2図は櫛歯形フィルタの周波数特性図、第
3図は第1図の装置の各構成要素の動作説明用周波数ス
ペクトル図、第4図はスペクトル拡散信号の周波数帯域
を各搬送波の角周波数ωc1及びωc2と共に示す周波数ス
ペクトル図、第5図は従来より用いられるスペクトル拡
散通信装置の基本構成を示す概略ブロック図、第6図は
第5図示のブロック図の各構成部分におけるスペクトル
波形図である。 1,22……演算回路(加算器)、2……拡散符号発生
回路、3〜9……乗算器、10……変調部、11〜13
……LP(低域波器)、14〜19……BPF(帯域
波器)、20……復調部、21……遅延回路、23…
…減算器、24……櫛歯形フィルタ、25,26……1/
2分周器、In〜In……入力端子、Out〜Out……
出力端子。
FIGS. 1 (A) and 1 (B) are block diagrams showing a modulation section and a demodulation section of an embodiment of the apparatus capable of realizing the spread spectrum communication system of the present invention, and FIG. 2 is a frequency characteristic diagram of a comb-shaped filter, 3 is a frequency spectrum diagram for explaining the operation of each component of the apparatus of FIG. 1, FIG. 4 is a frequency spectrum diagram showing the frequency band of the spread spectrum signal together with the angular frequencies ω c1 and ω c2 of each carrier, and FIG. FIG. 6 is a schematic block diagram showing the basic configuration of a spread spectrum communication device conventionally used, and FIG. 6 is a spectrum waveform diagram in each component of the block diagram shown in FIG. 1, 22 ... Operation circuit (adder), 2 ... Spread code generation circuit, 3-9 ... Multiplier, 10 ... Modulation section, 11-13
...... LP (low pass wave filter), 14 to 19 ...... BPF (band pass filter), 20 ...... demodulation section, 21 ...... delay circuit, 23 ...
… Subtractor, 24 …… Comb filter, 25, 26 …… 1 /
Divider by 2, In 1 to In 5 …… Input terminal, Out 1 to Out 2 ……
Output terminal.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】変調側には、情報信号と第1の搬送波とを
乗算して1次変調波信号としての2相 PSK信号を生成す
る PSK変調手段と、得られた2相 PSK信号に第2の搬送
波を加算して加算2相 PSK信号を得る加算手段と、クロ
ック信号を入力してこれを基に拡散符号信号を生成する
拡散符号発生手段と、上記加算2相 PSK信号と該拡散符
号信号とを入力して乗算による拡散を行なってスペクト
ル拡散信号を得る拡散手段とを備え、 復調側には、スペクトル拡散信号を入力して上記第1及
び第2の搬送波に応じた互いに異なる周波数スペクトル
成分を有する第1及び第2の拡散信号を分離出力する分
離手段と、該分離された第1の拡散信号と第2の拡散信
号とを乗算して乗算出力信号を得る第1の乗算手段と、
該得られた乗算出力信号を上記第1及び第2の搬送波の
周波数の差と和の周波数に応じた2つの信号に分離した
後,両者を乗算して上記第1及び第2の搬送波の2倍の
周波数を有する2つの2乗出力信号を得る第2の乗算手
段と、該得られた2つの2乗出力信号を分離した後夫々
分周して第1及び第2の再生搬送波を得る第1,第2の
搬送波再生手段と、得られた第2の再生搬送波と上記第
2の拡散信号とを入力して両者の乗算により再生拡散符
号信号を生成する拡散符号信号再生手段と、該再生拡散
符号信号と上記第1の再生搬送波とを入力して両者の乗
算により逆拡散用信号を生成する逆拡散信号生成手段
と、該逆拡散用信号と上記第1の拡散信号とを入力して
両者の乗算による逆拡散を行なうことにより前記1次変
調波信号を復調して情報信号を得る逆拡散手段とを備
え、 前記第1の搬送波と第2の搬送波の周波数間隔を、(2N-
1)/{2(2n −1)T}(但しNは正の整数,nは拡散符号
発生手段におけるシフトレジスタの段数,Tはクロッ
ク信号の1ビット時間長) とすることにより、前記第1
の拡散信号の側帯波間に前記第2の拡散信号のスペクト
ルを存在させて、通信を行うようにしたことを特徴とす
るスペクトル拡散通信方式。
1. A PSK modulating means for multiplying an information signal and a first carrier wave to generate a two-phase PSK signal as a primary modulated wave signal, and a two-phase PSK signal obtained on the modulating side. Adding means for adding two carrier waves to obtain an added two-phase PSK signal, spreading code generating means for inputting a clock signal and generating a spread code signal based on the clock signal, the added two-phase PSK signal and the spread code And a spreading means for obtaining a spread spectrum signal by performing spread by multiplication by inputting a signal, and the demodulation side inputs the spread spectrum signal and has different frequency spectra corresponding to the first and second carrier waves. Separating means for separating and outputting the first and second spread signals having components, and first multiplying means for multiplying the separated first spread signal and second separated signal to obtain a multiplication output signal. ,
The obtained multiplication output signal is separated into two signals corresponding to the difference between the frequencies of the first and second carriers and the sum frequency, and the two signals are multiplied to obtain the two signals of the first and second carriers. A second multiplication means for obtaining two squared output signals having a doubled frequency; and a second multiplication means for separating the obtained two squared output signals and then dividing them respectively to obtain first and second reproduced carriers. First and second carrier wave reproducing means, spread code signal reproducing means for inputting the obtained second reproduced carrier wave and the second spread signal, and generating a reproduced spread code signal by multiplying them, and the reproducing means. A despread signal generating means for inputting a spread code signal and the first reproduced carrier wave to generate a despread signal by multiplying the both, and inputting the despread signal and the first spread signal The primary modulated wave signal is demodulated by performing despreading by multiplication of both. A despreading means for obtaining a broadcast signal, a frequency interval of the first carrier and the second carrier, (2N-
1) / {2 (2 n −1) T 0 } (where N is a positive integer, n is the number of shift register stages in the spread code generating means, and T 0 is a 1-bit time length of the clock signal) The first
A spread spectrum communication system characterized in that the spectrum of the second spread signal is allowed to exist between the sidebands of the spread signal of 1.
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