JPH05308345A - 遅延ロックループ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明はドップラ効果等により受信信号の搬
送周波数が変動しても、周波数の利用効率を疎外するこ
となく送信側と受信側との疑似雑音の同期状態を保持す
ることが可能な遅延ロックループ装置を提供することに
ある。 【構成】 スペクトラム拡散信号を逆拡散する際に使用
する疑似雑音よりも位相が進んだ疑似雑音と位相が遅れ
た疑似雑音とで夫々前記スペクトラム拡散信号を逆拡散
した両信号のスペクトル成分をその周波数帯域を広くす
ることが可能なＤＦＴ３８及び４７で求めると共に、夫
々の最大値の差分値に比例して疑似雑音のシフトクロッ
ク周波数をＶＣＸＯ３３で制御したので、ドップラ効果
等の影響を受けて受信周波数等が変化してもＳ／Ｎを悪
化させることなく送信側と受信側との疑似雑音の同期保
持を正確に行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はドップラ効果、又は送信
側発振器の周波数変動等により受信信号の搬送波周波数
に変化が生じた場合、或は受信側の局部発信周波数が変
動した場合であっても、スペクトラム拡散信号を復調す
る際に使用する疑似雑音と送信側の疑似雑音との同期状
態の保持を正確に行なうことが可能な遅延ロックループ
装置に関する。

【０００２】

【従来技術】スペクトラム拡散通信方式は比較的広い周
波数帯域に伝送すべき情報信号或は情報を含んだ搬送波
を拡散して伝送するため単位周波数当たりの伝送電力が
小さく、他の通信に対して妨害を与えることが殆どない
のみならず、外部雑音の影響を受けにくい点及び秘匿性
に優れる点等、多くの特徴を有している。無線通信路を
介してスペクトラム拡散通信を行なう方法としては、図
２に示すものが一般的である。

【０００３】即ち、この通信方法は、送信側Ｔでは発振
器１で周波数ｆ０の搬送波を生成すると共に、乗算器２
によって前記搬送波を伝送すべき情報データＤで変調
し、更に乗算器３を使用してその変調信号を所要ビット
長の疑似雑音（以下、ＰＮ系列と称する）ｐｔで乗積変
調することによって前記情報データＤをスペクトラム拡
散した後、無線通信路を介して受信側Ｒに送出する。

【０００４】一方、受信側Ｒでは可変周波数発振器ＶＣ
Ｏ４で周波数ｆＬのローカル信号を発生させると共に、
ＰＮ系列発生器５で送信側Ｔに於いて使用したものと同
一のＰＮ系列ｐｒを発生させ、送信側Ｔから送致された
スペクトラム拡散信号と前記ローカル信号（局部発信信
号）とをミキサ６で周波数混合することにより前記スペ
クトラム拡散信号を周波数ｆ０−ｆＬ（以下、中間周波
数ｆＩと称する）の中間周波信号に変換した後、データ
復調部７及び遅延ロックループ装置（以下、ＤＬＬと称
する）８各々に出力する。データ復調部７は乗算器９を
使用して前記ＰＮ系列ｐｒで中間周波信号を逆拡散する
と共に、その逆拡散させた信号から前記情報データＤの
伝送速度に基づく帯域幅であってその中心周波数がｆＩ
の信号成分をバンドパスフィルタ１０で抽出した後、そ
の抽出信号を検波器１１で包絡線検波し、周波数ｆＩの
中間周波成分を除去することによって元の情報データＤ
を検波し、周波数ｆＩの中間周波成分を除去することに
よって元の情報データＤを復調する。

【０００５】又、受信側Ｒはデータ復調の際に、レベル
検出器１２を使用して復調情報データＤの絶対値を求め
ると共に、この絶対値信号をその情報データＤのデータ
周期毎に積分してその信号レベルが所定値を越えたか否
かを判断し、そのレベルが所定値を越えるまで前記ＰＮ
系列ｐｒを１ビットずつ順次シフトするようにＰＮ系列
発生器５を制御して、送信側Ｔ及び受信側Ｒ各々に於い
て使用するＰＮ系列を互いに同期させる所謂スライディ
ング相関器にてＰＮ系列の同期を図る。

【０００６】更に、この方法で送信側ＴのＰＮ系列ｐｔ
と受信側ＲのＰＮ系列ｐｒとの同期をとった後、受信側
ＲはＤＬＬ８を使用してこの同期状態を保持するよう
に、ＰＮ系列発生器５のシフトクロック周波数を調整す
る。即ち、ＤＬＬ８は乗算器１３を使用して前記ＰＮ系
列ｐｒよりも位相が１チップ進んだＰＮ系列ｐｒ＋で前
記中間周波信号を逆拡散し、その逆拡散させた信号から
前記情報データＤの伝送速度に基づく帯域幅であってそ
の中心周波数がｆＩの信号成分をバンドパスフィルタ１
４で抽出した後、検波器１５でその抽出信号を包絡線検
波すると共にその検波信号の絶対値を加算器１６の一方
の入力端に供給する。又、乗算器１７を使用して前記Ｐ
Ｎ系列ｐｒよりも位相が１チップ遅れたＰＮ系列ｐ−で
前記中間周波信号を逆拡散し、上述のバンドパスフィル
タ１４及び検波器１５と同様のバンドパスフィルタ１８
及び検波器１９で前記逆拡信号を包絡線検波すると共に
その検波信号の絶対値を前記加算器１６の他方入力端に
供給する。更に、ＤＬＬ８は加算器１６で検波器１５の
出力信号から検波器１９の出力信号を減算した信号をロ
ーパスフィルタ２０を介してＶＣＸＯ２１の制御端子に
供給すると共に、そのＶＣＸＯ２１が発振するクロック
信号をＰＮ系列発生器５の入力端に供給することによっ
てローパスフィルタ２０の出力信号の振幅値に比例して
ＶＣＸＯ２１のクロック周波数を制御し、ＰＮ系列ｐｒ
とＰＮ系列ｐｔとの同期を保持させる。

【０００７】しかし、上述のようなＤＬＬでは送信側、
又は受信側或は両方が高速で移動する場合、ドップラ効
果により受信信号の周波数が変動するため、受信信号を
前記ＰＮ系列ｐｒ＋及びｐｒ−で逆拡散した信号の周波
数が夫々前記バンドパスフィルタ１４及び１８の通過帯
域を外れて送信側と受信側とのＰＮ系列の同期保持を正
確に行なうことができないと云う問題があった。又、同
様の問題は送信側に於いて生成する搬送波、又は受信側
に於いて生成するローカル信号の周波数に変動がある場
合にも発生し、特に情報データの伝送速度が遅く、且つ
搬送波の周波数が極めて高い場合顕著であった。尚、こ
の問題を解決する方法としてドップラ効果等による搬送
波の周波数変動を加味して前記バンドパスフィルタの通
過帯域幅を広くすることが考えられるが、その分Ｓ／Ｎ
が悪化するため実用的ではない。

【０００８】従来、この問題を解決する方法としては図
３に示すものが知られている。この方法は、送信側Ｔで
は情報データを送信するための搬送波とは別に所定周波
数の連続波ＣＷを送信する。一方、受信側Ｒではこの連
続波ＣＷの受信周波数を観測するためのドップラ検出器
１３を設け、その観測周波数と規定周波数との差に基づ
いてＶＣＯ１４が発生するローカル信号の周波数を補正
して前記ＰＮ系列ｐｒ＋及びｐｒ−で逆拡散した信号の
周波数が常にバンドパスフィルタ１４及び１８の中心周
波数になるようにしていた。

【０００９】しかしながら、上述のＤＬＬでは、情報デ
ータを通信するための送信機及び受信機以外にドップラ
効果等の影響を測定するための送信機及び受信機が必要
なため、装置が非常に効果となるばかりでなく、周波数
利用効率が悪化するという欠点があった。

【００１０】

【発明の目的】本発明は上述したようなドップラ効果、
又は送信側の搬送周波数の変動等を伴う場合のＤＬＬの
問題を解決するためになされたものであって、装置の大
型化を伴わずしかも周波数の利用効率を阻害することな
く、周波数変動の影響を除去し送信側と受信側とのＰＮ
系列の同期保持を正確に行なうことが可能なＤＬＬを提
供することを目的とする。

【００１１】

【発明の概要】上述の目的を達成するため、本発明に於
いては以下のように構成する。即ち、スペクトラム拡散
通信を行なう際に、その受信側の疑似雑音よりも位相が
進んだ疑似雑音で受信信号を逆拡散した第１の信号と、
受信側の疑似雑音よりも位相が遅れた疑似雑音で受信信
号を逆拡散した第２の信号とに基づく差分信号に比例し
て受信側の疑似雑音のシフトクロック周波数を制御し、
受信側とその送信側との疑似雑音の同期状態を保持させ
る手段に於いて、前記第１の信号のスペクトル成分の最
大値と、前記第２の信号のスペクトル成分の最大値との
差分値に比例して前記受信側の疑似雑音のシフトクロッ
ク周波数を制御して受信側と送信側との疑似雑音の同期
状態を保持させるように構成する。

【００１２】

【実施例】以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳
細に説明する。図１は本発明に係るＤＬＬを具えたスペ
クトラム拡散信号復調装置の一実施例を示す構成図であ
る。尚、送信側は図２に示したものと違いがないので、
ここでは重複した説明を省略する。

【００１３】同図に於いてＷは復調装置全体を示し、こ
れは周波数ｆＬのローカル信号を発生する局部発振器と
してのＶＣＯ２２、及び送信側と同一のＰＮ系列ｐｒ’
を発生するＰＮ系列発生器２３を具えると共に、送信側
から送致された搬送周波数ｆ０のスペクトラム拡散信号
Ｓと前記周波数ｆＬのローカル信号とをミキサ２４で周
波数混合してそのスペクトラム拡散信号Ｓを周波数ｆＩ
の中間周波信号に変換し、その中間周波信号をデータ復
調部２５及びレベル検出器２６を介して前記ＰＮ系列発
生器２３の入力端子に供給する。ここで、データ復調部
２５は上述した従来のものと同様に乗算器２７、バンド
パスフィルタ２８及び検波器２９を具え、それ等は前記
中間周波信号から元の情報データＤを復調するように接
続する。又、レベル検出器２６も上述したものと同様に
復調情報データＤの絶対値信号をその情報データＤのデ
ータ周期毎に積分してその信号レベルが所定値を越えた
か否かを判断し、そのレベルが所定値を越えるまで前記
ＰＮ系列ｐｒ’を１ビットずつ順次シフトするようにＰ
Ｎ系列発生器２３を制御して、送信側及び受信側各々に
於いて使用するＰＮ系列を互いに同期させるように接続
する。

【００１４】又、復調装置Ｗは前記中間周波信号をＤＬ
Ｌ３０に供給し、そのＤＬＬ３０から出力するシフトク
ロックを前記ＰＮ系列発生器２３のクロック入力端に供
給するように接続する。このＤＬＬ３０は周波数ｆＩの
ローカル信号を発生するための局部発振器３１と、その
ローカル信号の位相をπ／２［ｒａｄ］遅延させるため
の移相器３２と、前記ＰＮ系列ｐｒ’の周期を情報デー
タＤのデータ伝送周期と同一にするのに必要なシフトク
ロックを発生するためのＶＣＸＯ３３とを具え、乗算器
３４によって前記ＰＮ系列ｐｒ’よりも位相が１チップ
進んだＰＮ系列ｐｒ’＋で前記中間周波信号を逆拡散す
ると共に、その逆拡散信号Ｒ＋と前記周波数ｆＩのロー
カル信号とをミキサ３５で周波数混合して得たベースバ
ンド信号に於ける逆拡散信号ＳＲ１の実数項成分信号Ｉ
１をエイリアジング除去用ローパスフィルタ３６を介し
てＡ／Ｄ変換器３７に供給し、そのデジタル信号をＤｉ
ｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ
装置（以下、ＤＦＴと称する）３８の一方の入力端に供
給する。又、前記逆拡散信号Ｒ＋を分岐し、その逆拡散
信号Ｒ＋と前記位相遅延させた周波数ｆＩのローカル信
号とをミキサ３９で周波数混合して得た前記逆拡散信号
ＳＲ１の虚数項成分信号Ｑ１をエイリアジング除去用ロ
ーパスフィルタ４０を介してＡ／Ｄ変換器３７に供給
し、そのデジタル信号を前記ＤＦＴ３８の他方の入力端
に供給する。虚実２つの成分を入力したＤＦＴ３８は逆
拡散信号ＳＲ１の周波数成分を算出し、その周波数成分
を演算器４１に供給し、ここでスペクトル値を求めると
共にその最大スペクトル値Ｍ１を加算器４２の一方の入
力端に供給する。

【００１５】一方、前記中間周波信号を分岐し、乗算器
４３によって前記ＰＮ系列ｐｒ’よりも位相が１チップ
遅れたＰＮ系列ｐｒ’−で中間周波信号を逆拡散すると
共に、その逆拡散信号Ｒ−と前記周波数ｆＩのローカル
信号とをミキサ４４で周波数混合して得たベースバンド
信号に於ける逆拡散信号ＳＲ２の実数項成分信号Ｉ２を
エイリアジング除去用ローパスフィルタ４５を介してＡ
／Ｄ変換器４６に供給し、そのデジタル信号を第２のＤ
ＦＴ４７の一方の入力端に供給する。又、前記逆拡散信
号Ｒ−を分岐し、その逆拡散信号Ｒ−と前記位相遅延さ
せた周波数ｆＩのローカル信号とをミキサ４８で周波数
混合して得た前記逆拡散信号ＳＲ２の虚数項成分信号Ｑ
２をエイリアジング除去用ローパスフィルタ４９を介し
てＡ／Ｄ変換器４６に供給し、そのデジタル信号を前記
ＤＦＴ４７の他方の入力端に供給する。虚実２つの成分
を入力したＤＦＴ４７は逆拡散信号ＳＲ２の周波数成分
を算出し、その周波数成分を演算器５０に供給し、ここ
でスペクトル値を求めると共にその最大スペクトル値Ｍ
２を前記加算器４２の他方の入力端に供給する。

【００１６】更に、ＤＬＬ３０は加算器４２で前記最大
スペクトル値Ｍ１からＭ２を減算した差分値信号に比例
した制御信号をローパスフィルタ５１を介して前記ＶＣ
ＸＯ３３の制御端子に供給すると共に、そのＶＣＸＯ３
３の出力クロック信号を前記ＰＮ系列発生器２３のクロ
ック入力端に供給し、送信側のＰＮ系列と前記ＰＮ系列
ｐｒ’との同期を保持するように構成する。

【００１７】このように構成する復調装置は以下のよう
に動作する。尚、ＤＬＬ３０以外の動作は従来技術に於
いて説明したものとほぼ同じであるから詳細な説明は省
略するが、前記逆拡散信号ＳＲ１及びＳＲ２は、夫々上
述したように情報データＤを復調するためのＰＮ系列ｐ
ｒ’よりも位相が１チップ進んだＰＮ系列ｐｒ’＋及び
１チップ遅れたＰＮ系列ｐｒ’−で周波数ｆＩの中間周
波信号を逆拡散した信号であって、前記レベル検出器２
６で送受信側相互のＰＮ系列の同期捕捉後の両信号のレ
ベルはＰＮ系列ｐｒ’の自己相関値に近い値である。従
って、両信号が夫々ミキサ３５、３９、４４及び４８に
於いて同一周波数のローカル信号に混合されると、両者
の差の周波数信号が出力されるが、両周波数が同一の場
合は送信されたデータ波形が得られる。

【００１８】しかし、ドップラ効果により受信周波数が
変動し、ｆＩ＋ΔｆＩに変化した場合には、前記ミキサ
３５、３９、４４及び４８の出力にはデータ信号の他、
前記変化分ΔｆＩが含まれたものとなる。

【００１９】そこで、ＤＬＬ３０は前記情報データＤの
ビット期間中、即ちビット値が０又は１、或は−１の状
態値を保つ間にＤＦＴ３８を使用して実数項成分信号Ｉ
１と虚数項成分信号Ｑ１とから各周波数成分の実数項成
分値Ｘ１と虚数項成分値Ｙ１とを求め、更に演算器４１
によってベースバンドに於ける逆拡散信号ＳＲ１の周波
数スペクトル成分の絶対値の最大値Ｍ１を求める。又、
同様にＤＦＴ４７を使用して実数項成分信号Ｉ２と虚数
項成分信号Ｑ２とから各周波数成分の実数項成分値Ｘ２
と虚数項成分値Ｙ２とを求め、更に演算器５０によって
ベースバンドに於ける逆拡散信号ＳＲ２の周波数スペク
トル成分の絶対値の最大値Ｍ２を求める。

【００２０】即ち、ＤＦＴ３８及び４７が算出可能なス
ペクトルの周波数帯域幅Ｂｘ［Ｈｚ］は送信側と受信側
との間の最大相対速度をｖｍａｘ［ｍ／ｓ］、光速度を
ｃ［ｍ／ｓ］とすれば次式、 Ｂｘ≧ｆ０・ｖｍａｘ／２ｃ［Ｈｚ］ となるから、ドップラ効果等による周波数偏移ΔｆＩが
Ｂｘ≧ΔｆＩを満たす範囲に於いては前記周波数スペク
トル成分の絶対値の最大値Ｍ１からＭ２を減じた差分信
号を正確に得ることができ、しかも周波数帯域幅Ｂｘは
非常に広くすることが可能であるから、前記差分信号に
比例してＶＣＯ３３の出力クロック信号の周波数を制御
し、ＰＮ系列発生器２３のシフトクロック周波数を可変
することによって送信側のＰＮ系列とＰＮ系列ｐｒ’と
の同期状態を正確に制御することができる。

【００２１】尚、上述の実施例ではデータ復調部に供給
するＰＮ系列ｐｒ’よりも位相が１チップ進んだＰＮ系
列ｐｒ’＋と１チップ遅れたＰＮ系列ｐｒ−を使用した
が、本発明はこれに限らず前記ＰＮ系列ｐｒ’よりも位
相が進んだＰＮ系列と遅れたＰＮ系列とを使用すれば、
上述したように送信側と受信側とのＰＮ系列の同期状態
保持を行なうことができることは自明であろう。又、上
述の実施例に於いては送信側から送致されたスペクトラ
ム拡散信号の搬送周波数を中間周波信号に変換した後に
逆拡散操作を行なったが、本発明はこれに限らずスペク
トラム拡散信号に対して直接逆拡散操作を行なっても良
いことは自明であろう。

【００２２】

【発明の効果】本発明は以上説明したように、スペクト
ラム拡散信号を逆拡散する際に使用するＰＮ系列よりも
位相が進んだＰＮ系列と位相が遅れたＰＮ系列とで夫々
前記スペクトラム拡散信号を逆拡散した両信号のスペク
トル成分をその周波数帯域を広くすることが可能なＤＦ
Ｔで求めると共に、夫々の最大値の差分値に比例してＰ
Ｎ系列のシフトクロック周波数を制御したので、ドップ
ラ効果等の影響を受けて受信周波数等が変化してもＳ／
Ｎを悪化させることなく送信側と受信側とのＰＮ系列の
同期保持を正確に行なうことが可能なＤＬＬを提供する
上で効果がある。

【００２３】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。

【図２】従来のＤＬＬを説明する図である。

【図３】従来の他のＤＬＬを説明する図である。

【符号の説明】

２３ ＰＮ系列発生器、３０ ＤＬＬ、３１ 局部発振
器、３２ 移相器、３３ ＶＣＸＯ、３４及び４３ 乗
積器、３５、３９、４４及び４８ ミキサ、３６、４
０、４５、４９及び５１ ローパスフィルタ、３７及び
４６ Ａ／Ｄ変換器、３８及び４７ ＤＦＴ、４１及び
５０ 演算器、４２ 加算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトラム拡散通信を行なう際に、そ
   の受信側の疑似雑音よりも位相が進んだ疑似雑音で受信
   信号を逆拡散した第１の信号と、受信側の疑似雑音より
   も位相が遅れた疑似雑音で受信信号を逆拡散した第２の
   信号とに基づく差分信号に比例して受信側の疑似雑音の
   シフトクロック周波数を制御し、受信側とその送信側と
   の疑似雑音の同期状態を保持させる手段に於いて、前記
   第１の信号のスペクトル成分の最大値と、前記第２の信
   号のスペクトル成分の最大値との差分値に比例して前記
   受信側の疑似雑音のシフトクロック周波数を制御して受
   信側と送信側との疑似雑音の同期状態を保持させるよう
   にしたことを特徴とする遅延ロックループ装置。