JPH06197530A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JPH06197530A JPH06197530A JP35907192A JP35907192A JPH06197530A JP H06197530 A JPH06197530 A JP H06197530A JP 35907192 A JP35907192 A JP 35907192A JP 35907192 A JP35907192 A JP 35907192A JP H06197530 A JPH06197530 A JP H06197530A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- transformer
- current
- switching regulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチングレギュレータにおいて、その過
負荷保護回路の回路構成を簡素化するとともに価格の低
減を図り、さらに入力電圧に対する過負荷保護特性のバ
ラツキを小さくする。 【構成】 トランス１１の一次側の補助巻線１１Ｂより
二次側の出力電流に依存する出力が得られ、この出力を
ダイオード１２、コンデンサ１３及び定電圧ダイオード
１４にて直流に変換してＰＷＭ制御部５Ａの電源として
供給すると共に、定電圧ダイオード１４と直列接続した
抵抗１５ａより過電圧検出出力としてＰＷＭ制御部５Ａ
に供給する。そして、過電圧検出出力がＰＷＭ制御部５
Ａ内に設定された所定値を超えた場合に、ＰＷＭ制御部
５Ａは、トランス１１の制御巻線１１Ａに供給する電流
を制御するＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデューテ
ィ比を最小又は零にする。
負荷保護回路の回路構成を簡素化するとともに価格の低
減を図り、さらに入力電圧に対する過負荷保護特性のバ
ラツキを小さくする。 【構成】 トランス１１の一次側の補助巻線１１Ｂより
二次側の出力電流に依存する出力が得られ、この出力を
ダイオード１２、コンデンサ１３及び定電圧ダイオード
１４にて直流に変換してＰＷＭ制御部５Ａの電源として
供給すると共に、定電圧ダイオード１４と直列接続した
抵抗１５ａより過電圧検出出力としてＰＷＭ制御部５Ａ
に供給する。そして、過電圧検出出力がＰＷＭ制御部５
Ａ内に設定された所定値を超えた場合に、ＰＷＭ制御部
５Ａは、トランス１１の制御巻線１１Ａに供給する電流
を制御するＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデューテ
ィ比を最小又は零にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二次側の出力端電圧を
検出して定電圧制御を行うスイッチングレギュレータに
関する。
検出して定電圧制御を行うスイッチングレギュレータに
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来よりスイッチングレギュレータの殆
どのものには過負荷保護を行うための過負荷保護回路が
設けられている。そして、過負荷保護回路はどのような
検出対象に基づいて保護動作を行うかにより様々な方式
のものが開発されている。例えば、 トランスの一次側電流を検出する方式 トランスの二次側電流を検出する方式 ＰＷＭデューティを検出する方式 などがある。
どのものには過負荷保護を行うための過負荷保護回路が
設けられている。そして、過負荷保護回路はどのような
検出対象に基づいて保護動作を行うかにより様々な方式
のものが開発されている。例えば、 トランスの一次側電流を検出する方式 トランスの二次側電流を検出する方式 ＰＷＭデューティを検出する方式 などがある。
【０００３】この場合、のトランスの一次側電流を検
出する方式のものには、例えば図６に示す符号Ａに相当
する検出回路が用いられており、また、のトランスの
二次電流を検出する方式のものには、例えば同図に示す
符号Ｂに相当する検出回路が用いられている。
出する方式のものには、例えば図６に示す符号Ａに相当
する検出回路が用いられており、また、のトランスの
二次電流を検出する方式のものには、例えば同図に示す
符号Ｂに相当する検出回路が用いられている。
【０００４】ここで、図６の符号Ａに相当する検出回路
は、トランス１の一次側電流を抵抗２にて検出し、この
検出結果と内部電源３の基準電圧との差を演算増幅器４
により取り、その差の電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modu
lation）制御部５に供給してＦＥＴ（電界効果トランジ
スタ）６の動作を制限するものである。すなわち、ＰＷ
Ｍ制御部５はＦＥＴ６をパルス幅変調による駆動を行
い、演算増幅器４より出力される差電圧が所定値より大
となったときに、ＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデ
ューティ比を最小または零にする。
は、トランス１の一次側電流を抵抗２にて検出し、この
検出結果と内部電源３の基準電圧との差を演算増幅器４
により取り、その差の電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modu
lation）制御部５に供給してＦＥＴ（電界効果トランジ
スタ）６の動作を制限するものである。すなわち、ＰＷ
Ｍ制御部５はＦＥＴ６をパルス幅変調による駆動を行
い、演算増幅器４より出力される差電圧が所定値より大
となったときに、ＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデ
ューティ比を最小または零にする。
【０００５】他方、符号Ｂに相当する検出回路は、トラ
ンス１の二次側電流を抵抗７にて検出し、この検出結果
と内部電源８の基準電圧との差を演算増幅器９により取
り、その差電圧が所定値より大となったときに、ＦＥＴ
６に供給するＰＷＭパルスのデューティ比を最小または
零にするものである。この場合、演算増幅器９の出力は
フォトカプラ１０を介してＰＷＭ制御部５に供給され
る。なお、１６は二次側のダイオード、１７は二次側の
コンデンサである。また、トランス１の極性はドットを
付して表されている。
ンス１の二次側電流を抵抗７にて検出し、この検出結果
と内部電源８の基準電圧との差を演算増幅器９により取
り、その差電圧が所定値より大となったときに、ＦＥＴ
６に供給するＰＷＭパルスのデューティ比を最小または
零にするものである。この場合、演算増幅器９の出力は
フォトカプラ１０を介してＰＷＭ制御部５に供給され
る。なお、１６は二次側のダイオード、１７は二次側の
コンデンサである。また、トランス１の極性はドットを
付して表されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のスイッチングレギュレータの過負荷保護回路には次
のような問題点があった。 イ）トランス１の一次側電流を検出する方式のもので
は、スイッチング電流を直接検出するので、部品のバラ
ツキが検出精度に大きな影響を与える。また、入力電圧
によっては過負荷保護特性が大きく左右される。
来のスイッチングレギュレータの過負荷保護回路には次
のような問題点があった。 イ）トランス１の一次側電流を検出する方式のもので
は、スイッチング電流を直接検出するので、部品のバラ
ツキが検出精度に大きな影響を与える。また、入力電圧
によっては過負荷保護特性が大きく左右される。
【０００７】ロ）トランス１の二次側電流を検出する方
式のものでは、特にトランスの一次側の電流または電圧
を制御する一次制御型コンバータの場合には、耐圧の高
い部品等の保護専用部品の数を多く必要とするので回路
が複雑化し、価格も高くなる。
式のものでは、特にトランスの一次側の電流または電圧
を制御する一次制御型コンバータの場合には、耐圧の高
い部品等の保護専用部品の数を多く必要とするので回路
が複雑化し、価格も高くなる。
【０００８】ハ）ＰＷＭデューティを検出する方式のも
のでは、過負荷保護特性が部品のバラツキや、入力電圧
の変動により大きく影響受けるので実用的ではない。 ニ）上記、の過負荷保護回路を共に有したものは、
スイッチング周波数レベルで応答するため、起動および
瞬間最大負荷の設定の際に問題が生ずる。
のでは、過負荷保護特性が部品のバラツキや、入力電圧
の変動により大きく影響受けるので実用的ではない。 ニ）上記、の過負荷保護回路を共に有したものは、
スイッチング周波数レベルで応答するため、起動および
瞬間最大負荷の設定の際に問題が生ずる。
【０００９】そこで本発明は、回路構成が簡単で、入力
電圧に対する過負荷保護特性のバラツキが小さく、かつ
回路構成が簡単で安価なスイッチングレギュレータを提
供することを目的としている。
電圧に対する過負荷保護特性のバラツキが小さく、かつ
回路構成が簡単で安価なスイッチングレギュレータを提
供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的達成のため本発
明による請求項１記載のスイッチングレギュレータは、
一次側が制御巻線とともに補助巻線からなるトランス
と、該トランスの二次側の出力に基づいて前記トランス
の前記制御巻線における電圧または電流の制御を行う一
次側制御手段とを備えたスイッチングレギュレータにお
いて、前記トランスの前記補助巻線の出力電圧を検出す
る検出手段を設け、前記一次側制御手段は、前記検出手
段の検出出力に基づいて前記制御巻線における電圧また
は電流を制限することを特徴とする。
明による請求項１記載のスイッチングレギュレータは、
一次側が制御巻線とともに補助巻線からなるトランス
と、該トランスの二次側の出力に基づいて前記トランス
の前記制御巻線における電圧または電流の制御を行う一
次側制御手段とを備えたスイッチングレギュレータにお
いて、前記トランスの前記補助巻線の出力電圧を検出す
る検出手段を設け、前記一次側制御手段は、前記検出手
段の検出出力に基づいて前記制御巻線における電圧また
は電流を制限することを特徴とする。
【００１１】また、本発明による請求項２記載のスイッ
チングレギュレータは、請求項１記載のフライバックト
ランスの前記一次側制御手段を、主にパルス幅変調回路
で構成し、前記検出手段の検出出力が所定値を超えたと
きにデューティ比を最小または零にすることを特徴とす
る。
チングレギュレータは、請求項１記載のフライバックト
ランスの前記一次側制御手段を、主にパルス幅変調回路
で構成し、前記検出手段の検出出力が所定値を超えたと
きにデューティ比を最小または零にすることを特徴とす
る。
【００１２】
【作用】請求項１記載の発明では、トランスの一次側の
補助巻線より二次側の出力電流に依存する出力が得ら
れ、この出力が検出手段により検出されて一次側制御手
段に供給される。そして、この出力に基づき一次側制御
手段によって二次側の出力電流に対する過負荷保護動作
が行われる。
補助巻線より二次側の出力電流に依存する出力が得ら
れ、この出力が検出手段により検出されて一次側制御手
段に供給される。そして、この出力に基づき一次側制御
手段によって二次側の出力電流に対する過負荷保護動作
が行われる。
【００１３】トランスの一次側の電圧または電流の制御
を行う一次制御型のスイッチングレギュレータでは、ト
ランスの一次側の補助巻線を制御回路（一次制御手段）
用の電圧源として使用するようにしているが、この補助
巻線からは二次側の出力電流に依存する出力が得られ
る。したがって、この出力を検出することで過電流を検
出することができる。これにより、電流検出抵抗や演算
増幅器等を必要とせず、容易に過電流を検出することが
できる。この結果、入力電圧に対する過負荷保護特性の
バラツキを考慮することなく、回路構成が簡単で価格も
低く抑えることができる。
を行う一次制御型のスイッチングレギュレータでは、ト
ランスの一次側の補助巻線を制御回路（一次制御手段）
用の電圧源として使用するようにしているが、この補助
巻線からは二次側の出力電流に依存する出力が得られ
る。したがって、この出力を検出することで過電流を検
出することができる。これにより、電流検出抵抗や演算
増幅器等を必要とせず、容易に過電流を検出することが
できる。この結果、入力電圧に対する過負荷保護特性の
バラツキを考慮することなく、回路構成が簡単で価格も
低く抑えることができる。
【００１４】請求項２記載の発明では、前記一次側制御
手段がパルス幅変調回路等で構成され、そのデューティ
比が前記検出手段の検出出力が所定の値を超えたときに
最小（または零）になる。
手段がパルス幅変調回路等で構成され、そのデューティ
比が前記検出手段の検出出力が所定の値を超えたときに
最小（または零）になる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明を図面に基づいて説明する。図
１は本発明に係るスイッチングレギュレータの一実施例
を示す回路図である。なお、この図において前述した図
６と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。この図において、１１はトランスであり、その
一次側には主巻線（制御巻線）１１Ａと補助巻線１１Ｂ
とがそれぞれ巻回されており、二次側には二次側巻線１
１Ｃが巻回されている。この場合、補助巻線１１Ｂは主
巻線１１Ａに対して逆方向に巻回されている。
１は本発明に係るスイッチングレギュレータの一実施例
を示す回路図である。なお、この図において前述した図
６と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。この図において、１１はトランスであり、その
一次側には主巻線（制御巻線）１１Ａと補助巻線１１Ｂ
とがそれぞれ巻回されており、二次側には二次側巻線１
１Ｃが巻回されている。この場合、補助巻線１１Ｂは主
巻線１１Ａに対して逆方向に巻回されている。
【００１６】トランス１１の主巻線１１Ａの一端は入力
端子Ｔｉに接続されている。また、主巻線１１Ａの他端
と接地との間にはＦＥＴ６が介挿され、このＦＥＴによ
って主巻線１１Ａにおける電流制御が行われる。この場
合、ＦＥＴ６はＰＷＭ制御部５Ａによってパルス幅変調
による駆動が行われる。トランス１１の補助巻線１１Ｂ
の出力は、ダイオード１２およびコンデンサ１３により
整流され、ＰＷＭ駆動部５Ａの電源として使用される。
端子Ｔｉに接続されている。また、主巻線１１Ａの他端
と接地との間にはＦＥＴ６が介挿され、このＦＥＴによ
って主巻線１１Ａにおける電流制御が行われる。この場
合、ＦＥＴ６はＰＷＭ制御部５Ａによってパルス幅変調
による駆動が行われる。トランス１１の補助巻線１１Ｂ
の出力は、ダイオード１２およびコンデンサ１３により
整流され、ＰＷＭ駆動部５Ａの電源として使用される。
【００１７】抵抗１５ｂは補助巻線１１Ｂの出力が得ら
れる前の起動時にＰＷＭ制御部５Ａに入力端子Ｔｉによ
る電源を供給する。定電圧ダイオード１４は検出出力の
値を最適設定する為に使われる。定電圧ダイオード１４
には、これに対して直列に抵抗１５ａおよび抵抗１５ｂ
が接続されており、抵抗１５ａと定電圧ダイオード１４
との接続部分における電圧Ｖｄが過電圧検出出力として
ＰＷＭ駆動部５Ａに供給される。
れる前の起動時にＰＷＭ制御部５Ａに入力端子Ｔｉによ
る電源を供給する。定電圧ダイオード１４は検出出力の
値を最適設定する為に使われる。定電圧ダイオード１４
には、これに対して直列に抵抗１５ａおよび抵抗１５ｂ
が接続されており、抵抗１５ａと定電圧ダイオード１４
との接続部分における電圧Ｖｄが過電圧検出出力として
ＰＷＭ駆動部５Ａに供給される。
【００１８】ここで、トランス１１の補助巻線１１Ｂか
らは二次側の出力電流に依存する出力が得られる。この
出力を上記電圧Ｖｄとして検出することにより過電圧
（過電流）の検出ができる。ＰＷＭ制御部５Ａは、この
電圧Ｖｄを入力し、この値が所定値（ＰＷＭ制御部５Ａ
内に記憶されている）を超えた時点で過電圧と判定して
ＦＥＴ６のゲートに供給するＰＷＭパルスのデューティ
比を最小あるいは零にする。
らは二次側の出力電流に依存する出力が得られる。この
出力を上記電圧Ｖｄとして検出することにより過電圧
（過電流）の検出ができる。ＰＷＭ制御部５Ａは、この
電圧Ｖｄを入力し、この値が所定値（ＰＷＭ制御部５Ａ
内に記憶されている）を超えた時点で過電圧と判定して
ＦＥＴ６のゲートに供給するＰＷＭパルスのデューティ
比を最小あるいは零にする。
【００１９】トランス１１の二次側巻線１１Ｃの出力
は、ダイオード１６およびコンデンサ１７によって整流
され、出力ラインを介して負荷１８に供給される。１９
ａ、１９ｂはそれぞれダイオード１６およびコンデンサ
１７より構成される整流回路から負荷１８までの間の出
力ラインの抵抗である。なお、この実施例では、抵抗１
９ａの値をＲl1とし、抵抗１９ｂの値をＲl2とする。
は、ダイオード１６およびコンデンサ１７によって整流
され、出力ラインを介して負荷１８に供給される。１９
ａ、１９ｂはそれぞれダイオード１６およびコンデンサ
１７より構成される整流回路から負荷１８までの間の出
力ラインの抵抗である。なお、この実施例では、抵抗１
９ａの値をＲl1とし、抵抗１９ｂの値をＲl2とする。
【００２０】演算増幅器９は、その入力端の一端が正極
側の出力端２１ａに接続され、他端が内部電源８を介し
て負極側の出力端２１ｂに接続されている。演算増幅器
９の出力はフォトカプラ１０を介してＰＷＭ制御部５Ａ
に供給される。ＰＷＭ制御部５Ａは供給された出力端電
圧に基づいてＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデュー
ティ比を変えてトランス１１の一次側の電流を制御す
る。
側の出力端２１ａに接続され、他端が内部電源８を介し
て負極側の出力端２１ｂに接続されている。演算増幅器
９の出力はフォトカプラ１０を介してＰＷＭ制御部５Ａ
に供給される。ＰＷＭ制御部５Ａは供給された出力端電
圧に基づいてＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデュー
ティ比を変えてトランス１１の一次側の電流を制御す
る。
【００２１】上記ＰＷＭ制御部５Ａは一次側制御手段に
対応する。また、上記演算増幅器９および内部電源８は
出力端電圧検出手段３０を構成する。また、上記ダイオ
ード１２、コンデンサ１３および抵抗１５ａは検出手段
４０を構成する。
対応する。また、上記演算増幅器９および内部電源８は
出力端電圧検出手段３０を構成する。また、上記ダイオ
ード１２、コンデンサ１３および抵抗１５ａは検出手段
４０を構成する。
【００２２】ここで、図２および図３を参照して、トラ
ンス１１の補助巻線１１Ｂの出力を整流して得られる電
圧Ｖｃがトランス１１の二次側の出力電流Ｉｏに依存す
る理由について説明する。
ンス１１の補助巻線１１Ｂの出力を整流して得られる電
圧Ｖｃがトランス１１の二次側の出力電流Ｉｏに依存す
る理由について説明する。
【００２３】図２に示すように、出力端２１ａ，２１ｂ
の間の電圧Ｖｂを定電圧制御する場合（出力ラインのイ
ンピーダンスを考慮した制御）、トランス１１の二次側
の整流出力端２２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａとし、ま
た、出力端２１ａ，２１ｂの間の電圧Ｖｂとし、さらに
上述したようにトランス１１の一次側の整流出力端２３
ａ，２３ｂの間の電圧Ｖｃとすると、便宜的にダイオー
ド１２，１６の順方向電圧降下の影響を無視した場合に
おいて、これらの電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと二次側出力電
流Ｉｏとの関係は図３に示すようになる。
の間の電圧Ｖｂを定電圧制御する場合（出力ラインのイ
ンピーダンスを考慮した制御）、トランス１１の二次側
の整流出力端２２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａとし、ま
た、出力端２１ａ，２１ｂの間の電圧Ｖｂとし、さらに
上述したようにトランス１１の一次側の整流出力端２３
ａ，２３ｂの間の電圧Ｖｃとすると、便宜的にダイオー
ド１２，１６の順方向電圧降下の影響を無視した場合に
おいて、これらの電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと二次側出力電
流Ｉｏとの関係は図３に示すようになる。
【００２４】すなわち、電圧Ｖｂは制御電圧で一定であ
り、これをＫとすると、電圧Ｖａは(1)式に示すように
電圧Ｖｂおよび抵抗Ｒｏ（Ｒl1＋Ｒl2）と二次側出力電
流Ｉｏで決定され、電圧Ｖｃは(2)式に示すように電圧
Ｖａと巻線比で決定される。
り、これをＫとすると、電圧Ｖａは(1)式に示すように
電圧Ｖｂおよび抵抗Ｒｏ（Ｒl1＋Ｒl2）と二次側出力電
流Ｉｏで決定され、電圧Ｖｃは(2)式に示すように電圧
Ｖａと巻線比で決定される。
【００２５】 Ｖａ＝Ｖｂ＋Ｒｏ×Ｉｏ ＝Ｋ＋Ｒｏ×Ｉｏ … (1) Ｖｃ＝ｎ×Ｖａ ＝ｎ×Ｋ＋ｎ×Ｒｏ×Ｉｏ … (2)
【００２６】(2)式からわかるように、二次側出力電流
ＩｏはΔＶｃ＝ｎ×Ｒｏ×ΔＩｏとして検出される。し
たがって、二次側出力電流Ｉｏの過電流は、電圧Ｖｃの
過電圧として検出が可能となる。すなわち、一般的に一
次制御型のスイッチングレギュレータでは制御回路（こ
こではＰＷＭ制御部５Ａ）用の電源として一次側の補助
巻線における出力電圧を使用するが、この出力電圧を電
圧Ｖｃとして検出することにより、過電流を検出するこ
とができる。したがって、電流検出抵抗や演算増幅器等
を必要としない簡単な回路構成の過負荷保護回路が実現
できる。なお、ｎおよびＲｏを意図的に可変することに
より、さらに利用範囲を広げることもできる。
ＩｏはΔＶｃ＝ｎ×Ｒｏ×ΔＩｏとして検出される。し
たがって、二次側出力電流Ｉｏの過電流は、電圧Ｖｃの
過電圧として検出が可能となる。すなわち、一般的に一
次制御型のスイッチングレギュレータでは制御回路（こ
こではＰＷＭ制御部５Ａ）用の電源として一次側の補助
巻線における出力電圧を使用するが、この出力電圧を電
圧Ｖｃとして検出することにより、過電流を検出するこ
とができる。したがって、電流検出抵抗や演算増幅器等
を必要としない簡単な回路構成の過負荷保護回路が実現
できる。なお、ｎおよびＲｏを意図的に可変することに
より、さらに利用範囲を広げることもできる。
【００２７】ちなみに、図４に示すように整流出力端２
２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａを定電圧制御する場合（出
力ラインのインピーダンスを考慮した制御）、電圧Ｖ
ａ，Ｖｂ，Ｖｃと二次側出力電流Ｉｏとの関係は図５に
示すようになる。
２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａを定電圧制御する場合（出
力ラインのインピーダンスを考慮した制御）、電圧Ｖ
ａ，Ｖｂ，Ｖｃと二次側出力電流Ｉｏとの関係は図５に
示すようになる。
【００２８】すなわち、電圧Ｖａは制御電圧で一定であ
り、これをＫとすると、電圧Ｖａは(3)式に示すように
電圧Ｖａおよび抵抗Ｒｏと二次側出力電流Ｉｏで決定さ
れ、電圧Ｖｃは(4)式に示すように電圧Ｖａと巻線比で
決定される。
り、これをＫとすると、電圧Ｖａは(3)式に示すように
電圧Ｖａおよび抵抗Ｒｏと二次側出力電流Ｉｏで決定さ
れ、電圧Ｖｃは(4)式に示すように電圧Ｖａと巻線比で
決定される。
【００２９】 Ｖｂ＝Ｖａ−Ｒｏ×Ｉｏ ＝Ｋ−Ｒｏ×Ｉｏ … (3) Ｖｃ＝ｎ×Ｖａ ＝ｎ×Ｋ … (4)
【００３０】(3)式および(4)式からわかるように、電圧
Ｖｃは二次側出力電流Ｉｏによる影響を受けない。した
がって、整流出力端２２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａの定
電圧制御を行う場合には、二次側出力電流Ｉｏの電流は
電圧Ｖｃの過電圧として検出は不可能である。
Ｖｃは二次側出力電流Ｉｏによる影響を受けない。した
がって、整流出力端２２ａ，２２ｂの間の電圧Ｖａの定
電圧制御を行う場合には、二次側出力電流Ｉｏの電流は
電圧Ｖｃの過電圧として検出は不可能である。
【００３１】このような構成のスイッチングレギュレー
タにおいて、トランス１１の補助巻線１１Ｂで発生した
電圧はダイオード１２とコンデンサ１３で整流され、Ｐ
ＷＭ制御部５Ａに供給される。また、ＰＷＭ制御部５Ａ
には定電圧ダイオード１４と抵抗１５ａとの接続部分に
おける電圧Ｖｄも供給される。一方、トランス１１の二
次側に発生した電圧は、ダオード１６とコンデンサ１７
によって整流された後、出力端２１ａ，２１ｂより負荷
１８に供給される。
タにおいて、トランス１１の補助巻線１１Ｂで発生した
電圧はダイオード１２とコンデンサ１３で整流され、Ｐ
ＷＭ制御部５Ａに供給される。また、ＰＷＭ制御部５Ａ
には定電圧ダイオード１４と抵抗１５ａとの接続部分に
おける電圧Ｖｄも供給される。一方、トランス１１の二
次側に発生した電圧は、ダオード１６とコンデンサ１７
によって整流された後、出力端２１ａ，２１ｂより負荷
１８に供給される。
【００３２】このような状態において、何等かの原因に
より二次側出力電流Ｉｏが増加すると、これに比例して
電圧Ｖｄも上昇する。そして、この電圧ＶｄがＰＷＭ制
御部５Ａ内で予め設定された基準電圧値を超えると、Ｐ
ＷＭ制御部５ＡはＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデ
ューティ比を最小または零にする。これによりトランス
１１の制御巻線１１Ａへは電流が殆どまたは全く流れな
くなり、過負荷に対する保護が行われる。
より二次側出力電流Ｉｏが増加すると、これに比例して
電圧Ｖｄも上昇する。そして、この電圧ＶｄがＰＷＭ制
御部５Ａ内で予め設定された基準電圧値を超えると、Ｐ
ＷＭ制御部５ＡはＦＥＴ６に供給するＰＷＭパルスのデ
ューティ比を最小または零にする。これによりトランス
１１の制御巻線１１Ａへは電流が殆どまたは全く流れな
くなり、過負荷に対する保護が行われる。
【００３３】なお、上記実施例は、トランス１１の二次
側の出力端電圧Ｖｂを検出して定電圧制御する一次制御
型スイッチングレギュレータに適用した場合であった
が、二次制御型スイッチングレギュレータにおいても、
二次側が制御巻線と補助巻線とで構成されたトランスを
使用することにより、同様に過電流を検出し、この検出
結果に基づいて過負荷保護を行う過負荷保護回路を実現
することができる。
側の出力端電圧Ｖｂを検出して定電圧制御する一次制御
型スイッチングレギュレータに適用した場合であった
が、二次制御型スイッチングレギュレータにおいても、
二次側が制御巻線と補助巻線とで構成されたトランスを
使用することにより、同様に過電流を検出し、この検出
結果に基づいて過負荷保護を行う過負荷保護回路を実現
することができる。
【００３４】また、上記実施例においては、トランス１
１の制御巻線１１Ａに供給する電流の制御を行うように
したが、制御巻線１１Ａに印加する電圧の制御を行うよ
うにしても良い。
１の制御巻線１１Ａに供給する電流の制御を行うように
したが、制御巻線１１Ａに印加する電圧の制御を行うよ
うにしても良い。
【００３５】また、本発明の検出回路部に時定数回路を
付加し、上述した従来の一次側電流検出方法または二次
側電流検出方法を併用することにより、瞬時最大負荷保
護と連続最大負荷保護との分離設定が容易に行うことが
できるという利点が得られる。
付加し、上述した従来の一次側電流検出方法または二次
側電流検出方法を併用することにより、瞬時最大負荷保
護と連続最大負荷保護との分離設定が容易に行うことが
できるという利点が得られる。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、トランスの一次側の補
助巻線より、二次側の出力電流に依存する出力を取り込
み、この出力に基づいて二次側の出力電流に対する過負
荷保護動作を行うようにしたので、電流検出抵抗や演算
増幅器等を必要とせず、簡単な回路構成（実施例では、
補助巻線１１Ｂを有するトランス１１、ダイオード１
２、コンデンサ１３および抵抗１５ａ）で容易に過電流
を検出することができ、また、価格の低減を図ることが
できる。さらに、演算増幅器等を使用しないことから、
入力電圧に対する過負荷保護特性のバラツキを考慮する
必要もない。
助巻線より、二次側の出力電流に依存する出力を取り込
み、この出力に基づいて二次側の出力電流に対する過負
荷保護動作を行うようにしたので、電流検出抵抗や演算
増幅器等を必要とせず、簡単な回路構成（実施例では、
補助巻線１１Ｂを有するトランス１１、ダイオード１
２、コンデンサ１３および抵抗１５ａ）で容易に過電流
を検出することができ、また、価格の低減を図ることが
できる。さらに、演算増幅器等を使用しないことから、
入力電圧に対する過負荷保護特性のバラツキを考慮する
必要もない。
【図１】本発明に係るスイッチングレギュレータの一実
施例の構成を示す回路図である。
施例の構成を示す回路図である。
【図２】同実施例のスイッチングレギュレータの特徴を
説明するための回路図である。
説明するための回路図である。
【図３】同実施例のスイッチングレギュレータの特徴を
説明するための特性図である。
説明するための特性図である。
【図４】同実施例のスイッチングレギュレータの特徴を
説明するための回路図である。
説明するための回路図である。
【図５】同実施例のスイッチングレギュレータの特徴を
説明するための特性図である。
説明するための特性図である。
【図６】従来のスイッチングレギュレータの構成を示す
回路図である。
回路図である。
５Ａ ＰＷＭ制御部（一次側制御手段） ８ 内部電源 ９ 演算増幅器 １０ フォトカプラ １１ トランス １１Ａ 主巻線 １１Ｂ 補助巻線 １２ ダイオード １３ コンデンサ １５ａ 抵抗 ３０ 出力端電圧検出手段 ４０ 検出手段 Ｖｂ 出力端電圧
Claims (2)
- 【請求項１】 一次側が制御巻線とともに補助巻線から
なるトランスと、 該トランスの二次側の出力に基づいて前記トランスの前
記制御巻線における電圧または電流の制御を行う一次側
制御手段と、 を備えたスイッチングレギュレータにおいて、 前記トランスの前記補助巻線の出力電圧を検出する検出
手段を設け、 前記一次側制御手段は、前記検出手段の検出出力に基づ
いて前記制御巻線における電圧または電流を制限するこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記一次側制御手段は、パルス幅変調回
路を有し、前記検出手段の検出出力が所定値を超えたと
きにデューティ比を最小または零にすることを特徴とす
る請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35907192A JPH06197530A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35907192A JPH06197530A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197530A true JPH06197530A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=18462591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35907192A Pending JPH06197530A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06197530A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007166810A (ja) * | 2005-12-14 | 2007-06-28 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7787269B2 (en) | 2007-05-10 | 2010-08-31 | Panasonic Corporation | Switching power supply device |
| JP2016540481A (ja) * | 2013-12-06 | 2016-12-22 | 深▲セン▼市華星光電技術有限公司 | フライバック方式の快速起動駆動回路及び駆動方法 |
-
1992
- 1992-12-25 JP JP35907192A patent/JPH06197530A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007166810A (ja) * | 2005-12-14 | 2007-06-28 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7787269B2 (en) | 2007-05-10 | 2010-08-31 | Panasonic Corporation | Switching power supply device |
| JP2016540481A (ja) * | 2013-12-06 | 2016-12-22 | 深▲セン▼市華星光電技術有限公司 | フライバック方式の快速起動駆動回路及び駆動方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6381151B1 (en) | High efficiency switching controller | |
| US6125046A (en) | Switching power supply having a high efficiency starting circuit | |
| US6721192B1 (en) | PWM controller regulating output voltage and output current in primary side | |
| US7400063B2 (en) | Switched-mode power supply | |
| KR100296635B1 (ko) | 저전압보호회로를갖는스위칭모드전원공급장치 | |
| EP1146620B1 (en) | Driving method of semiconductor switching device and power supply apparatus operated according to said method | |
| KR19980046508A (ko) | 배터리 충전회로 | |
| JPH06197530A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| EP0247407B1 (en) | Switching mode power supply | |
| JPH0785648B2 (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
| JP2919182B2 (ja) | スイッチングレギュレータ制御回路 | |
| JP2968670B2 (ja) | 保護回路付きｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP5279219B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH06284714A (ja) | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH03253260A (ja) | 過電流垂下点制御方式 | |
| JP3543287B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP3391201B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH06276734A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPS648525B2 (ja) | ||
| JPH0624439B2 (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| KR0129031Y1 (ko) | 과전류 보호회로 | |
| JPH1155946A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPS642503Y2 (ja) | ||
| JPH0537666Y2 (ja) | ||
| JPH11168880A (ja) | 電源装置 |