JPH05207086A - 二重差動符号化通信方式及びその装置 - Google Patents
二重差動符号化通信方式及びその装置Info
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- JPH05207086A JPH05207086A JP4010694A JP1069492A JPH05207086A JP H05207086 A JPH05207086 A JP H05207086A JP 4010694 A JP4010694 A JP 4010694A JP 1069492 A JP1069492 A JP 1069492A JP H05207086 A JPH05207086 A JP H05207086A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 位相変調方式によるデジタルデータ通信にお
いて、キャリア周波数変動による位相誤差を容易に補償
できる二重差動符号化方式による通信装置を提供する。 【構成】 伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット
遅延させて加算した第一変調信号を、再度１タイムスロ
ット遅延させて加算して生成した第二変調信号により搬
送波の位相を変調して送信する二重差動変調方式と、受
信高周波信号から直交するベースバンド信号を位相検波
して、そのベースバンド信号と１タイムスロット前のベ
ースバンド信号とから遅延検波して得られた前記第一変
調信号を、再度１タイムスロット遅延検波して前記伝送
すべきデジタル信号に復調する二重遅延検波方式とから
構成する。
いて、キャリア周波数変動による位相誤差を容易に補償
できる二重差動符号化方式による通信装置を提供する。 【構成】 伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット
遅延させて加算した第一変調信号を、再度１タイムスロ
ット遅延させて加算して生成した第二変調信号により搬
送波の位相を変調して送信する二重差動変調方式と、受
信高周波信号から直交するベースバンド信号を位相検波
して、そのベースバンド信号と１タイムスロット前のベ
ースバンド信号とから遅延検波して得られた前記第一変
調信号を、再度１タイムスロット遅延検波して前記伝送
すべきデジタル信号に復調する二重遅延検波方式とから
構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、携帯電話やＬＡＮ等の
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
る二重差動符号化通信方式及びその装置に関する。
高速デジタル信号伝送用の無線ネットワークで使用され
る二重差動符号化通信方式及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】上述の無線ネットワークで使用される通
信装置、特に受信装置としては、位相変調された受信高
周波信号から直交するベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、その位相検波手段により検波されたベース
バンド信号と１タイムスロット前のベースバンド信号と
から変調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段とで
構成したものがあり、前記遅延検波手段を、今回のベー
スバンド信号と、１タイムスロット前のベースバンド信
号とから変調デジタル信号を演算導出するべく、直交成
分データを１タイムスロット遅延させる遅延回路と、３
乃至４個の乗算器及び加減算器等でなる演算回路とを設
けて構成したものがあった（特願平２−２５２３３８
号）。そして、位相検波手段によりベースバンド信号を
検波する際に、搬送波等に生じる周波数変動により１タ
イムスロットに位相差が生じる結果、誤り特性が劣化す
るという欠点を回避するため、前記演算回路に、位相差
の移動平均等を用いて周波数変動を補償する位相補償回
路を設けていた。
信装置、特に受信装置としては、位相変調された受信高
周波信号から直交するベースバンド信号を検波する位相
検波手段と、その位相検波手段により検波されたベース
バンド信号と１タイムスロット前のベースバンド信号と
から変調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段とで
構成したものがあり、前記遅延検波手段を、今回のベー
スバンド信号と、１タイムスロット前のベースバンド信
号とから変調デジタル信号を演算導出するべく、直交成
分データを１タイムスロット遅延させる遅延回路と、３
乃至４個の乗算器及び加減算器等でなる演算回路とを設
けて構成したものがあった（特願平２−２５２３３８
号）。そして、位相検波手段によりベースバンド信号を
検波する際に、搬送波等に生じる周波数変動により１タ
イムスロットに位相差が生じる結果、誤り特性が劣化す
るという欠点を回避するため、前記演算回路に、位相差
の移動平均等を用いて周波数変動を補償する位相補償回
路を設けていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
のベースバンド遅延検波方式を用いた受信装置によれ
ば、位相のずれを演算する位相補償回路の構成が複雑で
あるばかりか、１タイムスロットあたりの位相誤差が変
調位相単位（ＢＰＳＫではπ、ＱＰＳＫではπ／２）の
１／２以上になると正確に補償できないという欠点があ
った。本発明の目的は上記欠点を解消する点にある。
のベースバンド遅延検波方式を用いた受信装置によれ
ば、位相のずれを演算する位相補償回路の構成が複雑で
あるばかりか、１タイムスロットあたりの位相誤差が変
調位相単位（ＢＰＳＫではπ、ＱＰＳＫではπ／２）の
１／２以上になると正確に補償できないという欠点があ
った。本発明の目的は上記欠点を解消する点にある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明による二重差動符号化通信方式の特徴構成は、伝
送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加
算した第一変調信号を、再度１タイムスロット遅延させ
て加算して生成した第二変調信号により搬送波の位相を
変調して送信する二重差動変調方式と、受信高周波信号
からπ／２位相の異なるベースバンド信号を位相検波し
て、そのベースバンド信号と１タイムスロット前のベー
スバンド信号とから遅延検波して得られた前記第一変調
信号を、再度１タイムスロット遅延検波して前記伝送す
べきデジタル信号に復調する二重遅延検波方式とから構
成してあることにある。
本発明による二重差動符号化通信方式の特徴構成は、伝
送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加
算した第一変調信号を、再度１タイムスロット遅延させ
て加算して生成した第二変調信号により搬送波の位相を
変調して送信する二重差動変調方式と、受信高周波信号
からπ／２位相の異なるベースバンド信号を位相検波し
て、そのベースバンド信号と１タイムスロット前のベー
スバンド信号とから遅延検波して得られた前記第一変調
信号を、再度１タイムスロット遅延検波して前記伝送す
べきデジタル信号に復調する二重遅延検波方式とから構
成してあることにある。
【０００５】上述の二重差動符号化通信方式を実現する
にあたり、本発明による二重差動符号化通信装置の特徴
構成は、位相変調された受信高周波信号からベースバン
ド信号を検波する位相検波手段と、その位相検波手段に
より検波されたベースバンド信号と１タイムスロット前
のベースバンド信号とから変調デジタル信号を演算導出
する遅延検波手段とで構成し、前記遅延検波手段を、変
調デジタル信号を導出する第一遅延検波部と、その第一
遅延検波部により導出された変調デジタル信号から周波
数誤差を除去する第二遅延検波部とで構成してあること
にある。
にあたり、本発明による二重差動符号化通信装置の特徴
構成は、位相変調された受信高周波信号からベースバン
ド信号を検波する位相検波手段と、その位相検波手段に
より検波されたベースバンド信号と１タイムスロット前
のベースバンド信号とから変調デジタル信号を演算導出
する遅延検波手段とで構成し、前記遅延検波手段を、変
調デジタル信号を導出する第一遅延検波部と、その第一
遅延検波部により導出された変調デジタル信号から周波
数誤差を除去する第二遅延検波部とで構成してあること
にある。
【０００６】上述の二重差動符号化通信装置において、
前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変調デジタ
ル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽
出され周波数ＦC−ＦLで位相回転する前記ベースバンド
信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分デー
タを導出する直交成分導出部とで構成して、前記遅延検
波手段を、前記直交成分データを角度成分データに変換
して、その角度成分データと１タイムスロット前の角度
成分データとから変調デジタル信号を演算導出するよう
に構成してあることが好ましい。
前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変調デジタ
ル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、前記位相検波部で抽
出され周波数ＦC−ＦLで位相回転する前記ベースバンド
信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交成分デー
タを導出する直交成分導出部とで構成して、前記遅延検
波手段を、前記直交成分データを角度成分データに変換
して、その角度成分データと１タイムスロット前の角度
成分データとから変調デジタル信号を演算導出するよう
に構成してあることが好ましい。
【０００７】受信高周波信号を生成する二重差動符号化
通信装置は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロッ
ト遅延させて加算する第一差動手段と、その第一差動手
段により生成された第一変調信号を再度１タイムスロッ
ト遅延させて加算する第二差動手段と、その第二差動手
段により生成された第二変調信号により搬送波の位相を
変調する位相変調手段と、その位相変調手段により生成
された信号を送信する送信手段とから構成してあればよ
い。
通信装置は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロッ
ト遅延させて加算する第一差動手段と、その第一差動手
段により生成された第一変調信号を再度１タイムスロッ
ト遅延させて加算する第二差動手段と、その第二差動手
段により生成された第二変調信号により搬送波の位相を
変調する位相変調手段と、その位相変調手段により生成
された信号を送信する送信手段とから構成してあればよ
い。
【０００８】
【作用】Δφを位相角初期値、Δωを周波数誤差による
１タイムスロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次
差動位相差として、位相検波手段により検波された２タ
イムスロット前の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ），ｓ
ｉｎ（Δφ））、１タイムスロット前の直交検波出力を
（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋
Ｓ２））、現在の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω
＋Ｓ１＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２））
とすると、２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。これらを
さらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去できる。
１タイムスロットあたりの位相誤差、Ｓ１，Ｓ２を一次
差動位相差として、位相検波手段により検波された２タ
イムスロット前の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ），ｓ
ｉｎ（Δφ））、１タイムスロット前の直交検波出力を
（ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋
Ｓ２））、現在の直交検波出力を（ｃｏｓ（Δφ＋Δω
＋Ｓ１＋Ｓ２），ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２））
とすると、２タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２） Ｑ２’＝ｃｏｓ（Δφ）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２） 同様に、１タイムスロット前の遅延検波演算は、 Ｉ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＋ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） Ｑ１’＝ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） −ｓｉｎ（Δφ＋Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δφ＋Δω＋Ｓ１＋Ｓ２） ＝ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） となり一次遅延検波でΔφの項が消去される。これらを
さらに遅延検波すると、 Ｉ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＋ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） ＝ｃｏｓ（Ｓ１−Ｓ２） Ｑ１＝ｃｏｓ（Δω＋Ｓ２）・ｓｉｎ（Δω＋Ｓ１） −ｓｉｎ（Δω＋Ｓ２）・ｃｏｓ（Δω＋Ｓ１） ＝ｓｉｎ（Ｓ１−Ｓ２） となり、二次遅延検波ではΔωの項が消去される。即
ち、周波数誤差による位相誤差が除去できる。
【０００９】上述の二重差動符号化通信装置において、
前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変調デジタ
ル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、周波数ＦC−ＦLで位
相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分導出
部とで構成すると、位相検波部を単一のミキサ回路で構
成しながらも直交成分データを得ることができる。さら
に、前記遅延検波手段を、前記直交成分データを角度成
分データに変換して、その角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出するように構成すれば、角度成分データを遅延す
るのに２つの遅延回路を継続接続することで容易に構成
できる。
前記位相検波手段を、搬送波の周波数ＦC、変調デジタ
ル信号のシンボルレートＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部と、周波数ＦC−ＦLで位
相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間隔で
Ａ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分導出
部とで構成すると、位相検波部を単一のミキサ回路で構
成しながらも直交成分データを得ることができる。さら
に、前記遅延検波手段を、前記直交成分データを角度成
分データに変換して、その角度成分データと１タイムス
ロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を演
算導出するように構成すれば、角度成分データを遅延す
るのに２つの遅延回路を継続接続することで容易に構成
できる。
【００１０】
【発明の効果】本発明による二重差動符号化通信方式及
びその装置によれば、極めて簡単な回路構成で、外乱に
よる位相変化に対しても、又、１タイムスロットあたり
の位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫではπ、ＱＰＳＫ
ではπ／２）の１／２以上になる場合であっても確実に
位相誤差を補償できる通信方式及びその装置を提供でき
るようになった。
びその装置によれば、極めて簡単な回路構成で、外乱に
よる位相変化に対しても、又、１タイムスロットあたり
の位相誤差が変調位相単位（ＢＰＳＫではπ、ＱＰＳＫ
ではπ／２）の１／２以上になる場合であっても確実に
位相誤差を補償できる通信方式及びその装置を提供でき
るようになった。
【００１１】
【実施例】以下に実施例を説明する。データ伝送速度
（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓの変調デジタル信号
で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波数１５０ＭＨｚ
の高周波信号を受信する二重差動符号化通信装置は、送
信装置と受信装置とで構成される。
（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓの変調デジタル信号
で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された周波数１５０ＭＨｚ
の高周波信号を受信する二重差動符号化通信装置は、送
信装置と受信装置とで構成される。
【００１２】図１に示すように、送信装置は、伝送すべ
きデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加算する
第一差動手段１と、その第一差動手段１により生成され
た第一変調信号を再度１タイムスロット遅延させて加算
する第二差動手段２と、その第二差動手段２により生成
された第二変調信号により搬送波の位相を変調するリン
グ変調器等でなる位相変調手段３と、その位相変調手段
３により生成された信号を送信する送信手段４とから構
成してある。前記第一差動手段１及び第二差動手段２
は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延す
るシフトレジスタ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅
延信号とをｍｏｄ．２で加算する加算器で構成してあ
る。
きデジタル信号を１タイムスロット遅延させて加算する
第一差動手段１と、その第一差動手段１により生成され
た第一変調信号を再度１タイムスロット遅延させて加算
する第二差動手段２と、その第二差動手段２により生成
された第二変調信号により搬送波の位相を変調するリン
グ変調器等でなる位相変調手段３と、その位相変調手段
３により生成された信号を送信する送信手段４とから構
成してある。前記第一差動手段１及び第二差動手段２
は、伝送すべきデジタル信号を１タイムスロット遅延す
るシフトレジスタ等のデジタル遅延素子と、現信号と遅
延信号とをｍｏｄ．２で加算する加算器で構成してあ
る。
【００１３】図２に示すように、受信装置は、受信高周
波信号を増幅する増幅手段５と、増幅された高周波信号
から直交するベースバンド信号を検波する位相検波手段
６と、その位相検波手段６により検波されたベースバン
ド信号と１タイムスロット前のベースバンド信号とから
変調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段７とで構
成してあり、前記遅延検波手段７を、変調デジタル信号
を導出する第一遅延検波部８と、その第一遅延検波部８
により導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除
去する第二遅延検波部９とで構成してある。
波信号を増幅する増幅手段５と、増幅された高周波信号
から直交するベースバンド信号を検波する位相検波手段
６と、その位相検波手段６により検波されたベースバン
ド信号と１タイムスロット前のベースバンド信号とから
変調デジタル信号を演算導出する遅延検波手段７とで構
成してあり、前記遅延検波手段７を、変調デジタル信号
を導出する第一遅延検波部８と、その第一遅延検波部８
により導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除
去する第二遅延検波部９とで構成してある。
【００１４】詳述すると、図３に示すように、前記位相
検波手段２は、前記増幅手段１の出力信号から、搬送波
の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦB、
正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等でなる位相検波部６Ａ
と、その出力から直交成分を導出する直交成分導出部６
Ｂとで構成してあり、本実施例ではＦC＝１５０ＭＨ
ｚ、ＦL＝１４８ＭＨｚ、ＦB＝１ＭＨｚ、Ｎ＝１で構成
してある。前記直交成分導出部６Ｂは、周波数８ＭＨｚ
のクロック発振器６４と、そのクロック発振器６４から
のクロック信号に同期して前記ベースバンド信号をデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６５とで構成してあ
り、周波数ＦC−ＦL（＝２ＭＨｚ）でビートするベース
バンド信号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換することになる。
検波手段２は、前記増幅手段１の出力信号から、搬送波
の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦB、
正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号を生成する発振
器６１と、その参照信号でベースバンド信号を検波する
ミキサ回路６２と、増幅器６３等でなる位相検波部６Ａ
と、その出力から直交成分を導出する直交成分導出部６
Ｂとで構成してあり、本実施例ではＦC＝１５０ＭＨ
ｚ、ＦL＝１４８ＭＨｚ、ＦB＝１ＭＨｚ、Ｎ＝１で構成
してある。前記直交成分導出部６Ｂは、周波数８ＭＨｚ
のクロック発振器６４と、そのクロック発振器６４から
のクロック信号に同期して前記ベースバンド信号をデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６５とで構成してあ
り、周波数ＦC−ＦL（＝２ＭＨｚ）でビートするベース
バンド信号をπ／２間隔でＡ／Ｄ変換することになる。
【００１５】前記遅延検波手段７は、π／２間隔でデジ
タルデータにされた直交成分データを角度成分データに
変換する角度変換器７１と、角度変換器７１による角度
成分データと１タイムスロット前の角度成分データとか
ら変調デジタル信号を演算導出する遅延検波回路８，９
とで構成してある。詳述すると、前記角度変換器７１
は、位相角０°から３６０°に対応して００Ｈから０Ｆ
ＦＨのＨＥＸデータが格納されたＲＯＭ７３と、位相が
π／２異なる前回にＡ／Ｄ変換器６５で変換されたデジ
タル信号を確保するシフトレジスタ７２と、前記Ａ／Ｄ
変換器６５で最新に変換されたデジタルデータと前記シ
フトレジスタ７２のデータとから前記ベースバンド信号
の角度成分データを前記ＲＯＭ７３から読み出すアクセ
ス回路（図示せず）とで構成してある。前記遅延検波回
路８，９は、それぞれ前記角度成分データを１タイムス
ロット遅延させるシフトレジスタＳＲ０からＳＲ７と、
シフトレジスタＳＲ７の値と最新の角度成分データを減
算する演算器８１，９１で構成してある。即ち、前記演
算器８１が変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部
となり、前記演算器９１がその第一遅延検波部により導
出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する第
二遅延検波部を構成する。つまり、演算器８１，９１の
出力が００Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度
成分データが等しければ前回と今回のデータが等しく、
演算器８１，９１の出力が８０Ｈ、即ち、１タイムスロ
ット前と今回の角度成分データが位相反転していれば前
回と今回のデータは異なると判別される。ここに、演算
器８１，９１は、０°であれば００Ｈ、１８０°であれ
ば８０Ｈを示す８ビット減算器である。
タルデータにされた直交成分データを角度成分データに
変換する角度変換器７１と、角度変換器７１による角度
成分データと１タイムスロット前の角度成分データとか
ら変調デジタル信号を演算導出する遅延検波回路８，９
とで構成してある。詳述すると、前記角度変換器７１
は、位相角０°から３６０°に対応して００Ｈから０Ｆ
ＦＨのＨＥＸデータが格納されたＲＯＭ７３と、位相が
π／２異なる前回にＡ／Ｄ変換器６５で変換されたデジ
タル信号を確保するシフトレジスタ７２と、前記Ａ／Ｄ
変換器６５で最新に変換されたデジタルデータと前記シ
フトレジスタ７２のデータとから前記ベースバンド信号
の角度成分データを前記ＲＯＭ７３から読み出すアクセ
ス回路（図示せず）とで構成してある。前記遅延検波回
路８，９は、それぞれ前記角度成分データを１タイムス
ロット遅延させるシフトレジスタＳＲ０からＳＲ７と、
シフトレジスタＳＲ７の値と最新の角度成分データを減
算する演算器８１，９１で構成してある。即ち、前記演
算器８１が変調デジタル信号を導出する第一遅延検波部
となり、前記演算器９１がその第一遅延検波部により導
出された変調デジタル信号から周波数誤差を除去する第
二遅延検波部を構成する。つまり、演算器８１，９１の
出力が００Ｈ、即ち、１タイムスロット前と今回の角度
成分データが等しければ前回と今回のデータが等しく、
演算器８１，９１の出力が８０Ｈ、即ち、１タイムスロ
ット前と今回の角度成分データが位相反転していれば前
回と今回のデータは異なると判別される。ここに、演算
器８１，９１は、０°であれば００Ｈ、１８０°であれ
ば８０Ｈを示す８ビット減算器である。
【００１６】以下に別実施例を説明する。先の実施例で
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４８ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・
ＦBを満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例
では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、
これに限定するものではなく任意の位相変調に適用で
き、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。
この場合は、演算器 の出力は、０，π／２，π，３
π／２に対応して００Ｂ，０１Ｂ，１０Ｂ，１１Ｂのバ
イナリーデータが得られる。
は、データ伝送速度（シンボルレートＦB）１Ｍｂｐｓ
の変調デジタル信号で２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕された
周波数１５０ＭＨｚの高周波信号を周波数１４８ＭＨｚ
の参照信号で位相検波するシングルミキサー方式の直交
検波回路について説明したが、データ伝送速度、搬送波
周波数はこれらの値に限定するものではなく任意であ
り、参照波周波数は、｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・
ＦBを満たす周波数ＦLであれば任意である。先の実施例
では、２相位相変調〔ＢＰＳＫ〕について説明したが、
これに限定するものではなく任意の位相変調に適用で
き、例えば４相位相変調〔ＱＰＳＫ〕であってもよい。
この場合は、演算器 の出力は、０，π／２，π，３
π／２に対応して００Ｂ，０１Ｂ，１０Ｂ，１１Ｂのバ
イナリーデータが得られる。
【００１７】先の実施例では、遅延検波手段７を、直交
成分データを角度成分データに変換して、その角度成分
データと１タイムスロット前の角度成分データとから変
調デジタル信号を演算導出するように構成してあるもの
を説明したが、遅延検波手段７としては、図４に示すよ
うに、直交成分導出部６Ｂにて導出された直交成分デー
タを１タイムスロット遅延させるシフトレジスタＳＲ
０’，・・・，ＳＲ８’と、以下の演算を行う演算部８
１’とで第一遅延検波部８’を構成して、第一遅延検波
部により導出された一対の直交成分データをそれぞれ１
タイムスロット遅延させる遅延回路ＳＲ９’，ＳＲ１
０’と演算部９１’とで第二遅延検波部９’を構成して
もよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ）
成分データを角度成分データに変換して、その角度成分
データと１タイムスロット前の角度成分データとから変
調デジタル信号を演算導出するように構成してあるもの
を説明したが、遅延検波手段７としては、図４に示すよ
うに、直交成分導出部６Ｂにて導出された直交成分デー
タを１タイムスロット遅延させるシフトレジスタＳＲ
０’，・・・，ＳＲ８’と、以下の演算を行う演算部８
１’とで第一遅延検波部８’を構成して、第一遅延検波
部により導出された一対の直交成分データをそれぞれ１
タイムスロット遅延させる遅延回路ＳＲ９’，ＳＲ１
０’と演算部９１’とで第二遅延検波部９’を構成して
もよい。 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ）
【００１８】先の実施例では、受信高周波信号から直交
するベースバンド信号を検波する位相検波手段を、搬送
波の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレート
ＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部６Ａと、周波数ＦC−ＦL
の位相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間
隔でＡ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分
導出部６Ｂとで構成しているが、位相検波手段として
は、図５に示すように、搬送波の周波数ＦCと等しい周
波数ＦLの参照信号を生成する発振器６１’と参照信号
とπ／２位相の異なる直交参照信号を生成する位相器６
２’と、π／２位相の異なるベースバンド信号を生成す
る一対のミキサ回路６３’，６４’と、それらの出力を
デジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６５’，６６’
とで構成してもよい。この場合には、 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ） なる演算を行うための、遅延回路８０’、９０’と演算
部８１’、９１’とで、第一遅延検波部８’及び第二遅
延検波部９’を構成することになる。本方式は、４／π
シフトＱＰＳＫなどの狭帯域型の変調方式にも容易に適
応できる。
するベースバンド信号を検波する位相検波手段を、搬送
波の周波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレート
ＦB、正整数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部６Ａと、周波数ＦC−ＦL
の位相回転する前記ベースバンド信号に対してπ／２間
隔でＡ／Ｄ変換して直交成分データを導出する直交成分
導出部６Ｂとで構成しているが、位相検波手段として
は、図５に示すように、搬送波の周波数ＦCと等しい周
波数ＦLの参照信号を生成する発振器６１’と参照信号
とπ／２位相の異なる直交参照信号を生成する位相器６
２’と、π／２位相の異なるベースバンド信号を生成す
る一対のミキサ回路６３’，６４’と、それらの出力を
デジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器６５’，６６’
とで構成してもよい。この場合には、 Ｉ（ｎ）＝Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ−１） Ｑ（ｎ）＝−Ｓi （ｎ）・Ｓi-1 （ｎ−１）＋Ｓi （ｎ−１）・Ｓi-1 （ｎ） なる演算を行うための、遅延回路８０’、９０’と演算
部８１’、９１’とで、第一遅延検波部８’及び第二遅
延検波部９’を構成することになる。本方式は、４／π
シフトＱＰＳＫなどの狭帯域型の変調方式にも容易に適
応できる。
【００１９】尚、特許請求の範囲の項に図面との対照を
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
便利にするために符号を記すが、該記入により本発明は
添付図面の構成に限定されるものではない。
【図１】送信側の二重差動符号化通信装置の回路ブロッ
ク構成図
ク構成図
【図２】受信側の二重差動符号化通信装置の回路ブロッ
ク構成図
ク構成図
【図３】別実施例を示す受信側の二重差動符号化通信装
置の回路ブロック構成図
置の回路ブロック構成図
【図４】別実施例を示す受信側の二重差動符号化通信装
置の回路ブロック構成図
置の回路ブロック構成図
【図５】別実施例を示す受信側の二重差動符号化通信装
置の回路ブロック構成図
置の回路ブロック構成図
６ 位相検波手段 ７ 遅延検波手段 ６ 第一遅延検波部 ７ 第二遅延検波部
Claims (4)
- 【請求項１】 伝送すべきデジタル信号を１タイムスロ
ット遅延させて加算した第一変調信号を、再度１タイム
スロット遅延させて加算して生成した第二変調信号によ
り搬送波の位相を変調して送信する二重差動変調方式
と、 受信高周波信号から直交するベースバンド信号を位相検
波して、そのベースバンド信号と１タイムスロット前の
ベースバンド信号とから遅延検波して得られた前記第一
変調信号を、再度１タイムスロット遅延検波して前記伝
送すべきデジタル信号に復調する二重遅延検波方式とか
らなる二重差動符号化通信方式。 - 【請求項２】 位相変調された受信高周波信号からベー
スバンド信号を検波する位相検波手段（６）と、その位
相検波手段（６）により検波されたベースバンド信号と
１タイムスロット前のベースバンド信号とから変調デジ
タル信号を演算導出する遅延検波手段（７）とで構成
し、 前記遅延検波手段（７）を、変調デジタル信号を導出す
る第一遅延検波部（８）と、その第一遅延検波部（８）
により導出された変調デジタル信号から周波数誤差を除
去する第二遅延検波部（９）とで構成してある二重差動
符号化通信装置。 - 【請求項３】 前記位相検波手段（６）を、搬送波の周
波数ＦC、変調デジタル信号のシンボルレートＦB、正整
数Ｎに対して、 ｜ＦC−ＦL｜≧（１／２）・Ｎ・ＦB なる関係を有する周波数ＦLの参照信号で前記ベースバ
ンド信号を検波する位相検波部（６Ａ）と、前記位相検
波部で抽出され周波数ＦC−ＦLで位相回転する前記ベー
スバンド信号に対してπ／２間隔でＡ／Ｄ変換して直交
成分データを導出する直交成分導出部（６Ｂ）とで構成
して、 前記遅延検波手段（７）を、前記直交成分データを角度
成分データに変換して、その角度成分データと１タイム
スロット前の角度成分データとから変調デジタル信号を
演算導出するように構成してある請求項２記載の二重差
動符号化通信装置。 - 【請求項４】 請求項２又は３記載の受信高周波信号を
生成する二重差動符号化通信装置であって、伝送すべき
デジタル信号を１タイムスロット遅延させて加算する第
一差動手段（１）と、その第一差動手段（１）により生
成された第一変調信号を再度１タイムスロット遅延させ
て加算する第二差動手段（２）と、その第二差動手段
（２）により生成された第二変調信号により搬送波の位
相を変調する位相変調手段（３）と、その位相変調手段
（３）により生成された信号を送信する送信手段（４）
とから構成してある二重差動符号化通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010694A JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010694A JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207086A true JPH05207086A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2744541B2 JP2744541B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=11757394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4010694A Expired - Lifetime JP2744541B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | 二重差動符号化通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2744541B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4871514A (ja) * | 1971-12-25 | 1973-09-27 | ||
| JPS51117861A (en) * | 1975-04-09 | 1976-10-16 | Nec Corp | Differential phase demodulator |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP4010694A patent/JP2744541B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4871514A (ja) * | 1971-12-25 | 1973-09-27 | ||
| JPS51117861A (en) * | 1975-04-09 | 1976-10-16 | Nec Corp | Differential phase demodulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2744541B2 (ja) | 1998-04-28 |
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