JPH05328714A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH05328714A JPH05328714A JP11903691A JP11903691A JPH05328714A JP H05328714 A JPH05328714 A JP H05328714A JP 11903691 A JP11903691 A JP 11903691A JP 11903691 A JP11903691 A JP 11903691A JP H05328714 A JPH05328714 A JP H05328714A
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- main switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は主スイッチング素子のオンオフによ
り直流電源からのエネルギをチョークコイルに蓄積し、
またこれを放出して負荷に電力を供給する昇圧形ＤＣ−
ＤＣコンバータなどこの種ＤＣ−ＤＣコンバータの低損
失低ノイズ化を目的とする。 【構成】 本発明は主スイッチング素子に並列にコンデ
ンサとダイオードを設けると共に、前記コンデンサ電荷
を主スイッチング素子のターンオン前に負荷側又は直流
電源側に放出する補助スイッチング素子などからなる回
路を設けて目的を達成したものである。
り直流電源からのエネルギをチョークコイルに蓄積し、
またこれを放出して負荷に電力を供給する昇圧形ＤＣ−
ＤＣコンバータなどこの種ＤＣ−ＤＣコンバータの低損
失低ノイズ化を目的とする。 【構成】 本発明は主スイッチング素子に並列にコンデ
ンサとダイオードを設けると共に、前記コンデンサ電荷
を主スイッチング素子のターンオン前に負荷側又は直流
電源側に放出する補助スイッチング素子などからなる回
路を設けて目的を達成したものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータなどこの種コンバータのスイッチング損失、スイッ
チングノイズの低域化に関するものである。
ータなどこの種コンバータのスイッチング損失、スイッ
チングノイズの低域化に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータ例えば昇圧形ＤＣ
−ＤＣコンバータは、図５のように主スイッチング素子
ＳＷ1 例えばＦＥＴを図６（ａ）のようにオンオフし、
そのオン期間において直流電源Ｅによりチョークコイル
Ｌ0 に電流に流してここにエネルギを蓄える。また主ス
イッチング素子ＳＷ1 のオフ期間に、オン時チョークコ
イルＬ0 に蓄積されたエネルギを転流用ダイオードＤ0
を介して出力側に放出させ、これを平滑用コンデンサＣ
0 により平滑して負荷に供給するようにしたものであ
る。このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、直流電源
Ｅの電圧ＶE とチョークコイルＬ0 に生ずる電圧ｅ、即
ちｅ＝Ｌ0 ｄｉ／ｄｔの和になることから直流電源の昇
圧回路として広く使用されている。
−ＤＣコンバータは、図５のように主スイッチング素子
ＳＷ1 例えばＦＥＴを図６（ａ）のようにオンオフし、
そのオン期間において直流電源Ｅによりチョークコイル
Ｌ0 に電流に流してここにエネルギを蓄える。また主ス
イッチング素子ＳＷ1 のオフ期間に、オン時チョークコ
イルＬ0 に蓄積されたエネルギを転流用ダイオードＤ0
を介して出力側に放出させ、これを平滑用コンデンサＣ
0 により平滑して負荷に供給するようにしたものであ
る。このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、直流電源
Ｅの電圧ＶE とチョークコイルＬ0 に生ずる電圧ｅ、即
ちｅ＝Ｌ0 ｄｉ／ｄｔの和になることから直流電源の昇
圧回路として広く使用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところでよく知られる
ようにこの回路においては、図６（ａ）に示す主スイッ
チング素子ＳＷ1 のターンオン時及びターンオフ時にお
いて、図６（ｂ）（ｃ）に示すＳＷ1 の電圧とここに流
れる電流波形の重なりに基づく、図６（ｄ）に示すよう
なスイッチング損失を発生して変換効率を低下させる。
これを防ぐためには良く知られるように、主スイッチン
グ素子ＳＷ1 のスイッチング時間を短くするのが一つの
方法である。しかしこの方法では、スイッチング時間を
短くすればする程大きなサージ電圧を発生するので、大
きなサージノイズの発生を招くことになり、スイッチン
グ損失とスイッチングノイズはいわゆるトレードオフの
関係にある。従ってこの方法では両者を共に抑制するこ
とは困難である。そこで従来においてはスイッチング時
間を短くすると共に、主スイッチング素子ＳＷ1 に図５
の示す抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，ダイオ
ードＤ1などによるサージ吸収回路いわゆるスナバ回路
を接続し、また転流用ダイオードＤ0 にも並列に抵抗Ｒ
3 とコンデンサＣ3 の直列回路からなるスナバ回路を接
続して、スイッチング損失とスイッチングノイズの低減
を図ることが行われている。しかしこの方法ではサージ
ノイズの抑制が行われても、スナバ回路を形成する抵抗
Ｒ1 ，Ｒ3 などによる電力損失の増大をまぬがれ得ない
難点がある。また主スイッチング素子として広く使用さ
れるＦＥＴのように寄生ダイオードと寄生静電容量をも
つものにあっては主スイッチング素子ＳＷ1 のオン時、
寄生静電容量に蓄積された電荷が、主スイッチング素子
ＳＷ1 の回路に放出されるので損失を生じ、これによっ
ても変換効率の低下を生ずる難点がある。
ようにこの回路においては、図６（ａ）に示す主スイッ
チング素子ＳＷ1 のターンオン時及びターンオフ時にお
いて、図６（ｂ）（ｃ）に示すＳＷ1 の電圧とここに流
れる電流波形の重なりに基づく、図６（ｄ）に示すよう
なスイッチング損失を発生して変換効率を低下させる。
これを防ぐためには良く知られるように、主スイッチン
グ素子ＳＷ1 のスイッチング時間を短くするのが一つの
方法である。しかしこの方法では、スイッチング時間を
短くすればする程大きなサージ電圧を発生するので、大
きなサージノイズの発生を招くことになり、スイッチン
グ損失とスイッチングノイズはいわゆるトレードオフの
関係にある。従ってこの方法では両者を共に抑制するこ
とは困難である。そこで従来においてはスイッチング時
間を短くすると共に、主スイッチング素子ＳＷ1 に図５
の示す抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，ダイオ
ードＤ1などによるサージ吸収回路いわゆるスナバ回路
を接続し、また転流用ダイオードＤ0 にも並列に抵抗Ｒ
3 とコンデンサＣ3 の直列回路からなるスナバ回路を接
続して、スイッチング損失とスイッチングノイズの低減
を図ることが行われている。しかしこの方法ではサージ
ノイズの抑制が行われても、スナバ回路を形成する抵抗
Ｒ1 ，Ｒ3 などによる電力損失の増大をまぬがれ得ない
難点がある。また主スイッチング素子として広く使用さ
れるＦＥＴのように寄生ダイオードと寄生静電容量をも
つものにあっては主スイッチング素子ＳＷ1 のオン時、
寄生静電容量に蓄積された電荷が、主スイッチング素子
ＳＷ1 の回路に放出されるので損失を生じ、これによっ
ても変換効率の低下を生ずる難点がある。
【０００４】
【発明の目的】本発明の目的とするところは上記の諸問
題を解決した低損失、低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータ
の提示にある。
題を解決した低損失、低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータ
の提示にある。
【０００５】
【課題を解決するための本発明の手段】本発明において
は主スイッチング素子としてＦＥＴのように寄生ダイオ
ードと寄生静電容量を有するものを使用するか、これら
をもたない主スイッチング素子の場合にはダイオードと
コンデンサを並列に接続する。また主スイッチング素子
と並列に補助スイッチングなどからなる上記コンデンサ
の出力側などへの負荷放出回路、即ち主スイッチング素
子のターンオン以前にターンオンして、主スイッチング
素子オフ時充電されたコンデンサの充電エネルギを急速
に出力側または直流電源側に放電させて主スイッチング
素子の零電圧スイッチング可能とし、また主スイッチン
グ素子のターンオフ以前にターンオフして、主スイッチ
ング素子の流通電流を上記コンデンサに転流させて、零
電流でのターンオフを可能とする補助スイッチング素子
を設けて、スイッチング時間の短縮のようなサージ電圧
の発生を伴う低損失化手段をとることなく、低損失かつ
低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータの実現を図ることを特
徴とするものである。次に本発明を実施例回路により具
体的に説明する。
は主スイッチング素子としてＦＥＴのように寄生ダイオ
ードと寄生静電容量を有するものを使用するか、これら
をもたない主スイッチング素子の場合にはダイオードと
コンデンサを並列に接続する。また主スイッチング素子
と並列に補助スイッチングなどからなる上記コンデンサ
の出力側などへの負荷放出回路、即ち主スイッチング素
子のターンオン以前にターンオンして、主スイッチング
素子オフ時充電されたコンデンサの充電エネルギを急速
に出力側または直流電源側に放電させて主スイッチング
素子の零電圧スイッチング可能とし、また主スイッチン
グ素子のターンオフ以前にターンオフして、主スイッチ
ング素子の流通電流を上記コンデンサに転流させて、零
電流でのターンオフを可能とする補助スイッチング素子
を設けて、スイッチング時間の短縮のようなサージ電圧
の発生を伴う低損失化手段をとることなく、低損失かつ
低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータの実現を図ることを特
徴とするものである。次に本発明を実施例回路により具
体的に説明する。
【０００６】
【構成】図１は主スイッチング素子としてＦＥＴを用い
た昇圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける本発明
の一実施例回路図である。図においてＥは直流電源、Ｌ
0 はチョークコイル、ＳＷ1 は主スイッチング素子、Ｃ
S はその寄生静電容量、ＤS は寄生ダイオード、Ｄ0 は
転流用ダイオード、Ｃ0 は平滑用コンデンサであって、
これらは図５に示した従来回路と同様な機能を果たす。
参照符号ＳＷ2 以下は本発明のために設けられたもの
で、このうちＳＷ2 は補助スイッチング素子例えばＭＯ
Ｓトランジスタで、図示しない制御回路により図２
（ａ）（ｂ）に示すように、主スイッチング素子ＳＷ1
のターンオン以前にターンオンし、主スイッチング素子
ＳＷ1 のターンオン後のターンオフするように動作す
る。Ｔはエネルギ放出用トランス、Ｎ1 はその１次コイ
ル、Ｎ2 は２次コイル、Ｌ2 は第２チョークコイル、Ｄ
2 は逆流阻止用ダイオードで、ＳＷ2 ，Ｎ1 ，Ｌ2 ，Ｄ
2 は直列接続されてコンデンサＣS と並列回路を形成
し、第２チョークコイルＬ2 は図２（ｃ）のようにコン
デンサＣS の電荷が、補助スイッチング素子ＳＷ2 に急
速に放電しないようにこの直列回路の流通電流の立上り
を制御する。Ｌ1 は第１のチョークコイルで、主スイッ
チング素子ＳＷ1 と直列に接続され、図２（ｄ）のよう
に上記補助スイッチング素子ＳＷ2 によるコンデンサＣ
S の放電に殆ど影響を与えないように、補助スイッチン
グ素子ＳＷ2 のターンオフまでの間に緩やかに流通電流
を立上がらせるように作られる。次にこの回路の作用を
動作波形例を示す図２を参照しながら説明する。
た昇圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける本発明
の一実施例回路図である。図においてＥは直流電源、Ｌ
0 はチョークコイル、ＳＷ1 は主スイッチング素子、Ｃ
S はその寄生静電容量、ＤS は寄生ダイオード、Ｄ0 は
転流用ダイオード、Ｃ0 は平滑用コンデンサであって、
これらは図５に示した従来回路と同様な機能を果たす。
参照符号ＳＷ2 以下は本発明のために設けられたもの
で、このうちＳＷ2 は補助スイッチング素子例えばＭＯ
Ｓトランジスタで、図示しない制御回路により図２
（ａ）（ｂ）に示すように、主スイッチング素子ＳＷ1
のターンオン以前にターンオンし、主スイッチング素子
ＳＷ1 のターンオン後のターンオフするように動作す
る。Ｔはエネルギ放出用トランス、Ｎ1 はその１次コイ
ル、Ｎ2 は２次コイル、Ｌ2 は第２チョークコイル、Ｄ
2 は逆流阻止用ダイオードで、ＳＷ2 ，Ｎ1 ，Ｌ2 ，Ｄ
2 は直列接続されてコンデンサＣS と並列回路を形成
し、第２チョークコイルＬ2 は図２（ｃ）のようにコン
デンサＣS の電荷が、補助スイッチング素子ＳＷ2 に急
速に放電しないようにこの直列回路の流通電流の立上り
を制御する。Ｌ1 は第１のチョークコイルで、主スイッ
チング素子ＳＷ1 と直列に接続され、図２（ｄ）のよう
に上記補助スイッチング素子ＳＷ2 によるコンデンサＣ
S の放電に殆ど影響を与えないように、補助スイッチン
グ素子ＳＷ2 のターンオフまでの間に緩やかに流通電流
を立上がらせるように作られる。次にこの回路の作用を
動作波形例を示す図２を参照しながら説明する。
【０００７】
【作用】〔補助スイッチング素子のターンオンから主ス
イッチング素子のターンオンまでの動作〕図２（ａ）
（ｂ）に示す主スイッチング素子ＳＷ1 と補助スイッチ
ング素子ＳＷ2 のオフ時においては、負荷に電力を供給
すると同時に、第１のチョークコイルＬ1 を介してコン
デンサＣS を主スイッチング素子ＳＷ1 の端子電圧まで
充電する。主スイッチング素子ＳＷ1 のターンオンに先
立つ図２の時刻ｔ1 において、図２（ｂ）のように補助
スイッチング素子ＳＷ2 がターンオンすると、直流電源
ＥからチョークコイルＬ0 、第１チョークコイルＬ1 、
ダイオードＤ2 ，第２チョークコイルＬ2 トランスＴの
１次コイルＮ1 、補助スイッチング素子ＳＷ2の直列回
路と、コンデンサＣS 、ダイオードＤ2 、第２チョーク
コイルＬ2 、トランスＴの１次コイルＮ1 、補助スイッ
チング素子ＳＷ2 からなるコンデンサＣS の電荷放電用
の回路が形成される。しかし前記したように第１チョー
クコイルＬ1 の電流抑制作用は第２チョークコイルのそ
れに比べて大きく設定されている。従って第１チョーク
コイルＬ1 に流れる電流ｉL1の立上りは図２（ｃ）
（ｄ）のように第２チョークコイルＬ2 のそれに比べて
著しく緩やかである。そこで今説明を簡単にするため転
流用ダイオードＤ0 が理想的なものであるとし、Ｓ
Ｗ1，ＳＷ2 のオフ時において主スイッチング素子ＳＷ
1 の端子電圧ＶS1、従ってチョークコイルＬ0 の出力端
の電圧と出力電圧Ｖ0 が等しいとすれば、図１の破線で
括弧した回路は図３（ａ）の回路と等価となる。従っ
て、図２（ｅ）に示すようにコンデンサＣS の充電電荷
の急速な放電が行われ、これに基づくエネルギはトラン
スＴの２次コイルＮ2 によって負荷側に放出される。そ
して図２の時刻ｔ2 においてコンデンサの放電が終わる
とその電圧、即ち主スイッチング素子ＳＷ1 の端子電圧
ＶS1は図（ｆ）のように零ボルトになりダイオードＤS
は導通状態になる。従ってダイオードＤS が導通した時
点以下、例えば図２（ａ）の時刻ｔ3 において主スイッ
チング素子ＳＷ1 をターンオンさせるようにすれば、零
ボルトスイッチングになるので、スイッチング損失を著
しく少ないものとすることができる。また補助スイッチ
ング素子ＳＷ2 のターンオン時にはチョークコイルＬ2
により電流は徐々に立上るのでその損失も少ない。また
コンデンサＣS が主スイッチング素子ＳＷ1 の寄生静電
容量である場合でも、前記したような主スイッチング素
子ＳＷ1 の回路への放電による損失を生ずることがな
い。そして時刻ｔ2 においてコンデンサＣS の放電が終
わってダイオードＤS が導通状態となると、図１の括弧
内の回路は図３（ｂ）の回路と等価となって、第２チョ
ークコイルＬ2 の回路に流れる電流は−Ｖ0 ・（Ｎ1 ／
Ｎ2 ）／Ｌ2 の傾斜で図２（ｃ）のように減少して遂に
は零になる。従ってこの状態で補助スイッチング素子Ｓ
Ｗ2 をターンオフすればそのスイッチ損失も非常に少な
くなる。一方時刻ｔ2 における主スイッチング素子ＳＷ
1 のターンオン後、第１チョークコイルＬ1 を流れる電
流は図２（ｄ）のようにＬ1 の作用により緩やかに大き
くなって、チョークコイルＬ0 を流れる電流はすべて第
１チョークコイルＬ1 、従って図２（ｇ）のように主ス
イッチング素子ＳＷ1 に流れて、チョークコイルＬ0 に
エネルギを蓄積する。
イッチング素子のターンオンまでの動作〕図２（ａ）
（ｂ）に示す主スイッチング素子ＳＷ1 と補助スイッチ
ング素子ＳＷ2 のオフ時においては、負荷に電力を供給
すると同時に、第１のチョークコイルＬ1 を介してコン
デンサＣS を主スイッチング素子ＳＷ1 の端子電圧まで
充電する。主スイッチング素子ＳＷ1 のターンオンに先
立つ図２の時刻ｔ1 において、図２（ｂ）のように補助
スイッチング素子ＳＷ2 がターンオンすると、直流電源
ＥからチョークコイルＬ0 、第１チョークコイルＬ1 、
ダイオードＤ2 ，第２チョークコイルＬ2 トランスＴの
１次コイルＮ1 、補助スイッチング素子ＳＷ2の直列回
路と、コンデンサＣS 、ダイオードＤ2 、第２チョーク
コイルＬ2 、トランスＴの１次コイルＮ1 、補助スイッ
チング素子ＳＷ2 からなるコンデンサＣS の電荷放電用
の回路が形成される。しかし前記したように第１チョー
クコイルＬ1 の電流抑制作用は第２チョークコイルのそ
れに比べて大きく設定されている。従って第１チョーク
コイルＬ1 に流れる電流ｉL1の立上りは図２（ｃ）
（ｄ）のように第２チョークコイルＬ2 のそれに比べて
著しく緩やかである。そこで今説明を簡単にするため転
流用ダイオードＤ0 が理想的なものであるとし、Ｓ
Ｗ1，ＳＷ2 のオフ時において主スイッチング素子ＳＷ
1 の端子電圧ＶS1、従ってチョークコイルＬ0 の出力端
の電圧と出力電圧Ｖ0 が等しいとすれば、図１の破線で
括弧した回路は図３（ａ）の回路と等価となる。従っ
て、図２（ｅ）に示すようにコンデンサＣS の充電電荷
の急速な放電が行われ、これに基づくエネルギはトラン
スＴの２次コイルＮ2 によって負荷側に放出される。そ
して図２の時刻ｔ2 においてコンデンサの放電が終わる
とその電圧、即ち主スイッチング素子ＳＷ1 の端子電圧
ＶS1は図（ｆ）のように零ボルトになりダイオードＤS
は導通状態になる。従ってダイオードＤS が導通した時
点以下、例えば図２（ａ）の時刻ｔ3 において主スイッ
チング素子ＳＷ1 をターンオンさせるようにすれば、零
ボルトスイッチングになるので、スイッチング損失を著
しく少ないものとすることができる。また補助スイッチ
ング素子ＳＷ2 のターンオン時にはチョークコイルＬ2
により電流は徐々に立上るのでその損失も少ない。また
コンデンサＣS が主スイッチング素子ＳＷ1 の寄生静電
容量である場合でも、前記したような主スイッチング素
子ＳＷ1 の回路への放電による損失を生ずることがな
い。そして時刻ｔ2 においてコンデンサＣS の放電が終
わってダイオードＤS が導通状態となると、図１の括弧
内の回路は図３（ｂ）の回路と等価となって、第２チョ
ークコイルＬ2 の回路に流れる電流は−Ｖ0 ・（Ｎ1 ／
Ｎ2 ）／Ｌ2 の傾斜で図２（ｃ）のように減少して遂に
は零になる。従ってこの状態で補助スイッチング素子Ｓ
Ｗ2 をターンオフすればそのスイッチ損失も非常に少な
くなる。一方時刻ｔ2 における主スイッチング素子ＳＷ
1 のターンオン後、第１チョークコイルＬ1 を流れる電
流は図２（ｄ）のようにＬ1 の作用により緩やかに大き
くなって、チョークコイルＬ0 を流れる電流はすべて第
１チョークコイルＬ1 、従って図２（ｇ）のように主ス
イッチング素子ＳＷ1 に流れて、チョークコイルＬ0 に
エネルギを蓄積する。
【０００８】〔主スイッチング素子ＳＷ1 のターンオフ
時の動作〕主スイッチング素子ＳＷ1 が時刻ｔb におい
てターンオフすると、主スイッチング素子ＳＷ1 に流れ
ていた電流は図２（ｄ）と図２（ｅ）のようにＳＷ1 と
並列のコンデンサＣS に流れてこれを充電する。このた
め主スイッチング素子ＳＷ 1 の電圧と電流は図２（ｆ）
（ｇ）のように両者の重なりは殆どなくなるので、ＳＷ
1 のターンオフ時の損失は著しく少ないものとなる。以
上の説明から本発明によればスイッチング時間の短縮の
ようなサージ電圧を大にする手段とすることなく低損失
化を実現でき、低損失低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータ
の実現が可能となる。以上本発明の一実施例について説
明したが、第１，第２チョークコイルＬ1 ，Ｌ2 として
配線、トランスＴのリーケージインダクタンスを用いる
ようにしてもよい。また以上の実施例は昇圧形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータへの適用例であるが、降圧形コンバータや
昇降圧形コンバータ、更には昇降圧のため高周波トラン
スを用いるＤＣ−ＤＣコンバータにも適用して同様な効
果を奏することができる。次に他の実施例として降圧形
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路への適用例を説明する。
時の動作〕主スイッチング素子ＳＷ1 が時刻ｔb におい
てターンオフすると、主スイッチング素子ＳＷ1 に流れ
ていた電流は図２（ｄ）と図２（ｅ）のようにＳＷ1 と
並列のコンデンサＣS に流れてこれを充電する。このた
め主スイッチング素子ＳＷ 1 の電圧と電流は図２（ｆ）
（ｇ）のように両者の重なりは殆どなくなるので、ＳＷ
1 のターンオフ時の損失は著しく少ないものとなる。以
上の説明から本発明によればスイッチング時間の短縮の
ようなサージ電圧を大にする手段とすることなく低損失
化を実現でき、低損失低ノイズのＤＣ−ＤＣコンバータ
の実現が可能となる。以上本発明の一実施例について説
明したが、第１，第２チョークコイルＬ1 ，Ｌ2 として
配線、トランスＴのリーケージインダクタンスを用いる
ようにしてもよい。また以上の実施例は昇圧形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータへの適用例であるが、降圧形コンバータや
昇降圧形コンバータ、更には昇降圧のため高周波トラン
スを用いるＤＣ−ＤＣコンバータにも適用して同様な効
果を奏することができる。次に他の実施例として降圧形
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路への適用例を説明する。
【０００９】
【他の実施例】このＤＣ−ＤＣコンバータは図４の主ス
イッチング素子ＳＷ1 のオン時、チョークコイルＬ0 を
介して負荷に電流を流すことによりＬ0 にエネルギを蓄
積し、ＳＷ1 オフ時Ｌ0 に蓄積されたエネルギを放出す
るようにしたＤＣ−ＤＣコンバータである。この回路は
出力電圧が直流電源Ｅの電圧ＶE と、チョークコイルＬ
0 に生ずる電圧ｅ＝Ｌ0 ｄｉ／ｄｔの差となることから
直流電源の降圧に用いられるもので、次の回路構成をも
つものである。即ち主スイッチングコンデンサＳＷ1 例
えばＦＥＴと並列にダイオードＤ2 とトランスＴの１次
コイルＮ1 及び補助スイッチング素子ＳＷ2 例えばＭＯ
Ｓトランジスタの直列回路を接続し、トランスＴの２次
コイルＮ2 とダイオードＤ3 の直列回路を直流電源Ｅに
並列に接続する。そして補助スイッチング素子ＳＷ2 を
主スイッチング素子ＳＷ1 のターンオン以前にターンオ
ンさせて寄生静電容量の電荷を直流電源Ｅ側に放電させ
て零電圧スイッチングを可能とし、また主スイッチング
素子ＳＷ1 のターンオフ時にはＳＷ1 の電流を寄生静電
容量ＣS に転流させて低損失化を図ったものであって、
この例では前記図１で説明した実施例における第１，第
２チョークコイルＬ1，Ｌ2 として配線及びトランスＴ
のリーケージインダクタンスを利用している。
イッチング素子ＳＷ1 のオン時、チョークコイルＬ0 を
介して負荷に電流を流すことによりＬ0 にエネルギを蓄
積し、ＳＷ1 オフ時Ｌ0 に蓄積されたエネルギを放出す
るようにしたＤＣ−ＤＣコンバータである。この回路は
出力電圧が直流電源Ｅの電圧ＶE と、チョークコイルＬ
0 に生ずる電圧ｅ＝Ｌ0 ｄｉ／ｄｔの差となることから
直流電源の降圧に用いられるもので、次の回路構成をも
つものである。即ち主スイッチングコンデンサＳＷ1 例
えばＦＥＴと並列にダイオードＤ2 とトランスＴの１次
コイルＮ1 及び補助スイッチング素子ＳＷ2 例えばＭＯ
Ｓトランジスタの直列回路を接続し、トランスＴの２次
コイルＮ2 とダイオードＤ3 の直列回路を直流電源Ｅに
並列に接続する。そして補助スイッチング素子ＳＷ2 を
主スイッチング素子ＳＷ1 のターンオン以前にターンオ
ンさせて寄生静電容量の電荷を直流電源Ｅ側に放電させ
て零電圧スイッチングを可能とし、また主スイッチング
素子ＳＷ1 のターンオフ時にはＳＷ1 の電流を寄生静電
容量ＣS に転流させて低損失化を図ったものであって、
この例では前記図１で説明した実施例における第１，第
２チョークコイルＬ1，Ｌ2 として配線及びトランスＴ
のリーケージインダクタンスを利用している。
【００１０】
【発明の効果】以上から本発明によれば低損失かつ低ノ
イズのＤＣ−ＤＣコンバータを提供できるもので、高効
率低ノイズの電源を必要とする分野の直流電源装置例え
ば通信機用電源装置に用いてその効果は大きい。
イズのＤＣ−ＤＣコンバータを提供できるもので、高効
率低ノイズの電源を必要とする分野の直流電源装置例え
ば通信機用電源装置に用いてその効果は大きい。
【図１】本発明の一実施例回路の説明図である。
【図２】本発明の一実施例回路の動作説明用の波形例図
である。
である。
【図３】本発明実施例回路の部分等価回路図である。
【図４】本発明の他の実施例回路図である。
【図５】従来回路の説明図である。
【図６】従来回路の動作説明用波形例図である。
Ｅ 直流電源 Ｌ0 チョークコイル ＳＷ1 主スイッチング素子 ＣS コンデンサ又は主スイッチング素子の寄生静電容
量 ＤS ダイオード又は主スイッチング素子の寄生ダイオ
ード Ｄ0 転流用ダイオード Ｃ0 平滑用コンデンサ Ｌ1 第１チョークコイル Ｌ2 第２チョークコイル Ｄ2 逆流阻止用ダイオード Ｄ3 逆流阻止用ダイオード Ｔ トランス Ｎ1 １次コイル Ｎ2 ２次コイル
量 ＤS ダイオード又は主スイッチング素子の寄生ダイオ
ード Ｄ0 転流用ダイオード Ｃ0 平滑用コンデンサ Ｌ1 第１チョークコイル Ｌ2 第２チョークコイル Ｄ2 逆流阻止用ダイオード Ｄ3 逆流阻止用ダイオード Ｔ トランス Ｎ1 １次コイル Ｎ2 ２次コイル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小泉 泰之 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 大空 静男 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】 主スイッチング素子のオンオフにより直
流電源からのエネルギをチョークコイルに蓄積し、また
そのエネルギの放出を行って負荷に電力を供給するＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記主スイッチング素子として寄生静電容量と寄生ダイ
オードを有するスイッチング素子又はこれらに代わるコ
ンデンサとダイオードを接続したスイッチング素子を使
用すると共に、この主スイッチング素子には直列に第１
チョークコイルを設け、また前記主スイッチング素子と
並列に逆流阻止用ダイオードと、前記第１チョークコイ
ルより電流抑制作用の小さいチョークコイルとトランス
の１次コイル及び補助スイッチング素子の直列回路を設
け、該補助スイッチング素子は前記主スイッチング素子
のターンオン以前にタ−ンし、主スイッチング素子のタ
ーンオン後ターンオフする機能を有し、前記トランスの
２次コイルを逆流阻止用ダイオードを介して出力側また
は電源側に並列に接続した、前記コンデンサの電荷放出
回路を設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11903691A JPH05328714A (ja) | 1991-04-24 | 1991-04-24 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11903691A JPH05328714A (ja) | 1991-04-24 | 1991-04-24 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05328714A true JPH05328714A (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=14751376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11903691A Pending JPH05328714A (ja) | 1991-04-24 | 1991-04-24 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05328714A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1991
- 1991-04-24 JP JP11903691A patent/JPH05328714A/ja active Pending
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