JPH06188084A - Inverter drive circuit - Google Patents
Inverter drive circuitInfo
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- JPH06188084A JPH06188084A JP33879792A JP33879792A JPH06188084A JP H06188084 A JPH06188084 A JP H06188084A JP 33879792 A JP33879792 A JP 33879792A JP 33879792 A JP33879792 A JP 33879792A JP H06188084 A JPH06188084 A JP H06188084A
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- Y02B20/183—
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- Y02B20/202—
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、例えばネオン管を点
灯するための高周波信号を発生するための、ハーフブリ
ッジやフルブリッジを駆動するために用いられるインバ
ータ駆動回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter drive circuit used to drive a half bridge or a full bridge for generating a high frequency signal for lighting a neon tube.
【0002】[0002]
【従来の技術】小容量ハーフブリッジインバータを図2
に示す。交流電源入力端子11、12間に全波整流回路
13が接続され、その整流回路13の出力間にコンデン
サ14、15の直列回路が接続されるとともにスイッチ
ング素子としてのFET16、17の直列回路が接続さ
れる。コンデンサ14、15の接続点とFET16、1
7との接続点との間に出力トランス18の1次コイルが
接続されている。又全波整流回路13の出力側の両端間
にコンデンサ19及び抵抗器21の並列回路が接続され
ている。更にコンデンサ19の正側はスイッチング用レ
ギュレータのIC22の電源端子に、負側がアース端子
にそれぞれ接続されている。このIC22の電源端子と
アース端子との間にコンデンサ23とツェナーダイオー
ド20とが並列的に接続されている。IC22のスイッ
チング出力はコンデンサ25を通じてパルストランス2
4の1次側に接続されている。パルストランス24の2
次コイル26、27の各両端はそれぞれスイッチング素
子としてのFET16、17のゲート、ソースに接続さ
れている。2. Description of the Related Art A small capacity half-bridge inverter is shown in FIG.
Shown in. A full-wave rectifier circuit 13 is connected between the AC power supply input terminals 11 and 12, and a series circuit of capacitors 14 and 15 is connected between the outputs of the rectifier circuit 13 and a series circuit of FETs 16 and 17 as switching elements. To be done. Connection points of capacitors 14 and 15 and FETs 16 and 1
The primary coil of the output transformer 18 is connected to the connection point with 7. A parallel circuit of a capacitor 19 and a resistor 21 is connected across the output side of the full-wave rectifier circuit 13. Further, the positive side of the capacitor 19 is connected to the power supply terminal of the IC 22 of the switching regulator, and the negative side is connected to the ground terminal. The capacitor 23 and the Zener diode 20 are connected in parallel between the power supply terminal and the ground terminal of the IC 22. The switching output of the IC 22 is passed through the capacitor 25 to the pulse transformer 2
4 is connected to the primary side. Pulse transformer 24-2
Both ends of the next coils 26 and 27 are connected to the gates and sources of the FETs 16 and 17 as switching elements, respectively.
【0003】端子11、12間に交流電力が印加されて
コンデンサ19の電圧が所定電圧になると、スイッチン
グレギュレータIC22の電源端子アース間がツェナー
ダイオード20で決まる電圧となってIC22が発振
し、パルストランス24よりその入力矩形波信号の立ち
上がりパルスでFET26がオンとされ、立ち下がりパ
ルスでFET27がオンとされ、FET26、27が交
互にオンとされることによってコンデンサ14、15が
交互に出力トランス18を通じて放電し、出力トランス
18から交流電力が出力される。尚この出力トランス1
8には第3巻線28が設けられており、その出力がIC
22に供給されてIC22に対する電力を供給する。When AC power is applied between the terminals 11 and 12 and the voltage of the capacitor 19 reaches a predetermined voltage, the voltage between the power supply terminal grounds of the switching regulator IC 22 becomes a voltage determined by the Zener diode 20, and the IC 22 oscillates to cause a pulse transformer. The FET 26 is turned on by the rising pulse of the input rectangular wave signal from 24, the FET 27 is turned on by the falling pulse, and the FETs 26 and 27 are alternately turned on, so that the capacitors 14 and 15 alternately pass through the output transformer 18. After discharging, AC power is output from the output transformer 18. This output transformer 1
8 is provided with a third winding 28, the output of which is IC
22 to supply power to the IC 22.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】従来のこのインバータ
駆動回路においては、起動時にパルストランス24が飽
和することがあり、その結果起動時における数サイクル
の間駆動信号出力振幅が不安定となり、駆動回路起動後
10数サイクルまでは主電源の投入を行わず、発信が安
定してから主電源の投入を行うか、或いは主電源電圧を
徐々に立ち上げる必要があり、後者の場合は制御部を簡
単に構成できるが主回路に付属回路が必要となる問題が
あった。In this conventional inverter drive circuit, the pulse transformer 24 may be saturated at the time of start-up, and as a result, the drive signal output amplitude becomes unstable for several cycles at the time of start-up. It is necessary to turn on the main power supply until the transmission is stable or to gradually raise the main power supply voltage without turning on the main power supply until 10 or more cycles after the startup. In the latter case, the control unit is simple. However, there was a problem that an auxiliary circuit was required for the main circuit.
【0005】このように発信の立ち上がり時に駆動信号
の振幅が不安定となる問題の理由を追求した結果、次の
原因に基づくものであることが分かった。即ちスイッチ
ングレギュレータIC22の内部構成の一部とパルスト
ランス24との接続関係を図3Aに示す。スイッチング
発振動作により定電流Iによりコンデンサ23が充電さ
れ、そのコンデンサ23は2倍のIによって放電され、
これらに伴って出力トランジスタ31がコンデンサ2
5、パルストランス24の1次側を通じてパルストラン
スの一方向に電流が流れ、次に出力トランジスタ32が
オンになってパルストランス24からコンデンサ25を
通じトランジスタ32を通じて電流が流れる。As a result of pursuing the reason for the problem that the amplitude of the drive signal becomes unstable at the rising edge of the transmission, it was found that the cause is as follows. That is, FIG. 3A shows the connection relationship between a part of the internal configuration of the switching regulator IC 22 and the pulse transformer 24. Due to the switching oscillation operation, the capacitor 23 is charged by the constant current I, and the capacitor 23 is discharged by double I,
Accordingly, the output transistor 31 changes the capacitor 2
5. A current flows in one direction of the pulse transformer through the primary side of the pulse transformer 24, then the output transistor 32 is turned on, and a current flows from the pulse transformer 24 through the capacitor 25 and the transistor 32.
【0006】このようにコンデンサ25に対する充放電
を交互に繰り返す。定常状態においてはこのように動作
してパルストランス24には正負交互に同振幅のパルス
が印加される。しかし起動時においてはコンデンサ25
に電荷が存在していないため、コンデンサ25に対する
充電電流も流れる。即ち図3Bに示すようにトランジス
タ31、32の接続点であるIC22の発振出力端から
は正及び負側に同一振幅の矩形波出力が生じるが、コン
デンサ25に対する充電電流が重畳して流れるためパル
ストランス24の2次コイル26、27にそれぞれ誘起
される電圧V1及びV2 は、図3Cに示すように正負に
振幅が発振出力の振幅より小さくなりしかも偏ったもの
となっている。つまりコンデンサ25に対する充電電流
が流れ、この時コンデンサ25の両端間の電圧Vcが図
3Eに示すように変動し、これに発振出力が重畳したも
のとなる。このようにパルストランス24に印加される
矩形波パルスの振幅が小さいもので、且つその平均レベ
ルが変動したものとなり、このためスイッチング素子と
してのFET16、17に対しての駆動が例えばしきい
値電圧が図3Cの点線に示すような状態においてはそれ
ぞれFET16、17は交互にオンする事なく、図3D
に二点斜線で×印を付けた箇所はオンしない状態とな
る。このためパルストランス24に交互に正負の電流が
流れなくなり、パルストランス24の鉄心が偏磁して飽
和し、過大電流が流れて、スイッチング素子としてのF
ET16、17を破壊する恐れがあった。In this way, charging / discharging of the capacitor 25 is alternately repeated. In the steady state, the operation is performed in this way, and pulses of the same amplitude are alternately applied to the pulse transformer 24 in the positive and negative directions. However, at startup, the capacitor 25
Since there is no electric charge in the capacitor 25, a charging current for the capacitor 25 also flows. That is, as shown in FIG. 3B, a rectangular wave output having the same amplitude is generated on the positive and negative sides from the oscillation output terminal of the IC 22, which is the connection point of the transistors 31 and 32, but a pulse is generated because the charging current for the capacitor 25 flows in a superimposed manner. The voltages V 1 and V 2 respectively induced in the secondary coils 26 and 27 of the transformer 24 have positive and negative amplitudes smaller than the amplitude of the oscillation output and are biased as shown in FIG. 3C. That is, the charging current for the capacitor 25 flows, and at this time, the voltage Vc across the capacitor 25 fluctuates as shown in FIG. 3E, and the oscillation output is superimposed on this. In this way, the amplitude of the rectangular wave pulse applied to the pulse transformer 24 is small, and the average level of the rectangular wave pulse fluctuates. Therefore, driving of the FETs 16 and 17 as switching elements is performed by, for example, the threshold voltage. In the state shown by the dotted line in FIG. 3C, the FETs 16 and 17 do not turn on alternately, and
The part marked with a cross with a two-dot diagonal line is not turned on. For this reason, positive and negative currents do not flow alternately to the pulse transformer 24, the iron core of the pulse transformer 24 is demagnetized and saturated, an excessive current flows, and the F
There was a risk of destroying ET16 and ET17.
【0007】そのため従来においては主電源の投入を1
0数サイクル後に行ったり、或いは主電源電圧を徐々に
立ち上げるような面倒なことが行われていた。Therefore, in the past, the main power supply was turned on once.
Some troublesome things have been done after a few cycles or gradually raising the main power supply voltage.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】この発明によれば、発振
回路の正、負電源端子間に分圧抵抗器が接続され、その
分圧点が、発振回路とパルストランスの間に挿入された
コンデンサのパルストランスと反対側、つまり発振回路
側に接続される。従って発振回路に電圧が供給され始め
ると分圧回路を通じてコンデンサ25に対する充電も同
時に行われるため、発振回路が正常になって動作する状
態になった時には、コンデンサ25に対する充電電流が
流れなくなり、安定に動作するものとなる。According to the present invention, the voltage dividing resistor is connected between the positive and negative power supply terminals of the oscillator circuit, and the voltage dividing point is inserted between the oscillator circuit and the pulse transformer. The capacitor is connected to the opposite side of the pulse transformer, that is, to the oscillator circuit side. Therefore, when the voltage is started to be supplied to the oscillator circuit, the capacitor 25 is also charged through the voltage dividing circuit at the same time. Therefore, when the oscillator circuit becomes normal and operates, the charging current to the capacitor 25 stops flowing and the capacitor 25 stabilizes. It will work.
【0009】[0009]
【実施例】図1にこの発明の実施例を示し、図2、図3
と対応する部分に同一符号を付けてある。この発明にお
いては発振回路、つまりスイッチングレギュレータIC
22の電源端子の両端、即ちコンデンサ23の両端間に
抵抗器35、36よりなる分圧回路が接続され、その分
圧点はコンデンサ25のパルストランス24と反対側に
接続される。尚この分圧抵抗器35、36とコンデンサ
25との間に必要に応じて限流用抵抗器37が直列に接
続される。またこの実施例においては発振回路22の出
力側が発振停止状態でアースに短絡しているものであ
り、つまり、この発振回路22は、その4番端子とアー
ス端子との間を、例えばスイッチ8でオンにすると動作
停止となり、その状態においては発振回路22の出力側
である2番端子と3番端子とが短絡状態となり、即ち発
振回路22の出力端子が低レベル状態となっている。ス
イッチ38をオフとすると発振回路22が発振動作を開
始するものであって、その状態においては発振回路22
の出力は高レベルから出力されるようになる。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, and FIGS.
The same symbols are attached to the portions corresponding to. In the present invention, the oscillation circuit, that is, the switching regulator IC
A voltage dividing circuit including resistors 35 and 36 is connected between both ends of the power supply terminal 22 of the capacitor 22, that is, both ends of the capacitor 23, and the voltage dividing point is connected to the opposite side of the pulse transformer 24 of the capacitor 25. If necessary, a current limiting resistor 37 is connected in series between the voltage dividing resistors 35 and 36 and the capacitor 25. Further, in this embodiment, the output side of the oscillation circuit 22 is short-circuited to the ground in the oscillation stopped state, that is, the oscillation circuit 22 is provided with, for example, the switch 8 between its 4th terminal and the ground terminal. When turned on, the operation is stopped, and in this state, the output side terminals of the oscillation circuit 22 are short-circuited with the second and third terminals, that is, the output terminal of the oscillation circuit 22 is in the low level state. When the switch 38 is turned off, the oscillating circuit 22 starts oscillating operation.
The output of will be output from the high level.
【0010】この発振回路22の場合はこのような関係
にあるため、コンデンサ25に対し発振開始前に充電し
ておこうとしても、発振回路22の内部を通じて分圧回
路の分圧点から電流が流れてしまって充電できなくな
る。よってこの例においてはコンデンサ23の両端間に
SCR39が抵抗器45を介して接続され、そのSCR
39のゲートとカソードの間に抵抗器及びコンデンサの
並列回路が接続され、且つ発振回路22の出力端子とS
CR39のゲートとの間にダイオード41、抵抗器42
の直列回路が接続され、ダイオード41はアノード側が
発振回路22の出力側とされている。又発振回路22の
出力側と抵抗器35、36の接続点との間にダイオード
43が接続され、ダイオード43のアノード側が発振回
路22の出力側とされている。このダイオード43のア
ノード、カソード間にトランジスタ44が接続され、ト
ランジスタ44のコレクタがダイオード43のカソード
側とされ、つまりダイオード43とトランジスタ44は
極性が互いに逆方向とされ、そのトランジスタ44のベ
ースはSCR39のカソード側に接続されるとともにエ
ミッタに接続される。Since the oscillator circuit 22 has such a relationship, even if the capacitor 25 is charged before the oscillation starts, a current flows from the voltage dividing point of the voltage dividing circuit through the inside of the oscillator circuit 22. It will flow and you will not be able to charge it. Therefore, in this example, the SCR 39 is connected across the capacitor 23 via the resistor 45, and the SCR 39 is
A parallel circuit of a resistor and a capacitor is connected between the gate and the cathode of 39, and the output terminal of the oscillation circuit 22 and S
Diode 41 and resistor 42 between the gate of CR39
Are connected in series, and the anode side of the diode 41 is the output side of the oscillation circuit 22. A diode 43 is connected between the output side of the oscillator circuit 22 and the connection point of the resistors 35 and 36, and the anode side of the diode 43 is the output side of the oscillator circuit 22. A transistor 44 is connected between the anode and the cathode of the diode 43, the collector of the transistor 44 is on the cathode side of the diode 43, that is, the polarities of the diode 43 and the transistor 44 are opposite to each other, and the base of the transistor 44 is SCR39. Is connected to the cathode side and is also connected to the emitter.
【0011】このようにして電源がオフの状態において
はSCR39がオフであって、従ってトランジスタ44
もオフであり、このためコンデンサ23に対する充電が
開始されると、そのコンデンサ23の電圧に応じて抵抗
器35を通じてコンデンサ25に対する充電が行われ
る。このようにしてコンデンサ23の両端間電圧の半分
の電圧がコンデンサ25に充電される。この状態で発振
回路22に対して起動すると、その出力端子は高レベル
から矩形発振を出力し、従って発振出力が正になったと
きSCR39がオンとなりこれによりトランジスタ44
もオンとなる。その発振回路22の出力が正の時はダイ
オード43、コンデンサ25、パルストランス24を通
じてアース側に電流が流れ、発振回路22の出力が負に
なるとアース側からパルストランス、コンデンサ25を
通じ、更にトランジスタ44を通じて発振回路22の出
力端側に電流が流れる。Thus, when the power supply is off, SCR 39 is off and therefore transistor 44 is
Is off, and when charging of the capacitor 23 is started, the capacitor 25 is charged through the resistor 35 in accordance with the voltage of the capacitor 23. In this way, the capacitor 25 is charged with half the voltage across the capacitor 23. When the oscillator circuit 22 is activated in this state, its output terminal outputs a rectangular oscillation from a high level, and therefore, when the oscillation output becomes positive, the SCR 39 is turned on, which causes the transistor 44 to operate.
Is also turned on. When the output of the oscillating circuit 22 is positive, a current flows to the ground side through the diode 43, the capacitor 25, and the pulse transformer 24. When the output of the oscillating circuit 22 becomes negative, from the ground side through the pulse transformer, the capacitor 25, and the transistor 44. A current flows through the output terminal side of the oscillation circuit 22 through the.
【0012】この場合においてはコンデンサ25に対す
る充電は例えば図1Bに示すように上昇して発振が開始
すると、図1C、Dに示すようにFET16、17のゲ
ートに交互に正電圧が印加する事になり、起動から規定
電圧に達するまでの1パルスだけ幅が広いが、その後は
所定の幅を持って交互にFET16、17がオンオフす
ることになる。従ってパルストランス24は偏磁する恐
れはない。In this case, when the charging of the capacitor 25 rises as shown in FIG. 1B and oscillation starts, a positive voltage is alternately applied to the gates of the FETs 16 and 17 as shown in FIGS. 1C and 1D. Then, the width is wide by one pulse from the start up to reach the specified voltage, but thereafter, the FETs 16 and 17 are alternately turned on and off with a predetermined width. Therefore, the pulse transformer 24 is not likely to be demagnetized.
【0013】尚発振回路22の出力がトライステートの
出力であって、発振停止状態において、その出力側から
発振回路内を見たインピーダンスが無限大になる場合に
は、SCR39、ダイオード43、トランジスタ45等
を省略することができる。If the output of the oscillation circuit 22 is a tri-state output and the impedance seen from the output side of the oscillation circuit is infinite when the oscillation is stopped, the SCR 39, the diode 43, and the transistor 45 are provided. Etc. can be omitted.
【0014】[0014]
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、パ
ルストランスと直列に接続されるコンデンサに対し、充
電が予め自動的に行われるため、主回路電圧を印加した
まま信号の投入や遮断、つまり発振回路の起動や停止が
可能となり、主回路を簡単にすることができ、又外部か
らの発振回路の起動停止も駆動信号回路のみを制御すれ
ば良い。つまり従来において主回路に対する電源投入を
10数サイクル遅らせたり、あるいは主回路の電源電圧
の立ち上がりを徐々に行うような面倒なことをする必要
はない。As described above, according to the present invention, since the capacitor connected in series with the pulse transformer is automatically charged in advance, the signal is turned on or off while the main circuit voltage is applied. That is, the oscillation circuit can be started and stopped, the main circuit can be simplified, and the oscillation circuit can be started and stopped from the outside by controlling only the drive signal circuit. In other words, conventionally, it is not necessary to delay the power-on of the main circuit by ten or more cycles or to gradually increase the power supply voltage of the main circuit.
【図1】Aはこの発明の実施例を示す接続図、B乃至D
はそのコンデンサ25の電圧とパルストランスの出力電
圧波形を示す図である。FIG. 1A is a connection diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS.
FIG. 4 is a diagram showing the voltage of the capacitor 25 and the output voltage waveform of the pulse transformer.
【図2】ハーフブリッジインバータの簡易化構成例を示
す図である。FIG. 2 is a diagram showing a simplified configuration example of a half-bridge inverter.
【図3】Aは発振回路22の内部の一部と、パルストラ
ンス24の接続状態を示す図、B乃至Eはその発振回路
の立ち上がり時の発信出力、パルストランス出力、コン
デンサ25の両端間電圧をそれぞれ示す波形図である。3A is a diagram showing a connection state between a part of the oscillation circuit 22 and a pulse transformer 24, and FIGS. 3A to 3E are transmission output at the time of rising of the oscillation circuit, a pulse transformer output, and a voltage across the capacitor 25. FIG. FIG. 3 is a waveform diagram showing each of
Claims (1)
てパルストランスの1次側に正電流と負電流とを交互に
流して、そのパルストランスの出力パルスによりブリッ
ジ型インバータのスイッチング素子をオン、オフ制御す
るインバータ駆動回路において、 上記発振回路の正及び負電源端子間に分圧抵抗器が接続
され、 その分圧抵抗器の接続点が上記コンデンサのパルストラ
ンスと反対側に接続されていることを特徴とするインバ
ータ駆動回路。1. A positive current and a negative current are alternately flowed to the primary side of a pulse transformer through a capacitor by the output of the oscillation circuit, and the switching element of the bridge type inverter is turned on and off by the output pulse of the pulse transformer. In the controlled inverter drive circuit, a voltage divider resistor is connected between the positive and negative power supply terminals of the oscillator circuit, and the connection point of the voltage divider resistor is connected to the opposite side of the capacitor from the pulse transformer. Characteristic inverter drive circuit.
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