JPH0515070A - 並列運転制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 瞬時制御形交流出力変換器を複数台並列接続
し、共通の負荷に対して並列運転する電源システムにお
いて、分担電流を高速にバランスさせる並列運転制御装
置を提供するものである。 【構成】 変換器相互間に流れるΔＩ₁ を電流検出回路
４０６にて検出し、横流制限用仮想インピーダンス回路
４０５にてＺ×ΔＩ₁ を求め、この信号を減算器５０４
により母線電圧指令値Ｖ^* から減じた信号Ｖ^* （＝Ｖ^*
−Ｚ×ΔＩ₁ ）を瞬時電圧制御回路４０３の指令値とす
る。一方、共通の発振器８により各変換器の電圧位相差
が生じないようにして、横流の有効分がなくなるように
動作させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、共通の負荷に対して並
列運転する電源系統間の電流バランスを制御する並列運
転制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１６は例えば特公昭５３−３６１３７
号公報及び特公昭５６−１３１０１号公報に示された従
来の交流出力変換器の並列運転システムを示す構成図で
ある。図において、１は１号インバータ装置、２は同じ
構成の２号インバータ装置で、１号及び２号インバータ
装置１及び２は出力母線３を通じて並列運転しつつ負荷
４へ電力を供給している。上記１号インバータ装置１
は、インバータ本体１００、フィルタ用リアクトル１０
１、同コンデンサ１０２を主要構成要素とし、直流電源
５の電力を交流に変換し、出力開閉器１０３ａを通じて
出力母線３へ接続されている。

【０００３】インバータ装置１と２が並列運転するため
には、１号インバータ装置１の出力電流Ｉ₁ からＣＴ２
００ａにより検出信号Ｉ_1aを得、同じく２号インバータ
装置２から得られた検出信号Ｉ_2aとの差、即ち横流に相
当する信号ΔＩ₁ を横流検出回路１５１により得る。次
に、移相器１５０より、直交する２つの電圧ベクトルＥ
_A とＥ_B を作り、ΔＩ₁ 信号から演算回路１５２、１５
３によりそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電力対応
成分ΔＰを得る。そして、電圧設定回路７と電圧帰還回
路３００の信号に基づき電圧制御回路４０３により、パ
ルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路）４００を介してイン
バータ本体１００のパルス幅変調を行い、内部発生電圧
を制御する。

【０００４】ここで、前述の無効電流対応成分ΔＱは電
圧制御回路４０３へ補助信号的に与えられ、インバータ
本体１００の内部発生電圧を数％程度調節することによ
り、ΔＱを零にするように動作する。

【０００５】一方、前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬ
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ１
５４を通し、基準発振器１５５の周波数の微調整を行う
ことによりインバータ本体１００の内部発生電圧の位相
を制御し、ΔＰを零にするように動作する。

【０００６】このようにして、ΔＱとΔＰをともにゼロ
とするように、電圧と位相を制御することにより、２台
のインバータ間の横流がなくなり、安定した負荷の分担
が行われる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので、次の四
つの問題点があった。第一の問題点は、インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って、分担電流をバランスさせるために、制御の応答速
度を向上することが難しく、特に瞬時の横流は制御でき
ないことである。第二の問題点は、横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである。このため、インバータの出
力を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御など
の高速電圧制御系には適用限界がある。第三の問題点
は、横流を有効分と無効分とに分離して制御しているの
で、制御回路が複雑になることである。第四の問題点
は、変換器と他の電源とを並列運転することが難しく、
特に変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流
を制御することは難しい。

【０００８】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
ることができる並列運転制御装置を提供するものであ
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】第１発明に係る並列運転
制御装置は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母
線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変
換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を
構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイ
ッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制
御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号により
同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電
流の横流分を検出して、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
変換器の出力電圧を制御することを特徴とするものであ
る。

【００１０】また、第２発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器は共通の信号により同期をと
ると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流
分を検出して、この検出信号により、上記瞬時電圧制御
回路の出力を変化させるとともに、上記横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により上記変換器の出力電圧
の大きさを変化させることにより、上記変換器相互間に
流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
力電圧を制御することを特徴とするものである。

【００１１】また、第３発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器は共通の信号により同期をと
ると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流
分を検出して、この検出信号により、上記瞬時電圧制御
回路の出力を変化させるとともに、上記横流分を、主と
して変換器間の位相差に起因する第１の成分と、主とし
て変換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出し
て、この検出信号により上記変換器の出力電圧の大きさ
を変化させることにより、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。

【００１２】また、第４発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間、変
換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑制されるよ
うに上記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする
ものである。

【００１３】また、第５発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流分の変換器相互
間もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起因する成分
により上記変換器の出力電圧の大きさを変化させること
により、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れ
る電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電
圧を制御することを特徴とするものである。

【００１４】また、第６発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流成分を主として
変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の位相差に起
因する第１の成分と、主として変換器相互間もしくは変
換器と電源系統間の電圧差に起因する第２の成分として
検出して、この検出信号により上記変換器の出力電圧の
大きさを変化させることにより、上記変換器相互間、変
換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑制されるよ
うに上記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする
ものである。

【００１５】また、第７発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分
を、主として変換器の位相差に起因する第１の成分と、
主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分として
検出して、この検出信号により、上記変換器相互間に流
れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力
電圧を制御することを特徴とするものである。

【００１６】また、第８発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分
を検出して、この検出信号により上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流分を、主として
変換器の位相差に起因する第１の成分と、主として変換
器間の電圧差に起因する第２の成分として検出して、こ
れらの検出信号により上記変換器の出力の絶対値と位相
を変化させることにより、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。

【００１７】また、第９発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器と電源系統
間に流れる電流の横流分を、主として変換器間の位相差
に起因する第１の成分と、主として変換器間の電圧差に
起因する第２の成分として検出し、この検出信号によ
り、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。

【００１８】また、第１０発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の
変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクル
の間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を
制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記各々の変換器
相互間に流れる電流の横流分を検出して、この検出信号
により上記瞬時時電圧制御回路の出力を変化させるとと
もに、上記横流分を、主として変換器間の位相差に起因
する第１の成分と、主として変換器間の電圧差に起因す
る第２の成分として検出して、これら検出信号により上
記変換器の出力の絶対値と位相を変化させることによ
り、上記変換相互間、変換器と電源系統間に流れる電流
の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制
御することを特徴とするものである。

【００１９】

【作用】第１発明における並列運転制御装置では、各変
換器は共通の信号により同期をとると共に、上記各々の
変換器相互間に流れる電流の横流分を検出して、この検
出信号により、上記変換器相互間に流れる電流の横流分
が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制御する。

【００２０】また、第２発明における並列運転制御装置
では、第１発明の作用の他に、さらに、横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により変換器の出力電圧の大
きさを変化する。

【００２１】また、第３発明における並列運転制御装置
では、第２発明の作用の他に、さらに、変換器間の出力
位相差に起因する成分により変換器間の出力位相を制御
する。

【００２２】また、第４発明における並列運転制御装置
では、変換器は上記電源系統の周波数に同期して運転す
ると共に、上記各々の変換器相互間、変換器と電源系統
間に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号によ
り、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御する。

【００２３】また、第５発明における並列運転制御装置
では、第４発明の作用の他に、さらに、横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により変換器の出力電圧の大
きさを変化する。

【００２４】また、第６発明における並列運転制御装置
では、第５発明の作用の他に、さらに、変換器間の出力
位相差に起因する成分により変換器間の出力位相を制御
する。

【００２５】また、第７発明における並列運転制御装置
では、各々の変換器相互間に流れる電流の横流分を、主
として変換器の位相差に起因する第１の成分と、主とし
て変換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出し
て、この検出信号により、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧と
位相を制御する。

【００２６】また、第８発明における並列運転制御装置
では、第７発明の作用の他に、瞬時制御形交流出力変換
器の電圧制御回路に、変換器相互間に流れる電流の横流
分に応じた信号を与えて出力電圧を制御する。

【００２７】また、第９発明における並列運転制御装置
では、上記横流分の第１と第２の成分による検出信号に
より、変換器と電源系統間との並列運転時に流れる電流
の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制
御する。

【００２８】さらに、第１０発明における並列運転制御
装置では、第９発明の作用の他に、上記各々の変換器相
互間に流れる電流の横流分を検出して、この検出信号に
より上記瞬時電圧制御回路の出力を変化させる。

【００２９】

【実施例】実施例１．以下、本発明の実施例を図につい
て説明する。図１は第１発明に係る実施例の構成図で、
図１において、１号インバータ装置１は、図示簡略した
同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて
並列運転しつつ、負荷４へ電力を供給している。５は１
号インバータ装置１に接続されている直流電源、６は２
号インバータ装置２に接続されている直流電源である。
そのほか、前述の図１６と対応する機能については同じ
番号を付けているが、図１６は出力電圧の平均値を制御
する形式のインバータ装置であるのに対し、図１は出力
電圧の瞬時値及び平均値を制御する形式のインバータ装
置であるので、同一番号でも必ずしも同一機能の回路で
はない。

【００３０】１００番以降の番号は、インバータ装置の
構成要素であり、添え字のない番号と添え字がａの番号
は１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの番号
は２号インバータ装置２の構成要素である。

【００３１】１００はインバータ本体であり、例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴ
などの自己消弧形素子により構成され、図２の（ａ）の
ような３相ブリッジインバータや（ｂ）のような単相ブ
リッジインバータのそれぞれのアームが出力周波数（例
えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波で
スイッチイングするもので、直流電圧を正弦波の基本波
を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。１０
１，１０２は低域通過フィルタを構成するリアクトルと
コンデンサであり、インバータ本体１００の発生した矩
形波状の高周波交流電圧から高調波を除去し、正弦波の
出力電圧を得て、出力開閉器１０３ａを通じて出力母線
３へ接続されている。

【００３２】２００ａは１号インバータ装置１の出力電
流Ｉ₁ を、２０１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ
_A1を検出する電流センサである。３００はコンデンサ１
０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる）を検出
する電圧センサである。

【００３３】また、４００はインバータ本体１００のス
イッチングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例
えばインバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧
指令信号と三角波キャリアの交点でインバータ本体１０
０をスイッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路であ
る。４０１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ_A1を制
御する瞬時電流制御回路、４０２はインバータ本体１０
０の出力電流指令値を制限するリミッタ回路、４０３は
コンデンサ１０２の電圧を制御する瞬時電圧制御回路、
４０４は所望の出力電圧を発生するためにコンデンサ１
０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準発
生回路、４０５は１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿入し、横
流を制限するように動作させるための横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路、４０６は１号インバータ装置１が出
力している横流と分担すべき負荷電流値を検出する負荷
電流検出回路である。

【００３４】さらに、４０７は１号インバータ装置１の
出力すべき瞬時電圧指令値を作成する掛算器、４０８は
１号インバータ１の出力電圧の平均値を制御する平均値
電圧制御回路、４０９は電圧制御回路に平均値の指令値
を与える電圧設定器、４１０は電圧検出器３００の出力
からコンデンサ１０２の電圧の平均値を導出する平均値
回路、８は掛算器４０７にクロック信号を与える発振器
であり、１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
に共通のクロック信号を供給する。なお、５００，５０
１，５０２，５０３，５０４，５０５は加減算器であ
る。

【００３５】一方、２号インバータ装置２は、１号イン
バータ装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じ
て１号インバータ装置１と並列接続されており、１０３
ｂは２号インバータ装置２の出力開閉器、２００ｂは２
号インバータ装置２の出力電流Ｉ₂ を検出する電流セン
サである。

【００３６】ここで、上記電流検出回路４０６として
は、図３のブロック図に示す如く構成を備える。図３に
おいて、４０６ｓ，４０６ｔは加減算器、４０６ｕはイ
ンバータ装置の並列台数をｎとした時１／ｎのゲインを
持つ増幅回路であり、加算器４０６ｓにて１号インバー
タ装置１の出力電流Ｉ₁ と２号インバータ装置２の出力
電流Ｉ₂ を加算して負荷電流Ｉ_L を求め、この信号を増
幅回路４０６ｕに入力して、負荷電流Ｉ_L を並列台数ｎ
（この場合はｎ＝２）で割った値Ｉ_L ／ｎを演算し、こ
れを１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流Ｉ_L1 ^*
として出力する。また、減算器４０６ｔにより、１号イ
ンバータ装置１の出力電流Ｉ₁ と分担すべき電流Ｉ_L1 ^*
の差、即ち、横流ΔＩ₁ （＝Ｉ₁ −Ｉ_L1 ^* ）を演算出力
する。

【００３７】次に上記構成に係る具体的動作について説
明する。１号インバータ装置１には電流マイナーループ
が設けられており、瞬時電流制御回路４０１は、電流セ
ンサ２０１によりフィードバックされたインバータ本体
１００の出力電流Ｉ_A1がリミッタ回路４０２からの電流
指令Ｉ_A1 ^* と一致するようにリアクトル１０１に印加す
べき電圧の指令値を出力する。また、出力母線３にはコ
ンデンサ１０２及び２号インバータ装置２による電圧が
あるので、リアクトル１０１に所望の電圧を印加するに
は、インバータ本体１００が出力母線３の電圧とリアク
トル１０１に印加すべき電圧との和を発生する必要があ
る。従って、電圧検出器３００で検出したコンデンサ１
０２の電圧と電流制御回路４０１の出力との加算器５０
０にて加算し、この信号を電圧指令として三角波比較形
ＰＷＭ回路４００に与える。

【００３８】また、コンデンサ電流基準発生回路４０４
は、コンデンサに流れるべき電流として、コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ₁ ^*より９０度位相の進んだ正弦波電流
基準をコンデンサ１０２の容量に応じて発生する。コン
デンサ１０２の電圧指令Ｖ₁ ^*は減算器５０４の出力から
得られることは後述する。さらに、瞬時電圧制御回路４
０３は、コンデンサ１０２の電圧指令Ｖ₁ ^*と電圧検出器
３００で検出したコンデンサ１０２の電圧との偏差を減
算器５０３にて演算した信号を入力とし、この偏差を少
なくするためにインバータ本体１００が出力すべき補正
電流信号を出力する。

【００３９】インバータ本体１００への出力電流指令地
Ｉ_A1 ^* は、コンデンサ電流基準発生回路４０４、瞬時電
圧制御回路４０３の出力と、電流検出回路４０６が出力
する１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値Ｉ_L1 ^*
を加算器５０２にて演算し、その結果をリミッタ回路４
０２にて制限した信号である。従って、無負荷状態にお
いては、インバータ本体１００がコンデンサ１０２に流
れるべき電流を供給することによって無負荷電圧を確立
する。この場合、瞬時電圧制御回路４０３は電流制御の
誤差やコンデンサ１０２の容量の設計値と実際地値との
誤差により生じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の
出力の過不足分を補正する。

【００４０】次に、負荷４が投入されると、負荷電流Ｉ
_L の１／２を分担するように電流検出回路４０６から電
流マイナーループへ指令Ｉ_L1 ^* が与えられ、それぞれの
インバータが負荷電流を１／２づつ分担することにな
る。ここで、リミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように、電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである。

【００４１】このように構成することによって、インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保
護され、また、負荷電流の歪や急変に対して速やかに追
従することにより、出力電圧を常に正弦波に保つことが
できる。この方式の特徴はこのような制御がインバータ
の高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため、
応答が非常に速いことである。例えば、１０ｋＨ_Z のス
イッチング周波数を用いると１００μｓｅｃ毎に制御が
行われるので、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象
はおよそ１００μｓｅｃの１０倍程度で完了し、優れた
制御性能を得ることができる。

【００４２】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御形の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流は流れないが、実際には構成部品
の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばらつきによ
り、このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である。例えば、１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧検出器が、それぞれ−０．５％，＋０．
５％の誤差を持っていたとすると、単独運転時の出力電
圧差ΔＶが１％となり、仮にインバータ間の配線インピ
ーダンスが１％以下だとすると、横流が１００％以上流
れることになる。

【００４３】本実施例は、次のようにして、インバータ
間に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも
存在するように制御回路を構成することにより、横流を
抑制する。横流制限用仮想インピーダンス回路４０５
は、ΔＩ₁ ×Ｚ（ΔＩ₁ は横流：Ｉ₁ −Ｉ_L1 ^* ，Ｚは仮
想的なインピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号
を減算器５０４により掛算器４０７から出力される電圧
指令値Ｖ^* から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指
令Ｖ₁ ^*とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制
御系により、電圧指令Ｖ₁ ^*に瞬時に追従する。

【００４４】ここで、図４を用いて、横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路４０５によりインバータが横流に関し
てのみＺの出力インピーダンスを持ち、横流以外の電流
成分には低インピーダンスの電圧源として動作すること
を説明する。図４は図１の瞬時横流制御部を簡略化した
ブロック図であり、図において、７００ａ，７００ｂは
それぞれ１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
の電圧指令値Ｖ₁ ^*及びＶ₂ ^*から出力電圧までの伝達関数
を示し、７０１ａ，７０１ｂはそれぞれ１号インバータ
装置１、２号インバータ装置２の出力電圧基準Ｖ^* を作
成する部分のブロックを示す。その他の番号は前述の図
１で既に説明済であり、同一機能については同一番号を
付けている。既に使用している記号もあるが、次の記号
を改めて定義する。

【００４５】Ｖ_B ：出力母線電圧 Ｖ^* ：出力電圧指令値 Ｖ₁ ^*：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ₂ ^*：２号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｉ_L ：負荷電流 Ｉ₁ ：１号インバータ出力電流 Ｉ₂ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ₁ ：１号インバータ横流（＝Ｉ₁ −Ｉ_L ／２） ΔＩ₂ ：２号インバータ横流（＝Ｉ₂ −Ｉ_L ／２） Ｇ₁ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ₂ ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて、次に、横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く。

【００４６】キルヒホッフの法則より、次式が成立す
る。 Ｉ_L ＝Ｉ₁ ＋Ｉ₂ （１） （１）式より、ΔＩ₁ ，ΔＩ₂ は次式となる。 ΔＩ₁ ＝Ｉ₁ −Ｉ_L ／２＝（Ｉ₁ −Ｉ₂ ）／２ （２） ΔＩ₂ ＝Ｉ₂ −Ｉ_L ／２＝（Ｉ₂ −Ｉ₁ ）／２ （３） ΔＩ₂ ＝−ΔＩ₁ （４）

【００４７】図４及び（４）式より、Ｖ₁ ^* ，Ｖ₂ ^*は次
式となる。 Ｖ₁ ^*＝Ｖ^* −Ｚ×ΔＩ₁ （５） Ｖ₂ ^*＝Ｖ^* −Ｚ×ΔＩ₂ ＝Ｖ_* ＋Ｚ×ΔＩ₁ （６） Ｇ₁ ，Ｇ₂ の定義より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ₁ ^*×Ｇ₁ （７） Ｖ_B ＝Ｖ₂ ^*×Ｇ₂ （８） （５）〜（８）より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₁ −Ｚ×ΔＩ₁ ×Ｇ₁ （９） Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₂ −Ｚ×ΔＩ₂ ×Ｇ₂ （１０） （９）〜（１０）式より、ΔＩ₁ を求めると次式とな
る。 ΔＩ₁ ＝〔Ｖ^* ／Ｚ〕×〔（Ｇ−Ｇ₂ ）／（Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）〕（１１） （９）＋（１０）式を求め、２で除すと、次式となる。 Ｖ_B ＝Ｖ^* ×（Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）／２−Ｚ×ΔＩ₁ ×（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）／２（１２）

【００４８】（１１）式より、横流は仮想インピーダン
ス値Ｚにより抑制できることがわかる。即ち、Ｇ₁ ，Ｇ
₂ は電圧制御系を前述のように瞬時電圧制御形などで構
成することにより、出力周波数においてゲインをほぼ１
とすることができるので、（１１）式は次式となる。 ΔＩ₁ ≒〔Ｖ^* ×（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）〕／（２×Ｚ） （１３） 単独の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差をΔＶ
とすると、（１３）式は次式となる。 ΔＩ₁ ≒ΔＶ／（２×Ｚ） （１４） 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ＝５０％に選ぶと、横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１／１００＝１％となる。

【００４９】次に（１２）式の右辺第２項は、（１３）
式を代入すると次式となる。 Ｚ×ΔＩ₁ ×〔（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）／２〕 ≒｛Ｖ^* ×（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）｝² ／（４×Ｖ^* ）＝（ΔＶ）² ／（４×Ｖ^* ） （１５） ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）² ≒０と考える
ことができる。従って、（１２）式は右辺第１項のみと
なり、次式となる。 Ｖ_B ≒Ｖ^* ×（Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）／２ （１６） （１６）式より、並列運転時の母線電圧Ｖ_B は、単独運
転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、
仮想インピーダンス値Ｚの影響はない。

【００５０】Ｚは出力周波数において横流を制限するた
めの適当なインピーダンスを持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。
また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも、出力周波数において横流を制限するための
適当なインピーダンス値さえ持っていれば、安定に横流
を制限することができる。

【００５１】以上の説明では単純化のため、電流、電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が、ベクトル量であっても同じ関係が成立する。

【００５２】ところで、１号及び２号インバータ装置が
仮想インピーダンスＺだけによって並列運転していると
すると、前述のように両者の間には、両者の電圧差ΔＶ
に対し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この
横流の有効電力成分は、インバータにより可逆変換され
るため、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転し
ている場合には、一方のインバータの直流電源から他方
のインバータの直流電源に対して有効電力が流れること
になる。この有効電力横流分がインバータの損失よりも
大きくなり、かつ直流電源５がサイリスタ整流器のよう
に電力回生できないものである場合、この有効電力の流
入により直流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れ
がある。

【００５３】次に、このような有効電力の流入を抑制し
て直流過電圧にならないで安定に並列運転するための、
各装置に共通の発振器を持った共通のクロック信号によ
る制御について説明する。

【００５４】（１４）式より横流ΔＩ₁ は、ΔＩ₁ ≒Δ
Ｖ／（２×Ｚ）である。図５はＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*の位相が
完全に一致していて、Ｖ₂ ^*の絶対値がＶ₁ ^*の絶対値より
も小さい場合についてのベクトル図を示す。ここで、仮
想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸ
とすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、そのインピ
ーダンス角αを、α＝ａｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／
Ｒ）とする。Ｚがリアクタンス分のみを持つものとする
と、Ｒ＝０，α＝９０°となる。

【００５５】このベクトル図より横流ベクトルΔＩ₁ お
よびΔＩ₂ は、母線電圧ベクトルＶ_B よりもα＝９０°
だけ遅れた仮想電圧ベクトルＥ_r に平行な成分だけを持
つ。

【００５６】図５から、両電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*の
位相が一致していて電圧絶対値差のみある場合には、こ
れらの横流ベクトルΔＩ₁ およびΔＩ₂ は、負荷母線電
圧ベクトルＶ_B とα＝９０°だけ位相差を持っており、
無効分だけで、有効分がないことがわかる。

【００５７】図１に戻って説明を続ける。インバータ装
置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１０
を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器５
０５により電圧設定器４０９から出力される基準電圧か
ら減算される。

【００５８】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転されるので、横流
の有効分は実質的に零になる。

【００５９】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ^* ｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ^* が指令値として減算器５０４に入
力される。

【００６０】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる。

【００６１】実施例２．次に、図１に示す実施例１に加
えて、横流の電圧差に起因する成分により出力電圧を制
御する第２発明に係る実施例を図６により説明する。図
６において、図１と同一部分は同一符号を付してその説
明は省略する。新たな構成として、４１１は電流検出回
路４０６で検出された横流ΔＩ₁ を仮想電圧ベクトルＥ
_r に平行な成分（有効分）ΔＩ_1P（直流信号）に変換す
る変換器であり、同期整流回路または掛算器と平滑フィ
ルタにより構成される。また、５０６は設定器４０９か
らの電圧指令値から上記成分ΔＩ_1Pを減算する加減算器
である。

【００６２】次に、実施例１と同様に、有効電力の流入
を抑制して直流過電圧にならないで安定に並列運転する
ための、各装置に共通の発振器を持った共通のクロック
信号とΔＩ_1Pによる制御について説明する。横流ΔＩ₁
は式（１４）に示す通りである。図７は電圧指令値Ｖ₁ ^*
およびＶ₂ ^*の位相が完全に一致しており、Ｖ₂ ^*の絶対値
がＶ₁ ^*の絶対値よりも小さい場合についてのベクトル図
を示す。ここで、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、
リアクタンス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すこと
ができ、そのインピーダンス角αは式（１７）に示すも
のとなる。

【００６３】図７に示すベクトル図より横流ベクトルΔ
Ｉ₁ およびΔＩ₂ は、母線電圧ベクトルＶ_B よりもαだ
け遅れた仮想電圧ベクトルＥ_r に平行な成分だけを持
つ。そして、この図７から、各横流成分ΔＩ₁ およびΔ
Ｉ₂ のうち両電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*の電圧絶対値差
に起因する成分は、負荷母線電圧ベクトルＶ_B をαだけ
位相を遅らせて得た仮想電圧ベクトルＥ_r を基準とした
各横流成分ΔＩ₁ ，ΔＩ₂ の有効分に等しいことが分か
る。

【００６４】図６において、変換器４１１は電流検出回
路４０６によって検出された横流ΔＩ₁ を仮想電圧ベク
トルＥ_r に平行な成分ΔＩ_1Pに変換し、ΔＩ_1Pは加減算
器５０６により設定器４０９からの電圧指令値から減算
され、基準電圧として平均値電圧制御回路４０８に入力
される。一方インバータ装置の出力電圧は、電圧検出器
３００、平均値回路４１０を介して平均値のフィードバ
ック電圧として加減算器５０５により電圧設定器４０９
から出力される基準電圧から減算される。

【００６５】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転される。

【００６６】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ^* ｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ^* が指令値として減算器５０４に入
力される。

【００６７】以上のように、横流ΔＩ₁ のインバータ相
互間の電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ_1Pにより出力電
圧を制御し、共通クロック信号により電圧位相を一致さ
せることにより、横流が少なくなるように制御する。な
お、この制御は横流分が有害にならない範囲で比較的ゆ
っくりと制御すればよい。

【００６８】実施例３．次に、横流を二つの直交成分に
分離して制御する第３発明に係る実施例を図８によって
説明する。図８において、図６に示す実施例２と同一部
分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな構成
として、この実施例３の変換器４１１は電流検出回路４
０６によって検出された横流ΔＩ₁を二つの直交成分Δ
Ｉ_1P，ΔＩ_1Q（直流成分）に変換するようになされ、同
期整流回路または掛算器と平滑フィルタにより構成され
る。ここで、上記成分ΔＩ_1Pは電流ΔＩ₁ の電圧Ｅ_r を
基準とした有効分であり、ΔＩ_1Qは電流ΔＩ₁ の電圧Ｅ
_r を基準とした無効分である。

【００６９】ΔＩ_1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
２と同様である。

【００７０】図９はＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*の絶対値が一致して
いてＶ₂ ^*がＶ₁ ^*よりも位相角θだけ遅れている場合につ
いてのベクトル図を示す。このベクトル図より横流ベク
トルΔＩ₁ およびΔＩ₂ は、母線電圧ベクトルＶ_B より
もαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥ_r に平行な成分を持
たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°進んだ別の仮
想電圧ベクトルＥ_X に平行な成分だけしか持っていな
い。即ち、各横流成分ΔＩ₁ およびΔＩ₂ のうち両電圧
指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*の位相差に起因する成分は負荷母
線電圧ベクトルＶ_B をαだけ遅らせて得た仮想電圧ベク
トルＥ_r を基準とした各横流成分ΔＩ₁ ，ΔＩ₂ の無効
分に等しいことが分かる。

【００７１】従って、図８の実施例では１号インバータ
装置１と２号インバータ装置２の掛算器４０７以降の回
路のわずかのばらつきによって生じる出力電圧の位相差
によって発生する横流の成分ΔＩ_1Qにより電圧位相を制
御する回路を設けたので、横流を少なくするように制御
することができる。なお、この制御も、比較的ゆっくり
で良い。

【００７２】実施例４．次に、変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに適用した第４発明に係る実施
例を図１０により説明する。図１０はインバータ装置１
と交流電源系統９とが出力母線３を介して並列運転しな
がら負荷４に電力を供給している構成を示すブロック図
である。なお、インバータ装置１の内部で図１もしくは
図４とほぼ同様の部分は簡略化して表現している。

【００７３】図中、１０３ｓは交流電源系統側の開閉
器、２００ｓは交流電源系統９の電流Ｉ_s を検出する電
流センサ、４１５はインバータ装置１の分担する電流を
決める電流分担回路、４１５ｓ，４１５ｔは加減算器、
４１５ｕはインバータ装置の分担する電流の分担率β
（０≦β≦１）を決めるゲインβを持つ増幅回路、４１
６は出力母線３に同期するＰＬＬ（フェーズロックドル
ープ）回路、４１７はＰＬＬ回路の出力に基づき正弦波
信号ｓｉｎωｔを発生する発振器である。

【００７４】上記電流分担回路４１５ではインバータ装
置１の出力電流Ｉ₁ と交流電源系統９の電流Ｉ_s とを加
算器４１５ｓで加算して負荷電流Ｉ_L を求め、この信号
を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担
すべき負荷電流Ｉ_L1 ^* として出力する。インバータ装置
１は図１の実施例と同様に電流分担回路４１５の出力す
る指令値Ｉ_L1 ^* を供給するように動作する。βはインバ
ータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めればよ
く、また、外部からの指令により連続的に変化させれ
ば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷電
流の分担を緩やかに移行させることもできる。

【００７５】この実施例でもインバータ装置１と交流電
源系統９の電圧の位相差がないように動作するので、横
流ΔＩ₁ の有効分は実質的に零になり、仮想インピーダ
ンスＺによって制御される。

【００７６】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは電
圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧を
出力電圧基準Ｖ₁ ^*に一致するように動作し、その結果、
コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するので、
正弦波インバータの制御系として支障なく動作するから
である。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率が充
分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。

【００７７】また、以上の説明では仮想インピーダンス
Ｚをリアクタンス分のみとしたが、横流の有効分が有害
にならない範囲でαを設定すればよい。また、主回路の
並列部分にインピーダンスがある場合には、これを含め
て横流の有効分が小さくなるようにＺを選定すればよ
い。

【００７８】実施例５．次に、図１０に示す実施例に加
えて、横流の電圧差に起因する成分により出力電圧を制
御すると共に、位相差に起因する成分により位相制御す
る第５と第６発明に係る実施例を図１１により説明す
る。図１１はインバータ装置１と交流電源系統９とが出
力母線３を介して並列運転しながら負荷４に電力を供給
している構成を示すブロック図である。なお、インバー
タ１の内部で図６もしくは図８とほぼ同様の部分は簡略
化して表現している。

【００７９】図１１において、図１０と同一部分は同一
符号を付してその説明は省略する。新たな構成として、
この実施例５の変換器１１は、電流分担回路４１５から
の横流ΔＩ₁ を二つの直交成分ΔＩ_1P，ΔＩ_1Q（直流成
分）に変換するようになされ、同期整流回路または掛算
器と平滑フィルタにより構成される。ここで、上記成分
ΔＩ_1Pは電流ΔＩ₁ の電圧Ｅ_r を基準とした有効分であ
り、ΔＩ_1Qは電流ΔＩ₁ の電圧Ｅ_r を基準とした無効分
である。

【００８０】ΔＩ_1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
３と同様である。

【００８１】従って、インバータ装置１と交流電源系統
９の並列運転システムにおいて、横流ΔＩ₁ の位相差に
起因する成分ΔＩ_1Qにより出力電圧位相を制御し、電圧
絶対値差に起因する成分ΔＩ_1Pにより電圧を制御するこ
とにより、横流が少なくなるように制御することができ
る。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲で
ゆっくりと制御すればよい。

【００８２】なお、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。

【００８３】実施例６．次に、変換器相互間に流れる電
流の横流分を、主として変換器間の位相差に起因する第
１の成分と、主として変換器間の電圧差に起因する第２
の成分として検出して、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
変換器の出力電圧を制御する第７と第８発明に係る並列
運転制御装置の実施例を図１２に基づいて説明する。

【００８４】図１２において、図１と同一部分は同一符
号を付しその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流をインバータ
の出力電圧ベクトルに平行な成分と垂直な成分とに分離
する変換器、４１２は位相調整器、４１３は位相器、４
１４は発振器であり、図１で共通クロックを供給してい
た発振器８はなく、１号インバータ装置、２号インバー
タ装置それぞれに別々の発振器を有している。また、電
流検出回路４０６は図３に示すものと同一構成を有す
る。

【００８５】次に図１２に係る動作について説明する。
この実施例においては図１に示す実施例と同様に動作し
て、インバータはそれ自身の電流マイナーループで過電
流に対し保護され、また負荷電流の歪や急変に対して速
やかに追従することにより、出力電圧を常に正弦波に保
つことができ、このような制御がインバータの高周波Ｐ
ＷＭのスイッチングのたびに行われるため、応答が非常
に速く、優れた制御性能を得ることができる。

【００８６】ところで、１号及び２号インバータ装置
１、２が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転し
ているとすると、両者の間には、両者の電圧差ΔＶに対
し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この横流
の有効電力成分は、インバータにより可逆変換されるた
め、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転してい
る場合には、一方のインバータの直流電源から他方のイ
ンバータの直流電源に対して有効電力が流れることにな
る。直流電源５がサイリスタ整流器のように電力回生で
きないものである場合、この有効電力の流入により、直
流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れがある。

【００８７】次に、各装置に個別の電圧基準発生回路を
持つ図１２の実施例において、このような有効電力の流
入を抑制して、直流過電圧にならないで安定に並列運転
するための、ΔＩ_1P，ΔＩ_1Qによる図１の実施例と異な
る制御について説明する。

【００８８】（１４）式より横流ΔＩ₁ はΔＩ₁ ≒ΔＶ
／（２×Ｚ）である。図９は電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*
の絶対値が一致していて、Ｖ₂ ^*がＶ₁ ^*よりも位相角θだ
け遅れている場合についてのベクトル図を示し、ここ
で、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス
分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表することができ、そ
のインピーダンス角αを（１７）式と同様に、α＝ａｒ
ｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｒ）とする。このベクトル図
より横流ベクトルΔＩ₁ およびΔＩ₂ は、母線電圧ベク
トルＶ_B よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥ_r に平
行な成分を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°
進んだ別の仮想電圧ベクトルＥ_X に平行な成分だけしか
持っていない。

【００８９】また、図７は電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*に
位相差がなく、Ｖ₂ ^*の絶対値がＶ₁ ^*の絶対値よりも小さ
い場合についてのベクトル図を示す。このベクトル図よ
り横流ベクトルΔＩ₁ およびΔＩ₂ は、母線電圧ベクト
ルＶ_B よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥ_r に平行
な成分だけを持ち、Ｅ_X に平行な成分を持っていない。
図９および図７から、各横流分ΔＩ₁ およびΔＩ₂ のう
ちＶ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の位相差に起因する成分は、これら
の横流ベクトルの仮想電圧ベクトルＥ_r に垂直な成分
（仮想電圧ベクトルＥ_r に平行な成分）であることが分
かる。つまり、各横流成分ΔＩ₁ およびΔＩ₂ のうち両
電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の位相差に起因する成分は
負荷母線電圧ベクトルＶ_B を９０°−αだけ位相を進め
て得た電圧Ｅ_X を基準とした各横流成分ΔＩ₁ ，ΔＩ₂
の無効分に等しい。

【００９０】また同様に、各横流成分ΔＩ₁ およびΔＩ
₂ のうち両電圧指令値Ｖ₁ ^*およびＶ₂ ^*間の電圧絶対値差
に起因する成分は、これらの横流ベクトルの仮想電圧ベ
クトルＥ_r を基準とした各横流成分のΔＩ₁ ，ΔＩ₂ の
有効分に等しいことが分かる。

【００９１】図１２に戻って説明を続ける。４１１は電
流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ₁ を二つ
の直交成分ΔＩ_1P，ΔＩ_1Q（直流信号）に変換する変換
器であり、これらの変換器は同期整流回路または掛算器
と平滑フィルタにより構成される。成分ΔＩ_1Pは電流Δ
Ｉ₁ の電圧Ｅ_r を基準とした有効分であり、ΔＩ_1Qは電
流ΔＩ₁ の電圧Ｅ_r を基準とした無効分である。

【００９２】ΔＩ_1Pは加減算器５０６により設定器４０
９からの電圧指令値から減算され、基準電圧として平均
値電圧制御回路４０８に入力される。一方、インバータ
装置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１
０を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器
５０６により基準電圧から減算される。

【００９３】ΔＩ_1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、位
相器４１３により発振器４１４の出力位相を調整して、
出力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを作成
する。

【００９４】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ^* ｜と位相
器４１３から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力
され、出力電圧指令値Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔが出
力される。この信号Ｖ^* が減算器５０４に入力される。

【００９５】以上のように、横流ΔＩ₁ のインバータ相
互間の位相差に起因する成分ΔＩ_1Qにより出力電圧位相
を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ_1Pにより電
圧を制御することにより、横流が少なくなるように制御
する。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲
で比較的ゆっくりと制御すればよい。

【００９６】以上説明した図１２の制御方式は単相イン
バータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様
の制御回路を設けることにより３相インバータにも適用
できる。また、以上の説明では簡単のため同じ容量の２
台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台の変換
器の並列運転にも適用できる。この場合は、全ての変換
器が容量に比例して負荷を分担するように構成すればよ
い。

【００９７】実施例７．次に、変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに適用した第９と第１０発明に
係る実施例を図１３により説明する。図１３はインバー
タ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介して並列
運転しながら負荷４に電力を供給している構成を示すブ
ロック図である。なお、インバータ装置１の内部で図１
及び図１２もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略化して
表現している。電流分担回路４１５ではインバータ装置
１の出力電流Ｉ₁ と交流電源系統８の電流Ｉ_s とを加算
器４１５ｓで加算して負荷電流Ｉ_L を求め、この信号を
増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担す
べき負荷電流Ｉ_L1 ^* として出力する。インバータ装置１
は図１及び図１２の実施例と同様に電流分担回路４１５
の出力る指令値Ｉ_L1 ^* を供給するように動作する。βは
インバータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めれ
ばよく、また、外部からの指令により連続的に変化させ
れば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷
電流の分担を緩やかに移行させることもできる。この実
施例でもインバータ装置１と交流電源系統９との間の横
流ΔＩ₁ は、仮想インピーダンスＺと、ΔＩ_1P，ΔＩ_1Q
の制御とによって実質的に零に制御される。

【００９８】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１２におけるコンデ
ンサ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは
電圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧
を出力電圧基準Ｖ₁ ^*に一致するように動作し、その結果
コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するので、
正弦波インバータの制御系として支障なく動作するから
である。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率が充
分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。

【００９９】また、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。

【０１００】実施例８．以上の説明では本発明をインバ
ータの並列運転に用いる場合ついて説明したが、他の変
換器でもよく、例えば図１４に示すような、高周波のイ
ンバータとサイクロコンバータを組み合わせ、直流から
高周波矩形波さらに低周波正弦波に変換する高周波リン
ク形変換器などの瞬時電圧制御の可能な変換器にも同じ
原理を適用できる。

【０１０１】図１４に示す変換器では、トランジスタＱ
１からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に
図１５の（ａ）に示すような矩形波を得る。次に、同図
（ｂ）に示すようにインバータのスイッチングと同期し
た鋸歯状波を作り、それと図中に線Ｘ₁ −Ｘ₂ で示す出
力電圧指令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。
この信号とインバータの電圧ＲＳの極性に基づき、同図
（ｅ）のようにサイクロコンバータのスイッチングを選
択することにより同図（ｄ）のように信号Ｘ₁−Ｘ₂ に
対応した電圧を図１４のＵＮ間に得ることができる。

【０１０２】以上の説明から明らかなように、図１４の
回路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ること
ができる。さらに、３相出力の場合は図１４のトランス
ＴＲの２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換
器を用いるようにしてもよい。

【０１０３】以上の説明では、横流の直交成分ΔＩ_1P，
ΔＩ_1Qを横流ΔＩ₁ と分離して検出しているが、出力電
流Ｉ₁ と分担すべき負荷電流Ｉ_L1 ^* をそれぞれ直交成分
Ｉ_1P，Ｉ_1QとＩ_L1 ^* _P，Ｉ_L1 ^* _Qに分離し、次式から横流の
直交成分を検出してもよい。 ΔＩ_1P＝Ｉ_1P−Ｉ_L1 ^* _P ΔＩ_1Q＝Ｉ_1Q−Ｉ_L1 ^* _Q

【０１０４】図１、図８及び図１０ないし図１３に示し
た原理を実現するには、アナログ演算増幅器等を用いた
ディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサや
ディジタルシグナルプロセッサなどによるディジタル制
御でソフトウェア処理により実現することもできる。

【０１０５】

【発明の効果】以上のように、第１発明によれば、共通
のクロック信号により複数の変換器を同期制御し、出力
電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御回路に、変換器相
互間に流れる電流の横流分に応じた信号を与えることに
より、簡単な回路構成で、変換器の制御ゲインや回路定
数のばらつきにより横流が流れてもその横流を速やかに
抑制する効果がある。

【０１０６】また、第２発明によれば、第１発明に変換
器間の横流の電圧差に起因する成分による出力電圧の制
御を加えることにより、第１発明の効果に加えて、有効
電力の横流により変換器の直流側電圧が上昇することを
抑制することができる。

【０１０７】また、第３発明によれば、第２発明に変換
器間の位相差に起因する成分による位相制御を加えるこ
とにより、第２発明の効果に加えて、回路のわずかなば
らつきによって生じる位相差に基づき発生する横流を抑
制することができる。

【０１０８】また、第４発明によれば、変換器と別の電
源系統とが共通の母線に接続されて電源系統に変換器を
同期制御する場合に横流を検出して変換器の出力電圧を
制御するので、上述した第１発明と同様に横流を速やか
に抑制する効果を奏する。

【０１０９】また、第５発明によれば、第４発明に電圧
差に起因する成分による出力電圧の制御を加えることに
より、第４発明の効果に加えて、有効電力の横流により
変換器の直流側電圧が上昇するのを抑制することができ
る。

【０１１０】また、第６発明によれば、第５発明に位相
差に起因する成分による位相制御を加えることにより、
第５発明の効果に加えて、回路のわずかなばらつきによ
って生じる位相差に基づき発生する横流を抑制すること
ができる。

【０１１１】また、第７発明によれば、複数の変換器が
並列運転するシステムにおいて、変換器間に流れる横流
を、電圧絶対値差に起因する成分と位相差に起因する成
分として検出し、出力電圧を制御することにより、有効
電力の横流によりインバータ直流側電圧が上昇すること
を避けることができ、横流が少なくなり、安定した負荷
分担を行うことができる。

【０１１２】また、第８発明によれば、複数の変換器が
並列運転するシステムにおいて、横流分により出力電圧
を制御すると共に、横流の位相差に起因する成分で位相
制御し、横流の電圧差に起因する成分で電圧制御をする
ことにより、第７発明の効果に加えて横流を速やかに抑
制することができる。

【０１１３】また、第９発明によれば、変換器と別の電
源系統が共通母線に接続されているシステムの場合に上
述した第７発明と同様な効果を奏する。

【０１１４】また、第１０発明によれば、変換器と別の
電源系統が共通母線に接続されているシステムの場合に
上述した第８発明と同様な効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１発明に係る実施例１を示すブロック図であ
る。

【図２】第１発明に用いる変換器の一例を示す回路図で
ある。

【図３】図１の電流検出回路のブロック図である。

【図４】図１を簡略化したブロック図である。

【図５】第１発明を説明するベクトル図である。

【図６】第２発明に係る実施例２を示すブロック図であ
る。

【図７】第２発明を説明するベクトル図である。

【図８】第３発明に係る実施例３を示すブロック図であ
る。

【図９】第３発明を説明するベクトル図である。

【図１０】第４発明に係る実施例４を示すブロック図で
ある。

【図１１】第５と第６発明に係る実施例５を示すブロッ
ク図である。

【図１２】第７と第８発明に係る実施例６を示すブロッ
ク図である。

【図１３】第９と第１０発明に係る実施例７を示すブロ
ック図である。

【図１４】本発明の実施例８の変換器を示す回路図であ
る。

【図１５】本発明の実施例８の変換器の動作説明図であ
る。

【図１６】従来方式の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ５，６ 直流電源 ８，４１７ 発振器 ９ 交流電源系統 ４０３ 瞬時電圧制御回路 ４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路 ４０６ 電流検出回路 ４０８ 平均値電圧制御回路 ４１１ 変換器 ４１２ 位相調整器 ４１３ 移相器 ４１４ 発振器 ４１６ ＰＬＬ回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
   を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
   イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
   制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
   り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
   電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記変
   換器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上
   記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運
   転制御装置。
2. 【請求項２】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
   を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
   イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
   制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
   り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
   電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記瞬
   時電圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流
   分の変換器間の電圧差に起因する成分により上記変換器
   の出力電圧の大きさを変化させることにより、上記変換
   器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
   変換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転
   制御装置。
3. 【請求項３】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
   を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
   イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
   制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
   り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
   電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記瞬
   時電圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流
   分を、主として変換器間の位相差に起因する第１の成分
   と、主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分と
   して検出して、この検出信号により上記変換器の出力電
   圧の大きさを変化させることにより、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の
   出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装
   置。
4. 【請求項４】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
   イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
   時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
   記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
   流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換器
   相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑
   制されるように上記変換器の出力電圧を制御することを
   特徴とする並列運転制御装置。
5. 【請求項５】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
   イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
   時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
   記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
   流の横流分を検出し、この検出信号により、上記瞬時電
   圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流分の
   変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起
   因する成分により上記変換器の出力電圧の大きさを変化
   させることにより、上記変換器相互間、変換器と電源系
   統間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換
   器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御
   装置。
6. 【請求項６】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
   イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
   時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
   記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
   流の横流分を検出し、この検出信号により、上記瞬時電
   圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流成分
   を主として変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の
   位相差に起因する第１の成分と、主として変換器相互間
   もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起因する第２の
   成分として検出して、この検出信号により上記変換器の
   出力電圧の大きさを変化させることにより、上記変換器
   相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑
   制されるように上記変換器の出力電圧を制御することを
   特徴とする並列運転制御装置。
7. 【請求項７】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
   を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
   イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
   制御形変換器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電
   流の横流分を、主として変換器の位相差に起因する第１
   の成分と、主として変換器間の電圧差に起因する第２の
   成分として検出して、この検出信号により、上記変換器
   相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変
   換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制
   御装置。
8. 【請求項８】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
   母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
   変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
   を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
   イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
   制御形変換器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電
   流の横流分を検出して、この検出信号により上記瞬時電
   圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流分
   を、主として変換器の位相差に起因する第１の成分と、
   主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分として
   検出して、この検出信号により上記変換器の出力の絶対
   値と位相を変化させることにより、上記変換器相互間に
   流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
   力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装置。
9. 【請求項９】 １台または複数台の交流出力変換器の出
   力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
   分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
   上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
   イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
   時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
   と電源系統間に流れる電流の横流分を、主として変換器
   間の位相差に起因する第１の成分と、主として変換器間
   の電圧差に起因する第２の成分として検出し、この検出
   信号により、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に
   流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
   力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装置。
10. 【請求項１０】 １台または複数台の交流出力変換器の
    出力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流
    を分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおい
    て、上記各々の変換器は、変換器を構成する各相のアー
    ムが１サイクルの間に複数回のスイッチングを行い出力
    電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上
    記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分を検出し
    て、この検出信号により上記瞬時時電圧制御回路の出力
    を変化させるとともに、上記横流分を、主として変換器
    間の位相差に起因する第１の成分と、主として変換器間
    の電圧差に起因する第２の成分として検出して、これら
    検出信号により上記変換器の出力の絶対値と位相を変化
    させることにより、上記変換相互間、変換器と電源系統
    間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器
    の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装
    置。