JPH0563506A - 不平衡／平衡変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 不平衡／平衡変換回路において、出力信号の
位相誤差及びレベル誤差を改善する。 【構成】 ＩＣにおいて、エミッタが共通接続されたト
ランジスタＱ41、Ｑ42及び定電流バイアス用のトランジ
スタＱ43により差動アンプ４１を構成する。トランジス
タＱ41のベースに入力信号を供給し、トランジスタＱ42
のベースを交流的に接地する。トランジスタＱ41、Ｑ42
のコレクタから、入力信号を平衡化した１対の出力信号
を取り出す。トランジスタＱ41のベース・エミッタ間
に、トランジスタＱ43のコレクタ・サブストレート間の
浮遊容量Ｃcsに対応した値の補正コンデンサＣ41を接続
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、不平衡信号を平衡信
号に変換する回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ラジオ受信機を１チップＩＣ化する場
合、その中間周波フィルタをセラミックフィルタなどに
より構成すると、その中間周波フィルタを一体にＩＣ化
することができない。

【０００３】このため、中間周波フィルタを、抵抗器、
コンデンサ及びオペアンプを使用したアクティブフィル
タにより構成することが考えられる。しかし、このと
き、その中間周波数ｆi を、標準的な450 ｋHzとする
と、ＩＣの半導体ペレットにおいて、アクティブフィル
タが占める面積が大きくなり、好ましくない。

【０００４】そこで、さらに、中間周波数ｆi を、例え
ば55ｋHzと受信帯域に比べて十分に低くすることが考え
られている。

【０００５】図５はそのようなＩＣあるいはラジオ受信
機の一例を示すもので、図５において、鎖線で囲った部
分１０が、１チップＩＣ化されたＡＭ受信機用のＩＣ、
Ｔ1〜Ｔ8 はその外部端子ピンで、ピンＴ3 は電源端子
ピン、ピンＴ4 は接地端子ピンである。

【０００６】また、鎖線の外側の部品が外付けされた部
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。

【０００７】さらに、SWは電源スイッチ、BATTは電源用
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。

【０００８】そして、アンテナ同調回路１により、周波
数ｆr の放送波信号Ｓr Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。

【０００９】そして、この信号Ｓr が、ＩＣ１０のピン
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給される。

【００１０】さらに、局部発振回路１３に、端子ピンＴ
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２ ｆi は中間周波数で、ｆi ＝55ｋHz とされる。

【００１１】そして、この発振信号Ｓo が、分周回路
（カウンタ）１４に供給され、１／２の周波数で、互い
に位相が90°異なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。

【００１２】そして、これら信号Ｓoa、Ｓobが、ミキサ
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。

【００１３】そして、後述するように、これら信号Ｓi
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。

【００１４】そして、このとき、イメージ信号Ｓm は、 Ｓm ＝Ｅm ・sin ωm ｔ ωm ＝ωo ＋ωi ωi ＝２πｆi であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓr に、イメ
ージ信号Ｓmが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ）ｔ となる。

【００１５】そして、これら信号Ｓia、Ｓibが、移相回
路１５Ａ、１５Ｂに供給される。この移相回路１５Ａ、
１５Ｂは、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプ
を使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回
路１５Ａにおいて信号Ｓiaを値φだけ移相するととも
に、移相回路１５Ｂにおいて信号Ｓibを値（φ＋90°）
だけ移相することにより、55ｋHz±10ｋHzの帯域におい
て、入力された２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°
の関係に移相するものである。

【００１６】こうして、移相回路１５Ａ、１５Ｂによ
り、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°進相されて、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos ｛（ωo −ωr ）ｔ＋90°｝ ＋β・cos ｛（ωm −ωo ）ｔ＋90°｝ ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが加算回路１６に供給さ
れて加算され、加算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓia＋Ｓib ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）ｔ ＋｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ−β・sin （ωm −ωo ）ｔ｝ ＝−２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。

【００１７】ここで、 ωo −ωr ＝２π（ｆo −ｆr ） ＝２πｆi であるから、信号Ｓi は目的とする中間周波信号であ
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。

【００１８】こうして、加算回路１６からは、放送波信
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。

【００１９】そして、この中間周波信号Ｓi が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば、コンデンサ、
抵抗器及びオペアンプを使用したバイクワッド型のアク
ティブフィルタにより構成され、その通過帯域は、55ｋ
Hz±３ｋHzとされる。こうして、バンドパスフィルタ１
７において、不要な信号成分が除去されて中間周波信号
Ｓi だけが取り出される。

【００２０】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。

【００２１】さらに、ミキサ回路１２Ｂからの信号Ｓib
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてＡＧＣ電圧の平滑用のコンデンサＣ3 が接
続される。また、このＡＧＣ電圧が、移相回路１５Ａ、
１５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７を構成している各オ
ペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給される。

【００２２】また、検波回路２２の検波出力が、ＡＧＣ
電圧形成回路２４に供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信
号として供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対
してＡＧＣが行われる。

【００２３】なお、この場合、形成回路２４には、ピン
Ｔ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続され、このコンデン
サＣ4 により、ローパスフィルタが構成されて検波出力
から直流電圧Ｖ22が取り出され、この直流電圧Ｖ22から
ＡＧＣ電圧が形成される。また、この直流電圧Ｖ22が、
アンプ２３の差動入力に供給され、検波回路２２からア
ンプ２３にオーディオ信号Ｓs と一緒に供給される直流
分Ｖ22が、等価的にキャンセルされる。

【００２４】さらに、アンプ２３には、ピンＴ7 を通じ
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。

【００２５】なお、コンデンサＣ6 は、オーディオ信号
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。

【００２６】そして、この例においては、中間周波数ｆ
i が、一般の中間周波数や受信帯域に比べて十分に低い
周波数なので、ＩＣ化のとき、バンドパスフィルタ（中
間周波フィルタ）１７の１段あたりの占める面積は大き
くなるが、必要な選択度特性を得るための段数を少なく
することができ、したがって、ＩＣ１０において、バン
ドパスフィルタ１７全体の占める面積が小さくすること
ができ、ＩＣ化をすることができる。

【００２７】また、一般に、中間周波数ｆi が低いと、
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪
くなることがない。

【００２８】さらに、移相回路１５Ａ、１５Ｂ及びバン
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。

【００２９】ところで、上述において、局発信号Ｓoa、
Ｓobの位相差が正しく90°で、かつ、レベルが等しくな
いと、加算回路１６におけるイメージ信号Ｓm の成分の
キャンセルが十分に行われず、中間周波信号Ｓi にイメ
ージ信号Ｓm の成分が残留してイメージ特性が低下して
しまう。

【００３０】このため、一般には、図６に示すように、
発振回路１３からの不平衡な発振信号Ｓo （図Ａ）を平
衡な信号Ｓo+、Ｓo-（図Ｂ、Ｃ）に変換し、これら信号
Ｓo+、Ｓo-を分周して信号Ｓo+の立ち上がりごとに反転
する信号Ｓoa（図Ｄ）を得るとともに、信号Ｓo-の立ち
上がりごとに反転する信号Ｓob（図Ｅ）を得ている。

【００３１】すなわち、このようにすれば、信号Ｓoa、
Ｓobは周波数が値ｆo になるとともに、それらは90°の
位相差を有し、かつ、レベルが互いに等しくなるので、
これら信号Ｓoa、Ｓobを使用して周波数変換を行えば、
必要なイメージ特性を得ることができる。

【００３２】そして、その場合、発振信号Ｓo を不平衡
な信号から平衡な信号Ｓo+、Ｓo-に変換するには、図７
あるいは図８に示すように、差動アンプ４１を使用する
ことができる。

【００３３】すなわち、図７に示す例においては、差動
アンプ４１が、トランジスタＱ41、Ｑ42と、定電流バイ
アス用のトランジスタＱ43とにより構成され、局発回路
１３からの発振信号Ｓo が、トランジスタＱ41に供給さ
れて図６Ａ〜Ｃに示すように、不平衡な信号から平衡な
信号Ｓo+、Ｓo-に変換される。そして、これら信号Ｓo
+、Ｓo-が分周回路１４に供給されて図６Ｄ、Ｅに示す
ように、信号Ｓoa、Ｓobに分周され、これら信号Ｓoa、
Ｓobが、混合回路１２Ａ、１２Ｂに供給される。

【００３４】また、図８に示す例においては、差動アン
プ４１が、トランジスタＱ41、Ｑ42と、定電流バイアス
用の抵抗器Ｒ40とにより構成され、以下、図７の場合と
同様にして信号Ｓoa、Ｓobが取り出される。

【００３５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図７に示す
ように、差動アンプ４１の定電流バイアス用としてトラ
ンジスタＱ43を使用した場合には、このトランジスタＱ
43のコレクタ・サブストレート間の浮遊容量Ｃcsが問題
を起こしてしまう。

【００３６】すなわち、図７において、 ｉ41：トランジスタＱ41のコレクタ電流の交流分 ｉ42：トランジスタＱ42のコレクタ電流の交流分 ｉcs：容量Ｃcsを流れる交流分 とすれば、トランジスタＱ43のコレクタ・エミッタ間に
は交流分は流れないので、 ｉ41＋ｉ42＝ｉcs となる。

【００３７】そして、もし、Ｃcs＝０（浮遊容量Ｃcsが
ない）とすれば、 ｉcs＝０ なので、上式は、 ｉ41＝−ｉ42 となる。すなわち、電流ｉ41、ｉ42は、位相が互いに18
0 °異なり、かつ、レベルが互いに等しいことになる。
つまり、トランジスタＱ41、Ｑ42のコレクタに得られる
信号Ｓo+、Ｓo-は、互いに逆相で、等しいレベルの信号
となり、デューティーレシオも１：１となる。

【００３８】ところが、実際には、Ｃcs＞０（浮遊容量
Ｃcsが存在する）ので、 ｉcs≠０ となり、 ｉ41≠ｉ42 となる。

【００３９】したがって、トランジスタＱ41、Ｑ42のコ
レクタに得られる信号Ｓo+、Ｓo-の位相差は180 °にな
らず、また、レベル差も生じてしまう。

【００４０】そして、信号Ｓo+と、Ｓo-との間の位相及
びレベルに誤差を生じると、これは局発信号Ｓoaと、信
号Ｓobとの間の位相及びレベルに誤差を与えるので、イ
メージ信号Ｓm の除去が十分ではなくなってしまい、イ
メージ特性が低下してしまう。

【００４１】また、図７に示すように、差動アンプ４１
の定電流バイアス用として抵抗器Ｒ40を使用する場合に
は、信号Ｓoa、Ｓobに位相あるいはレベルの誤差を生じ
ることもなく、したがって、イメージ特性の低下するこ
とがない。

【００４２】しかし、この場合には、トランジスタＱ4
1、Ｑ42のベースを直流的に定電圧とする必要があり、
したがって、定電圧回路４０を必要としてしまう。

【００４３】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００４４】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、全体がＩＣ化され、第１及び第２のトランジスタＱ
41、Ｑ42のエミッタが、定電流バイアス用の第３のトラ
ンジスタＱ43のコレクタに共通に接続され、第１及び第
２のトランジスタＱ41、Ｑ42のコレクタが、それぞれ負
荷Ｒ41、Ｒ42に接続され、第１のトランジスタＱ41のベ
ースに入力信号Ｓo が供給され、第２のトランジスタＱ
42のベースが交流的に接地され、第１及び第２のトラン
ジスタＱ41、Ｑ42のコレクタから、入力信号Ｓo を平衡
化した１対の出力信号Ｓo+、Ｓo-が取り出されるととも
に、第１のトランジスタＱ41のベース・エミッタ間に、
第３のトランジスタＱ43のコレクタ・サブストレート間
の浮遊容量Ｃcsに対応した値のコンデンサＣ41が接続さ
れ、このコンデンサＣ41により浮遊容量Ｃcsにより生じ
る１対の出力信号Ｓo+、Ｓo-の位相差及びレベル差が補
正されるようにしたものである。

【００４５】

【作用】トランジスタＱ43のコレクタ・サブストレート
間の浮遊容量Ｃcsによって出力信号Ｓo+、Ｓo-に生じる
位相誤差及びレベル誤差が、コンデンサＣ41により補正
され、出力信号Ｓo+、Ｓo-は平衡信号となる。

【００４６】

【実施例】図１において、トランジスタＱ41、Ｑ42のエ
ミッタが、定電流バイアス用のトランジスタＱ43のコレ
クタに共通接続されるとともに、このトランジスタＱ43
のエミッタが接地端子ピンＴ4 に接続され、トランジス
タＱ41、Ｑ42のコレクタが抵抗器Ｒ41、Ｒ42を通じて電
源端子ピンＴ3 に接続されて差動アンプ４１が構成され
る。

【００４７】また、トランジスタＱ43は、トランジスタ
Ｑ44とともに、端子ピンＴ4 を基準電位点としてカレン
トミラー回路４２を構成しているもので、トランジスタ
Ｑ44が入力側とされるとともに、そのコレクタに定電流
源Ｑ45が接続される。

【００４８】そして、端子ピンＴ3 とトランジスタＱ41
のベースとの間に、局発回路１３から周波数２ｆo の発
振信号Ｓo が供給され、トランジスタＱ42のベースは端
子ピンＴ3 に接続される。さらに、トランジスタＱ41、
Ｑ42のコレクタに分周回路１４が接続されて発振信号Ｓ
oa、Ｓobが取り出される。

【００４９】さらに、発振信号Ｓo の供給されるトラン
ジスタＱ41のベース・エミッタ間に、補正用コンデンサ
Ｃ41が接続される。このコンデンサＣ41の値は、浮遊容
量Ｃcsの値に対応して最適化されるが、一例として、Ｃ
41＝0.4 ｐＦである。

【００５０】このような構成によれば、浮遊容量Ｃcsを
流れる電流ｉcsは、コンデンサＣ41を通じて流れるの
で、 ｉ41＝−ｉ42 となる。すなわち、電流ｉ41、ｉ42は、位相が互いに18
0 °異なり、かつ、レベルが互いに等しいことになる。
つまり、トランジスタＱ41、Ｑ42のコレクタに得られる
信号Ｓo+、Ｓo-は、互いに逆相で、等しいレベルの信号
となり、デューティーレシオも１：１となる。

【００５１】したがって、分周回路１４からの局発信号
Ｓoa、Ｓobは、90°の位相差を有し、かつ、レベルの等
しい信号となるので、イメージ特性の低下を生じること
がない。

【００５２】図２は、コンデンサＣ41を接続した場合
と、接続しない場合とにおける信号ＳoaとＳobとの間の
位相誤差（90°からのずれ量）の測定例を示し、横軸は
信号Ｓo の周波数である。そして、この測定結果によれ
ば、コンデンサＣ41を接続していないときに比べ、接続
したときには、高い周波数の帯域で位相誤差が改善され
ている。

【００５３】また、図３及び図４は、コンデンサＣ41を
接続した場合と、接続しない場合とにおける信号Ｓo+、
Ｓo-の波形の観測例を示すもので、図３は接続した場
合、図４は接続しない場合である。そして、これらの図
によれば、コンデンサＣ41を付加することにより、信号
Ｓo+、Ｓo-のレベル差が改善されているとともに、デュ
ーティーレシオも１：１からのずれが改善されているこ
とがわかる。

【００５４】

【発明の効果】こうして、この発明によれば、定電流バ
イアス用としてトランジスタＱ43を使用して差動アンプ
４１を構成するとともに、その信号入力側のトランジス
タＱ41のベース・エミッタ間に補正用のコンデンサＣ41
を接続しているので、入力された不平衡信号を互いに逆
相で、等しいレベルの平衡信号に変換することができ
る。

【００５５】しかも、コンデンサＣ41を接続するだけで
よいとともに、そのコンデンサＣ41の容量も十分に小さ
くてすみ、十分にＩＣ化をすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】特性の測定例を示す図である。

【図３】信号波形の観測例を示す図である。

【図４】信号波形の観測例を示す図である。

【図５】１チップＩＣの一例を示す系統図である。

【図６】この発明を説明するための波形図である。

【図７】従来例を説明するための接続図である。

【図８】従来例を説明するための接続図である。

【符号の説明】

１ アンテナ同調回路 ２ 局部発振用の共振回路 １０ １チップＩＣ １１ 高周波アンプ １２Ａ、１２Ｂ ミキサ回路 １３ 局部発振回路 １４ 分周回路 １５Ａ、１５Ｂ 移相回路 １６ 加算回路 １７ バンドパスフィルタ １８ ＡＧＣ電圧形成回路 ２１ アンプ ２２ ＡＭ検波回路 ２３ オーディオアンプ ２４ ＡＧＣ電圧形成回路 ４１ 差動アンプ ４２カレントミラー回路 Ｔ1 〜Ｔ8 外部端子ピン VR 可変抵抗器 SP スピーカ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 全体がＩＣ化され、 第１及び第２のトランジスタのエミッタが、定電流バイ
   アス用の第３のトランジスタのコレクタに共通に接続さ
   れ、 上記第１及び第２のトランジスタのコレクタが、それぞ
   れ負荷に接続され、 上記第１のトランジスタのベースに入力信号が供給さ
   れ、 上記第２のトランジスタのベースが交流的に接地され、 上記第１及び第２のトランジスタのコレクタから、上記
   入力信号を平衡化した１対の出力信号が取り出されると
   ともに、 上記第１のトランジスタのベース・エミッタ間に、上記
   第３のトランジスタのコレクタ・サブストレート間の浮
   遊容量に対応した値のコンデンサが接続され、 このコンデンサにより上記浮遊容量により生じる上記１
   対の出力信号の位相差及びレベル差が補正されるように
   した不平衡／平衡変換回路。