JPH05122259A - Ｍｍｉｃ遠隔測定用送信機 - Google Patents
Ｍｍｉｃ遠隔測定用送信機Info
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- JPH05122259A JPH05122259A JP3082967A JP8296791A JPH05122259A JP H05122259 A JPH05122259 A JP H05122259A JP 3082967 A JP3082967 A JP 3082967A JP 8296791 A JP8296791 A JP 8296791A JP H05122259 A JPH05122259 A JP H05122259A
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- Japan
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- transmission line
- mmic
- modulator
- frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インターレンジインストルメンテーショング
ループ（ＩＲＩＧ）遠隔測定規格に適合する周波数変調
送信機を提供すること。 【構成】 周波数安定化のための誘導体共振器（９）
と、周波数偏移キーイング変調器又は位相偏移キーイン
グ変調器（４４）と、効率の高い電力増幅器（４６）と
を有する遠隔測定用送信機（８４）。
ループ（ＩＲＩＧ）遠隔測定規格に適合する周波数変調
送信機を提供すること。 【構成】 周波数安定化のための誘導体共振器（９）
と、周波数偏移キーイング変調器又は位相偏移キーイン
グ変調器（４４）と、効率の高い電力増幅器（４６）と
を有する遠隔測定用送信機（８４）。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモノリシックマイクロ波
集積回路に関し、特に、遠隔測定用送信機，さらに詳細
にはパワー効率の良い周波数変調送信機に関する。
集積回路に関し、特に、遠隔測定用送信機，さらに詳細
にはパワー効率の良い周波数変調送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】遠隔測定用送信機は従来の技術では既に
知られているのであるが、今日までのそのような送信機
は、インターレンジインストルメンテーショングループ
（ＩＲＩＧ）の遠隔測定規格に適合するすぐれた送信範
囲を有する効率良く、低電力でコンパクトなモノリシッ
ク送信機ではなかった。
知られているのであるが、今日までのそのような送信機
は、インターレンジインストルメンテーショングループ
（ＩＲＩＧ）の遠隔測定規格に適合するすぐれた送信範
囲を有する効率良く、低電力でコンパクトなモノリシッ
ク送信機ではなかった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、モノリシッ
クマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）技術を利用し且つイ
ンターレンジインストルメンテーショングループ（ＩＲ
ＩＧ）遠隔測定規格に適合する電力効率が良く、低コス
トでコンパクトな広範囲送信を超小型パッケージの形で
提供する。
クマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）技術を利用し且つイ
ンターレンジインストルメンテーショングループ（ＩＲ
ＩＧ）遠隔測定規格に適合する電力効率が良く、低コス
トでコンパクトな広範囲送信を超小型パッケージの形で
提供する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明はモノリシック遠
隔測定用送信機チップセットである。チップセットはい
くつかのモノリシック集積回路を含む。送信機システム
全体を１つのモノリシックチップ上に組み込んでも良い
が、単一のチップを生産する場合の歩留まりは悪くなる
ので、いくつかのチップを利用するときほどコスト面で
有効な製造方法であるとはいえない。本発明は、高周波
数基本信号出力を供給する発振部を有する。発振部には
周波数安定化素子があるが、これは絶縁基板上のセラミ
ック共振器又は他の何らかの効率の高い共振器セットで
あれば良い。発振部、すなわち共振器の出力は、周波数
シフトキーイングモノリシック回路により変調される。
変調された信号はＦ級電力増幅モノリシック回路により
増幅される。これらのモノリシック回路はガリウムヒ
素，シリコンなどから構成される基板の上に製造されれ
ば良い。
隔測定用送信機チップセットである。チップセットはい
くつかのモノリシック集積回路を含む。送信機システム
全体を１つのモノリシックチップ上に組み込んでも良い
が、単一のチップを生産する場合の歩留まりは悪くなる
ので、いくつかのチップを利用するときほどコスト面で
有効な製造方法であるとはいえない。本発明は、高周波
数基本信号出力を供給する発振部を有する。発振部には
周波数安定化素子があるが、これは絶縁基板上のセラミ
ック共振器又は他の何らかの効率の高い共振器セットで
あれば良い。発振部、すなわち共振器の出力は、周波数
シフトキーイングモノリシック回路により変調される。
変調された信号はＦ級電力増幅モノリシック回路により
増幅される。これらのモノリシック回路はガリウムヒ
素，シリコンなどから構成される基板の上に製造されれ
ば良い。
【０００５】
【実施例】図１は、本発明の基本構成を示す。遠隔測定
用送信機は共振器回路９と、変調器４４と、増幅器４６
とを含む。共振器回路９と変調器４４は発振器回路８２
を形成する。この発振器回路８２と増幅器４６は基板４
２の上にある。送信機の出力端子はアンテナ８３に接続
している。図２は、本発明の一実施例の周波数安定化素
子４０を示す図である。また、図３は、本発明のその他
の素子に対する周波数安定化素子４０の配置を示す。周
波数安定化素子４０は、共振周波数を有し且つ誘導−容
量性（ＬＣ）タンク回路又は高い効率を有する水晶の結
晶（Ｑ）と同等である円筒形のセラミック片である。周
波数安定化素子４０はセラミック共振器又は誘電体共振
器（ＤＲ）と呼ばれることもある。
用送信機は共振器回路９と、変調器４４と、増幅器４６
とを含む。共振器回路９と変調器４４は発振器回路８２
を形成する。この発振器回路８２と増幅器４６は基板４
２の上にある。送信機の出力端子はアンテナ８３に接続
している。図２は、本発明の一実施例の周波数安定化素
子４０を示す図である。また、図３は、本発明のその他
の素子に対する周波数安定化素子４０の配置を示す。周
波数安定化素子４０は、共振周波数を有し且つ誘導−容
量性（ＬＣ）タンク回路又は高い効率を有する水晶の結
晶（Ｑ）と同等である円筒形のセラミック片である。周
波数安定化素子４０はセラミック共振器又は誘電体共振
器（ＤＲ）と呼ばれることもある。
【０００６】この実施例で使用する２．２ＧＨｚから
２．２９ＧＨｚの誘電体共振器は、メリーランド州アダ
ムスタウンのＴｒａｎｓ−Ｔｅｃｈ，Ｉｎｃ．製造の部
品番号Ｄ８６−２３−０６３０−Ｙ−２８４−Ａや、京
都市（日本）のＭｕｒａｔａＭｆｇ．Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
製造の部品番号ＤＲＤ２４８ＭＣ１１０Ａとして入手で
きる。本発明の他の実施例では、上記とは異なる周波数
の共振器を注文し、使用しても良い。周波数安定化素子
４０は伝送線２にごく近接しているため、伝送線２と周
波数安定化素子４０との間に電磁結合が成立する結果と
なる。周波数安定化素子４０は伝送線２と同じ基板４２
の上に配置されても良い。伝送線２の一端は５０オーム
の抵抗器４１を介して接地されている。共振器回路９
は、回路の同調すなわち共振の確定に影響を及ぼすよう
に蓋の高さを調整自在にする手段、すなわち、ねじを有
する金属空洞の中に封入されている。伝送線２の成端さ
れていない端部は共振器回路９の出力端子４８である。
出力端子４８は、厚さ０．００７インチのガリウムヒ素
（ＧａＡｓ）基板を有するチップ４４に接続している。
２．２９ＧＨｚの誘電体共振器は、メリーランド州アダ
ムスタウンのＴｒａｎｓ−Ｔｅｃｈ，Ｉｎｃ．製造の部
品番号Ｄ８６−２３−０６３０−Ｙ−２８４−Ａや、京
都市（日本）のＭｕｒａｔａＭｆｇ．Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
製造の部品番号ＤＲＤ２４８ＭＣ１１０Ａとして入手で
きる。本発明の他の実施例では、上記とは異なる周波数
の共振器を注文し、使用しても良い。周波数安定化素子
４０は伝送線２にごく近接しているため、伝送線２と周
波数安定化素子４０との間に電磁結合が成立する結果と
なる。周波数安定化素子４０は伝送線２と同じ基板４２
の上に配置されても良い。伝送線２の一端は５０オーム
の抵抗器４１を介して接地されている。共振器回路９
は、回路の同調すなわち共振の確定に影響を及ぼすよう
に蓋の高さを調整自在にする手段、すなわち、ねじを有
する金属空洞の中に封入されている。伝送線２の成端さ
れていない端部は共振器回路９の出力端子４８である。
出力端子４８は、厚さ０．００７インチのガリウムヒ素
（ＧａＡｓ）基板を有するチップ４４に接続している。
【０００７】このチップ４４は、図４に示すような発振
回路を含む。入力端子４９は５０オームの伝送線１に接
続している。伝送線１の幅は０．００５インチ，長さは
０．０７０インチである。伝送線１が接続しているトラ
ンジスタ３は金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳ
ＦＥＴ）であっても良い。振動周波数の入力エネルギー
と同相であるエネルギーの反射を得るには、共振器回路
９とトランジスタ３との離間距離は重要である。チップ
４４の回路は、周波数安定化素子４０の周波数（ｆO）
でトランジスタ３を不安定にさせる。振動周波数
（ｆO）は、ＩＲＩＧにより指示するようにＳ帯域遠隔
測定範囲である２．２０ギガヘルツ（ＧＨｚ）から２．
２９ギガヘルツの間で調整されれば良い。ただし、本発
明の他の実施例においては別の範囲の振動周波数を利用
して良い。バイアス制御回路網４はトランジスタ３に関
わる複数の選択自在の電流レベルを供給する。この回路
網４があるため、チップ４４では端子５で単一の供給電
圧（ＶDD）を使用できる。抵抗器１０は、適正なＦＥＴ
３のゲート・ソース間電圧と、ＩDSS であるＦＥＴ３の
最大値の５０％であるべきＦＥＴ３のドレイン電流を供
給するために区別をもって選択される。抵抗器１０は、
通常、それぞれ１０オーム，２０オーム，３０オームで
ある。コンデンサ６は、伝送線７及びコンデンサ８と関
連して、共振器回路９の共振周波数を含む広い周波数範
囲にわたり信号を導通することにより抵抗器１０をバイ
パスする。また、コンデンサ６及び８と伝送線７は、ト
ランジスタ３が振動するようにトランジスタ３の不安定
度を高めるために、トランジスタ３のソースで無効成端
を示す。コンデンサ６は１４ピコファラド（ｐＦ），コ
ンデンサ８は４ｐＦである。伝送線７の幅は０．００１
インチ，長さは０．３２５インチである。
回路を含む。入力端子４９は５０オームの伝送線１に接
続している。伝送線１の幅は０．００５インチ，長さは
０．０７０インチである。伝送線１が接続しているトラ
ンジスタ３は金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳ
ＦＥＴ）であっても良い。振動周波数の入力エネルギー
と同相であるエネルギーの反射を得るには、共振器回路
９とトランジスタ３との離間距離は重要である。チップ
４４の回路は、周波数安定化素子４０の周波数（ｆO）
でトランジスタ３を不安定にさせる。振動周波数
（ｆO）は、ＩＲＩＧにより指示するようにＳ帯域遠隔
測定範囲である２．２０ギガヘルツ（ＧＨｚ）から２．
２９ギガヘルツの間で調整されれば良い。ただし、本発
明の他の実施例においては別の範囲の振動周波数を利用
して良い。バイアス制御回路網４はトランジスタ３に関
わる複数の選択自在の電流レベルを供給する。この回路
網４があるため、チップ４４では端子５で単一の供給電
圧（ＶDD）を使用できる。抵抗器１０は、適正なＦＥＴ
３のゲート・ソース間電圧と、ＩDSS であるＦＥＴ３の
最大値の５０％であるべきＦＥＴ３のドレイン電流を供
給するために区別をもって選択される。抵抗器１０は、
通常、それぞれ１０オーム，２０オーム，３０オームで
ある。コンデンサ６は、伝送線７及びコンデンサ８と関
連して、共振器回路９の共振周波数を含む広い周波数範
囲にわたり信号を導通することにより抵抗器１０をバイ
パスする。また、コンデンサ６及び８と伝送線７は、ト
ランジスタ３が振動するようにトランジスタ３の不安定
度を高めるために、トランジスタ３のソースで無効成端
を示す。コンデンサ６は１４ピコファラド（ｐＦ），コ
ンデンサ８は４ｐＦである。伝送線７の幅は０．００１
インチ，長さは０．３２５インチである。
【０００８】誘導性バイアス回路網１１はトランジスタ
３に５０オームの出力インピーダンスを与える。また、
この回路網１１はトランジスタ３を端子５の単一電源Ｖ
DDにバイアスさせる。伝送線１２は端子５０の５０オー
ムのインピーダンスをもつ出力に対して高インピーダン
スの伝送線である。伝送線１２の幅は０．００１イン
チ，長さは０．２９７インチである。バイパスコンデン
サ１３は１８ｐＦの値を有する。コンデンサ２８はチッ
プ４４の出力端子５０からの直流電流の漏れを阻止する
と共に、チップ４４の出力信号を結合する。このコンデ
ンサ１８は１０ｐＦのコンデンサである。
３に５０オームの出力インピーダンスを与える。また、
この回路網１１はトランジスタ３を端子５の単一電源Ｖ
DDにバイアスさせる。伝送線１２は端子５０の５０オー
ムのインピーダンスをもつ出力に対して高インピーダン
スの伝送線である。伝送線１２の幅は０．００１イン
チ，長さは０．２９７インチである。バイパスコンデン
サ１３は１８ｐＦの値を有する。コンデンサ２８はチッ
プ４４の出力端子５０からの直流電流の漏れを阻止する
と共に、チップ４４の出力信号を結合する。このコンデ
ンサ１８は１０ｐＦのコンデンサである。
【０００９】周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）回路４
５は発振回路２０を変調するためのものである。変調デ
ータ信号は２つの入力端子５１及び５２の一方からチッ
プ４４に入力し、１つ又は２つの抵抗器１６と、１．０
ｐＦの値を有するコンデンサ１４とを介してトランジス
タ３のゲートに印加される。信号は２進信号であり、ダ
イオード１７を交互にオン／オフさせることにより共振
周波数の周波数偏移を生じさせる。ダイオード１７のオ
ン／オフによって発振回路２０のリアクタンスが変化す
るので、周波数偏移が起こる。それぞれ０．５ｐＦと，
１．０ｐＦの値を有するコンデンサ１５は、それぞれ１
００オームの値を有する抵抗器１６と共に、容量値及び
対抗値に従って適切な周波数偏移を与える。
５は発振回路２０を変調するためのものである。変調デ
ータ信号は２つの入力端子５１及び５２の一方からチッ
プ４４に入力し、１つ又は２つの抵抗器１６と、１．０
ｐＦの値を有するコンデンサ１４とを介してトランジス
タ３のゲートに印加される。信号は２進信号であり、ダ
イオード１７を交互にオン／オフさせることにより共振
周波数の周波数偏移を生じさせる。ダイオード１７のオ
ン／オフによって発振回路２０のリアクタンスが変化す
るので、周波数偏移が起こる。それぞれ０．５ｐＦと，
１．０ｐＦの値を有するコンデンサ１５は、それぞれ１
００オームの値を有する抵抗器１６と共に、容量値及び
対抗値に従って適切な周波数偏移を与える。
【００１０】動作周波数は変調信号のデータ速度に正し
く比例しながら偏移、すなわち変更される。その結果、
２つの周波数の間に、２．２５ＧＨｚの中心周波数から
２．２５１ＭＨｚの２進周波数だけ変化したものである
２進ＦＳＫが得られる。最適の周波数偏移は、ビットス
トリーム周波数を周波数偏移で除算した値が０．７ない
し１．２であるという点で、データ速度に基づいてい
る。たとえば、１メガビットのデータストリームに対し
ては１ＭＨｚの偏移がほぼ最適であろう。最適の周波数
偏移は受信機での検出を最適にする。最小限の量の偏移
が求められるが、検出を最適にするには２つの周波数の
間隙は十分でなければならず、しかも、１０ＭＨｚ以内
のパワースペクトルを有することにより、インターレン
ジインストルメンテーショングループ（ＩＲＩＧ）の遠
隔測定規格に準拠している。本発明では、変調のために
位相シフトキーイングを使用しても良い。
く比例しながら偏移、すなわち変更される。その結果、
２つの周波数の間に、２．２５ＧＨｚの中心周波数から
２．２５１ＭＨｚの２進周波数だけ変化したものである
２進ＦＳＫが得られる。最適の周波数偏移は、ビットス
トリーム周波数を周波数偏移で除算した値が０．７ない
し１．２であるという点で、データ速度に基づいてい
る。たとえば、１メガビットのデータストリームに対し
ては１ＭＨｚの偏移がほぼ最適であろう。最適の周波数
偏移は受信機での検出を最適にする。最小限の量の偏移
が求められるが、検出を最適にするには２つの周波数の
間隙は十分でなければならず、しかも、１０ＭＨｚ以内
のパワースペクトルを有することにより、インターレン
ジインストルメンテーショングループ（ＩＲＩＧ）の遠
隔測定規格に準拠している。本発明では、変調のために
位相シフトキーイングを使用しても良い。
【００１１】チップ４４の出力端子５０を出た出力は、
厚さ０．００７インチのＧａＡｓ基板上のチップ４６の
入力端子５３に向かう。伝送線２１は、チップ４６の入
力端子５３に５０オームのインピーダンスを供給する入
力整合素子である。伝送線２１は入力端子５３に対する
分路リアクタンスである。伝送線２１の幅は０．００１
インチ，長さは０．１６５インチである。入力端子５３
及びトランジスタ２３と直列に接続しているコンデンサ
２２は、トランジスタ２３のゲートにおける負の直流電
圧を阻止するように機能する。コンデンサ２２は約６ｐ
Ｆの値を有する。このコンデンサ２２はチップ４６又は
チップ４４の回路性能，すなわち共振に関係していな
い。チップ４６の入力端子５３は、利得を得ると共に信
号の転送を最適にするために、チップ４４の出力端子５
０に対し整合されている。
厚さ０．００７インチのＧａＡｓ基板上のチップ４６の
入力端子５３に向かう。伝送線２１は、チップ４６の入
力端子５３に５０オームのインピーダンスを供給する入
力整合素子である。伝送線２１は入力端子５３に対する
分路リアクタンスである。伝送線２１の幅は０．００１
インチ，長さは０．１６５インチである。入力端子５３
及びトランジスタ２３と直列に接続しているコンデンサ
２２は、トランジスタ２３のゲートにおける負の直流電
圧を阻止するように機能する。コンデンサ２２は約６ｐ
Ｆの値を有する。このコンデンサ２２はチップ４６又は
チップ４４の回路性能，すなわち共振に関係していな
い。チップ４６の入力端子５３は、利得を得ると共に信
号の転送を最適にするために、チップ４４の出力端子５
０に対し整合されている。
【００１２】チップ４６の出力回路網２４は、トランジ
スタ２３のドレインで第２調波を短絡するなどの調波成
端部を形成するように特別に設計されている。出力回路
網２４は、第３調波周波数に対して、トランジスタ２３
のドレインに開回路を構成する。信号を最大限に伝送す
るためにチップ４６から最適の電力が転送されるよう
に、基本周波数における最適の出力インピーダンスが与
えられる。出力回路網２４は、１８０度の位相ずれを示
す電圧波形と電流波形を有する出力切り換え波形をさら
に供給するので、電力の大半は無効電力となり、トラン
ジスタ２３の電力消散はごく少なくなる。実際には、チ
ップ４６の増幅器は、リアクタンス，入力電力，トラン
ジスタ２３の型及び供給電圧に応じて、２５から７５の
効率を示すと思われる。この実施例の増幅器は２５パー
セントの効率を有するＡ級の構成であるが、これは、適
切な調波成端部を取り入れてＦ級の構成に変換すること
により、５０から７５パーセントの効率にグレードアッ
プする。
スタ２３のドレインで第２調波を短絡するなどの調波成
端部を形成するように特別に設計されている。出力回路
網２４は、第３調波周波数に対して、トランジスタ２３
のドレインに開回路を構成する。信号を最大限に伝送す
るためにチップ４６から最適の電力が転送されるよう
に、基本周波数における最適の出力インピーダンスが与
えられる。出力回路網２４は、１８０度の位相ずれを示
す電圧波形と電流波形を有する出力切り換え波形をさら
に供給するので、電力の大半は無効電力となり、トラン
ジスタ２３の電力消散はごく少なくなる。実際には、チ
ップ４６の増幅器は、リアクタンス，入力電力，トラン
ジスタ２３の型及び供給電圧に応じて、２５から７５の
効率を示すと思われる。この実施例の増幅器は２５パー
セントの効率を有するＡ級の構成であるが、これは、適
切な調波成端部を取り入れてＦ級の構成に変換すること
により、５０から７５パーセントの効率にグレードアッ
プする。
【００１３】バイアス回路網２５は、トランジスタ２３
のゲートに対して調整自在の負電圧源を構成する。この
調整自在の電源によって、トランジスタ２３のピンチオ
フ電圧を変化させることができる。負の供給電圧は、供
給電圧の大きさに応じて、それぞれ２５０オームの値を
有する２つの抵抗器２８及び２９の一方に接続されれば
良い。バイアス電圧は、ダイオード２６とダイオード２
７との間の接続点５４が接地点に接続しているか否かに
従って、−０．７ボルト又は−１．４ボルトのいずれか
に調整されれば良い。接続点５４が接地点に接続してい
る場合、電流は接地点からダイオード２７を介して流れ
るので、接地点に関して、−０．７ボルトのダイオード
電圧降下が生じ、これは一方又は双方の抵抗器２８及び
２９を介して負電圧源に達する。ダイオードの相互接続
点が接地していなければ、ダイオード２６及び２７を介
して−１．４ボルトのダイオード電圧降下が生じる。−
０．７又は−１．４ボルトの電圧は１００オームの分路
抵抗器３１を介してトランジスタ２３のゲートに印加さ
れる。分路抵抗器３１と１０ｐＦのコンデンサ３０は、
マイクロ波周波数信号をトランジスタ２３のベースから
接地点に分路することを第１の目的としている。コンデ
ンサ３０は、入力信号の受信を最適にするためにインピ
ーダンスを整合することを目的とする伝送線誘導子２１
及び分路抵抗器３１を含む入力整合インピーダンス回路
網を負バイアス電圧選択回路網２５が妨害しないよう
に、この回路網２５をバイパスする。トランジスタ２３
は、電圧及び電流の位相外れ切り換え波形を得るために
出力回路網２４を利用して高い入力パワーレベルでスイ
ッチングトランジスタとして機能する。トランジスタ２
３のソースは接地点に接続している。トランジスタ２３
の信号出力はドレインに現れる。トランジスタ２３はゲ
ート−ソース間隔を０．５ミクロンとした１ミクロンゲ
ート長さプロセス技術によって製造されたＭＥＳＦＥＴ
であっても良い。トランジスタの降伏電圧を１６ボルト
に改善するために、ゲートはドレインから大きな間隔を
おいてずれている。
のゲートに対して調整自在の負電圧源を構成する。この
調整自在の電源によって、トランジスタ２３のピンチオ
フ電圧を変化させることができる。負の供給電圧は、供
給電圧の大きさに応じて、それぞれ２５０オームの値を
有する２つの抵抗器２８及び２９の一方に接続されれば
良い。バイアス電圧は、ダイオード２６とダイオード２
７との間の接続点５４が接地点に接続しているか否かに
従って、−０．７ボルト又は−１．４ボルトのいずれか
に調整されれば良い。接続点５４が接地点に接続してい
る場合、電流は接地点からダイオード２７を介して流れ
るので、接地点に関して、−０．７ボルトのダイオード
電圧降下が生じ、これは一方又は双方の抵抗器２８及び
２９を介して負電圧源に達する。ダイオードの相互接続
点が接地していなければ、ダイオード２６及び２７を介
して−１．４ボルトのダイオード電圧降下が生じる。−
０．７又は−１．４ボルトの電圧は１００オームの分路
抵抗器３１を介してトランジスタ２３のゲートに印加さ
れる。分路抵抗器３１と１０ｐＦのコンデンサ３０は、
マイクロ波周波数信号をトランジスタ２３のベースから
接地点に分路することを第１の目的としている。コンデ
ンサ３０は、入力信号の受信を最適にするためにインピ
ーダンスを整合することを目的とする伝送線誘導子２１
及び分路抵抗器３１を含む入力整合インピーダンス回路
網を負バイアス電圧選択回路網２５が妨害しないよう
に、この回路網２５をバイパスする。トランジスタ２３
は、電圧及び電流の位相外れ切り換え波形を得るために
出力回路網２４を利用して高い入力パワーレベルでスイ
ッチングトランジスタとして機能する。トランジスタ２
３のソースは接地点に接続している。トランジスタ２３
の信号出力はドレインに現れる。トランジスタ２３はゲ
ート−ソース間隔を０．５ミクロンとした１ミクロンゲ
ート長さプロセス技術によって製造されたＭＥＳＦＥＴ
であっても良い。トランジスタの降伏電圧を１６ボルト
に改善するために、ゲートはドレインから大きな間隔を
おいてずれている。
【００１４】幅０．００１インチ，長さ０．１１９イン
チの伝送線３２はトランジスタ２３のドレインに接続し
ており、ドレインで第２の調波周波数に対し短絡を発生
させる。同じように幅０．００１インチ，長さ０．１１
９インチの伝送線３３はトランジスタ２３のドレイン
と、端子５５の正の供給電圧との間に接続している。伝
送線３３は基本周波数で伝送線３２の効果を無効にする
と共に、トランジスタ２３をバイアスする手段を構成す
る。コンデンサ３４は、増幅器回路をチップ４６の外の
寄生リアクタンスから隔離するためのバイパスコンデン
サである。コンデンサ３４は１０ｐＦから２０ｐＦの値
を有していば良い。幅０．０００５インチ，長さ０．０
２４インチの伝送線３５はコンデンサ３６により第３調
波について発生される短絡を取り出し、インピーダンス
（すなわち、第３調波短絡）を回転させて、トランジス
タ２３において第３調波の四分の一波長で開回路を形成
する。伝送線３５はトランジスタ２３の出力に対するコ
ンジットであり、トランジスタ２３からチップ４６の出
力端子５６に向かって最適のインピーダンス整合を可能
にする。出力端子５６はアンテナ８３に接続していても
良い。１０ｐＦの値を有するコンデンサ３７は伝送線３
５と、出力端子５６との間に接続している。コンデンサ
３７は信号出力を導通する一方で、トランジスタ２３の
ドレインに現れている直流電圧を阻止する。
チの伝送線３２はトランジスタ２３のドレインに接続し
ており、ドレインで第２の調波周波数に対し短絡を発生
させる。同じように幅０．００１インチ，長さ０．１１
９インチの伝送線３３はトランジスタ２３のドレイン
と、端子５５の正の供給電圧との間に接続している。伝
送線３３は基本周波数で伝送線３２の効果を無効にする
と共に、トランジスタ２３をバイアスする手段を構成す
る。コンデンサ３４は、増幅器回路をチップ４６の外の
寄生リアクタンスから隔離するためのバイパスコンデン
サである。コンデンサ３４は１０ｐＦから２０ｐＦの値
を有していば良い。幅０．０００５インチ，長さ０．０
２４インチの伝送線３５はコンデンサ３６により第３調
波について発生される短絡を取り出し、インピーダンス
（すなわち、第３調波短絡）を回転させて、トランジス
タ２３において第３調波の四分の一波長で開回路を形成
する。伝送線３５はトランジスタ２３の出力に対するコ
ンジットであり、トランジスタ２３からチップ４６の出
力端子５６に向かって最適のインピーダンス整合を可能
にする。出力端子５６はアンテナ８３に接続していても
良い。１０ｐＦの値を有するコンデンサ３７は伝送線３
５と、出力端子５６との間に接続している。コンデンサ
３７は信号出力を導通する一方で、トランジスタ２３の
ドレインに現れている直流電圧を阻止する。
【００１５】幅０．００１インチ，長さ０．０３６イン
チの伝送線３８と、１．６ｐＦの値を有するコンデンサ
３６とは、基本周波数に同調されて、信号の周波数偏移
を含む基本周波数のみをチップ４７から出力させるタン
ク回路４７を形成する。タンク回路４７はチップ４６の
出力端子と接地点との間に接続している。タンク回路４
７は、第２調波，第３調波，第４調波，第５調波及びそ
れ以降の調波を除去するように設計された基本周波数
（ｆO） の単一の共振器／帯域フィルタである。タンク
回路４７は、伝送線３５について第３調波短絡を発生さ
せることを本来の目的としている。タンク回路４７のフ
ィルタとしての面は結果として得られる利点である。図
５は、変調後の出力スペクトルに関して、図２，図３，
図４，図５及び図６に示すような構成を有する本発明の
性能を表す。遠隔測定用送信機８４の自由空間放送能力
は、約２３デシベルミリワット（ｄＢｍ）の出力パワー
又は約２００ミリワットの持続波（ＣＷ）送信について
約２キロメートルである。
チの伝送線３８と、１．６ｐＦの値を有するコンデンサ
３６とは、基本周波数に同調されて、信号の周波数偏移
を含む基本周波数のみをチップ４７から出力させるタン
ク回路４７を形成する。タンク回路４７はチップ４６の
出力端子と接地点との間に接続している。タンク回路４
７は、第２調波，第３調波，第４調波，第５調波及びそ
れ以降の調波を除去するように設計された基本周波数
（ｆO） の単一の共振器／帯域フィルタである。タンク
回路４７は、伝送線３５について第３調波短絡を発生さ
せることを本来の目的としている。タンク回路４７のフ
ィルタとしての面は結果として得られる利点である。図
５は、変調後の出力スペクトルに関して、図２，図３，
図４，図５及び図６に示すような構成を有する本発明の
性能を表す。遠隔測定用送信機８４の自由空間放送能力
は、約２３デシベルミリワット（ｄＢｍ）の出力パワー
又は約２００ミリワットの持続波（ＣＷ）送信について
約２キロメートルである。
【００１６】本発明は、上記のチップ４６の１段Ｆ級増
幅器の代わりに、２段Ｆ級増幅器を含んでいても良い。
図９及び図１０に示す厚さ０．００７インチのガリウム
ヒ素（ＧａＡｓ）基板を有するチップ６０の増幅器は
４．３ＧＨｚに対応する設計である。チップ６０は、
２．２ＧＨｚから２．２９ＧＨｚの周波数でチップ４４
と関連して動作するように変形されているならば、チッ
プ４４の変調出力端子に接続されても良い。チップ６０
の増幅器は、４．３ＧＨｚで動作する高度計に適用する
ものとして設計された。しかしながら、より高い周波数
で適正な調波成端を行うために異なる整合回路網を設計
したという点を除いて、この増幅器には、チップ４６の
１段増幅器と同じ設計理論を利用している。図１１は、
２段Ｆ級増幅器の性能のグラフである。図１１は、出力
パワー及び増幅器効率と、入力パワーとの関係を示して
いる。図９に示すように、振動信号は、５ｐＦの直流ブ
ロックコンデンサ５８に接続する入力端子５７に入る。
コンデンサ５８は０．８ナノヘンリーの誘導子５９と、
伝送線６１とに接続している。誘導子５９は負電圧源
と、１０００オームの抵抗器６２と、７ｐＦのコンデン
サ６３とに接続している。コンデンサ６３は接地点に接
続している。抵抗器６２はトランジスタ６４のベース
と、伝送線６１とに接続している。伝送線６２の幅は
０．００１インチ，長さは０．０２０インチである。ト
ランジスタ６４はＭＥＳＦＥＴであっても良い。ＦＥＴ
６４は１×６００ミクロンの寸法を有する。ＦＥＴ６４
のソースは接地点に接続している。ＦＥＴ６４のドレイ
ンは、幅０．０００７インチ，長さ０．１４４インチの
伝送線６５に接続している。伝送線６５は伝送線６６及
び６８に接続している。伝送線６６の幅は０．０００７
インチ，長さは０．１９４インチである。また、伝送線
６８の幅は０．００１インチ，長さは０．０１８インチ
である。伝送線６６は正電圧源と、１０ｐＦのコンデン
サ６７とに接続している。コンデンサ６７は接地点に接
続している。伝送線６８は５ｐＦのコンデンサ６９に接
続し、コンデンサ６９は伝送線７０に接続している。伝
送線７０の幅は０．００１インチ，長さは０．０２イン
チである。伝送線７０は伝送線７１と、５０００オーム
の抵抗器７３とに接続している。伝送線７１の幅は０．
００１インチ，長さは０．０３４インチである。伝送線
７１は１０ｐＦのコンデンサ７２と、負電圧源とに接続
している。コンデンサ７２と抵抗器７３は接地点に接続
している。伝送線７１はトランジスタ７４のベースにも
接続している。このトランジスタ７４は１×１４００ミ
クロンの寸法を有するＭＥＳＦＥＴであっても良い。Ｆ
ＥＴ７４のソースは接地点に接続している。ＦＥＴ７４
のドレインは伝送線７５と、３ｐＦのコンデンサ７７と
に接続している。伝送線７５の幅は０．００２インチ，
長さは０．２４０インチである。伝送線７５は正電圧源
と、１０ｐＦのコンデンサ７６とに接続し、コンデンサ
７６は接地点に接続している。コンデンサ７７は伝送線
７８に接続し、伝送線７８は伝送線７９と、チップ６０
の出力端子８０とに接続している。伝送線７８の幅は
０．００１インチ，長さは０．０７０インチである。ま
た、伝送線７９の幅は０．００１インチ，長さは０．１
２０インチである。伝送線７９は接地点に接続してい
る。図１０は、チップ６０の２段Ｆ級増幅器の配置を示
す。出力回路網８１は出力回路網３４とは異なる回路構
造を使用しているが、第２調波及び第３調波で、Ｆ級増
幅器の動作理論が要求するのと同じ調波成端を行う。本
発明では、Ｆ級増幅器の代わりに、Ａ級，Ｂ級，Ｃ級，
Ｄ級又はＥ級などの別の種類の効率の高い電力増幅器を
利用しても良い。
幅器の代わりに、２段Ｆ級増幅器を含んでいても良い。
図９及び図１０に示す厚さ０．００７インチのガリウム
ヒ素（ＧａＡｓ）基板を有するチップ６０の増幅器は
４．３ＧＨｚに対応する設計である。チップ６０は、
２．２ＧＨｚから２．２９ＧＨｚの周波数でチップ４４
と関連して動作するように変形されているならば、チッ
プ４４の変調出力端子に接続されても良い。チップ６０
の増幅器は、４．３ＧＨｚで動作する高度計に適用する
ものとして設計された。しかしながら、より高い周波数
で適正な調波成端を行うために異なる整合回路網を設計
したという点を除いて、この増幅器には、チップ４６の
１段増幅器と同じ設計理論を利用している。図１１は、
２段Ｆ級増幅器の性能のグラフである。図１１は、出力
パワー及び増幅器効率と、入力パワーとの関係を示して
いる。図９に示すように、振動信号は、５ｐＦの直流ブ
ロックコンデンサ５８に接続する入力端子５７に入る。
コンデンサ５８は０．８ナノヘンリーの誘導子５９と、
伝送線６１とに接続している。誘導子５９は負電圧源
と、１０００オームの抵抗器６２と、７ｐＦのコンデン
サ６３とに接続している。コンデンサ６３は接地点に接
続している。抵抗器６２はトランジスタ６４のベース
と、伝送線６１とに接続している。伝送線６２の幅は
０．００１インチ，長さは０．０２０インチである。ト
ランジスタ６４はＭＥＳＦＥＴであっても良い。ＦＥＴ
６４は１×６００ミクロンの寸法を有する。ＦＥＴ６４
のソースは接地点に接続している。ＦＥＴ６４のドレイ
ンは、幅０．０００７インチ，長さ０．１４４インチの
伝送線６５に接続している。伝送線６５は伝送線６６及
び６８に接続している。伝送線６６の幅は０．０００７
インチ，長さは０．１９４インチである。また、伝送線
６８の幅は０．００１インチ，長さは０．０１８インチ
である。伝送線６６は正電圧源と、１０ｐＦのコンデン
サ６７とに接続している。コンデンサ６７は接地点に接
続している。伝送線６８は５ｐＦのコンデンサ６９に接
続し、コンデンサ６９は伝送線７０に接続している。伝
送線７０の幅は０．００１インチ，長さは０．０２イン
チである。伝送線７０は伝送線７１と、５０００オーム
の抵抗器７３とに接続している。伝送線７１の幅は０．
００１インチ，長さは０．０３４インチである。伝送線
７１は１０ｐＦのコンデンサ７２と、負電圧源とに接続
している。コンデンサ７２と抵抗器７３は接地点に接続
している。伝送線７１はトランジスタ７４のベースにも
接続している。このトランジスタ７４は１×１４００ミ
クロンの寸法を有するＭＥＳＦＥＴであっても良い。Ｆ
ＥＴ７４のソースは接地点に接続している。ＦＥＴ７４
のドレインは伝送線７５と、３ｐＦのコンデンサ７７と
に接続している。伝送線７５の幅は０．００２インチ，
長さは０．２４０インチである。伝送線７５は正電圧源
と、１０ｐＦのコンデンサ７６とに接続し、コンデンサ
７６は接地点に接続している。コンデンサ７７は伝送線
７８に接続し、伝送線７８は伝送線７９と、チップ６０
の出力端子８０とに接続している。伝送線７８の幅は
０．００１インチ，長さは０．０７０インチである。ま
た、伝送線７９の幅は０．００１インチ，長さは０．１
２０インチである。伝送線７９は接地点に接続してい
る。図１０は、チップ６０の２段Ｆ級増幅器の配置を示
す。出力回路網８１は出力回路網３４とは異なる回路構
造を使用しているが、第２調波及び第３調波で、Ｆ級増
幅器の動作理論が要求するのと同じ調波成端を行う。本
発明では、Ｆ級増幅器の代わりに、Ａ級，Ｂ級，Ｃ級，
Ｄ級又はＥ級などの別の種類の効率の高い電力増幅器を
利用しても良い。
【００１７】本発明のガリウムヒ素（ＧａＡｓ）ＭＭＩ
Ｃの製造は、オレゴン州ビーヴァートンのＴｒｉｇｕｉ
ｎｔ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒにより実施されても
良い。本発明は共振器回路９以外の別の周波数安定化手
段を利用しても良い。安定した基準周波数を発生するた
めに、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器又は水晶共振器を低
周波数の発振器と組み合わせて使用しても良い。その場
合、この基準は振動するＦＥＴをチップ４４にフェーズ
ロックするために使用されることになるであろう。この
回路の変調はＦＳＫ回路４５により行われるか、あるい
は２進データ信号と、フェーズロック回路により発生さ
れた制御電圧とを加算することにより行われる。
Ｃの製造は、オレゴン州ビーヴァートンのＴｒｉｇｕｉ
ｎｔ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒにより実施されても
良い。本発明は共振器回路９以外の別の周波数安定化手
段を利用しても良い。安定した基準周波数を発生するた
めに、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器又は水晶共振器を低
周波数の発振器と組み合わせて使用しても良い。その場
合、この基準は振動するＦＥＴをチップ４４にフェーズ
ロックするために使用されることになるであろう。この
回路の変調はＦＳＫ回路４５により行われるか、あるい
は２進データ信号と、フェーズロック回路により発生さ
れた制御電圧とを加算することにより行われる。
【図１】本発明の一実施例のブロック線図。
【図２】共振器回路の概略とレイアウトを示す図。
【図３】共振器回路の概略とレイアウトを示す図。
【図４】変調器の回路構成とレイアウトを示す図。
【図５】共振器回路の概略とレイアウトを示す図。
【図６】１段増幅器の回路構成を示す図。
【図７】１段増幅器の回路のレイアウトを示す図。
【図８】本発明の性能特性を示すグラフ。
【図９】２段増幅器の回路構成とレイアウトを示す図。
【図１０】２段増幅器の回路のレイアウトを示す図。
【図１１】２段増幅器の性能特性を示すグラフ。
９ 共振器回路 ４４ 変調器 ４６ 増幅器 ８３ アンテナ ８４ 遠隔測定用送信機
Claims (4)
- 【請求項１】 共振器（９）と；前記共振器（９）に接
続する周波数シフトキーイング変調器（４４）と；前記
変調器（４４）に接続し、電力消散をできる限り少なく
するために少なくとも１つの調波成端部を有する電力増
幅器（４６）とを具備し、 前記共振器（９），変調器（４４）及び電力増幅器（４
６）はモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）技
術で実現され且つその技術に対し両立性をもつ遠隔測定
用送信機。 - 【請求項２】 共振器（９）と；前記共振器（９）に接
続する位相シフトキーイング変調器（４４）と；前記変
調器（４４）に接続し、電力消散をできる限り少なくす
るために少なくとも１つの調波成端部（３４）を有する
電力増幅器（４６）とを具備し、 前記共振器（９），変調器（４４）及び電力増幅器（４
６）はモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）技
術で実現され且つその技術に対し両立性をもつ遠隔測定
用送信機。 - 【請求項３】 共振器（９）と；前記共振器（９）に接
続する周波数シフトキーイング変調器（４４）と；前記
変調器に接続するＦ級電力増幅器（４６）とを具備する
遠隔測定用送信機。 - 【請求項４】 Ｓ帯域周波数範囲の中で動作可能である
共振手段（９）と；第１のモノリシック集積回路上に製
造され且つ前記共振手段（９）に接続する周波数シフト
キーイング変調手段（４４）と；第２のモノリシック集
積回路上に製造され且つ前記変調手段（４４）に接続す
るＦ級電力増幅手段（４６）とを具備する遠隔測定用送
信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US502,480 | 1990-03-30 | ||
| US07/502,480 US5818880A (en) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | MMIC telemetry transmitter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122259A true JPH05122259A (ja) | 1993-05-18 |
Family
ID=23998024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3082967A Pending JPH05122259A (ja) | 1990-03-30 | 1991-03-25 | Ｍｍｉｃ遠隔測定用送信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5818880A (ja) |
| EP (1) | EP0450476B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05122259A (ja) |
| DE (1) | DE69119815T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0621981A (ja) * | 1992-06-30 | 1994-01-28 | Nec Kansai Ltd | 無線送受信設備 |
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|---|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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1991
- 1991-03-25 JP JP3082967A patent/JPH05122259A/ja active Pending
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- 1991-03-27 EP EP91104839A patent/EP0450476B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0621981A (ja) * | 1992-06-30 | 1994-01-28 | Nec Kansai Ltd | 無線送受信設備 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5818880A (en) | 1998-10-06 |
| DE69119815T2 (de) | 1996-12-12 |
| DE69119815D1 (de) | 1996-07-04 |
| EP0450476B1 (en) | 1996-05-29 |
| EP0450476A3 (en) | 1992-07-15 |
| EP0450476A2 (en) | 1991-10-09 |
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