JPH04133113A - 定電流回路および発振回路 - Google Patents
定電流回路および発振回路Info
- Publication number
- JPH04133113A JPH04133113A JP2256294A JP25629490A JPH04133113A JP H04133113 A JPH04133113 A JP H04133113A JP 2256294 A JP2256294 A JP 2256294A JP 25629490 A JP25629490 A JP 25629490A JP H04133113 A JPH04133113 A JP H04133113A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- current
- constant current
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 30
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 23
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
- G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
- G05F3/227—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the supply voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
- H03K4/501—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator
- H03K4/502—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator the capacitor being charged from a constant-current source
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
電源電圧によってｔ流値を制御できる定電流回路と、こ
の定電流回路を用いて構成される発振回路に関し。
の定電流回路を用いて構成される発振回路に関し。
電源電圧に依存して定電流値および発振周波数をなめら
かに変化させるための簡単な回路構成を提供することを
目的とし それぞれのエミッタに定電流源を接続した第１と第２の
２つのトランジスタの各エミッタ間を抵抗で結合し、第
１のトランジスタのベースを定電圧源に接続し、第２の
トランジスタのベースを電源電圧の分圧点に接続して、
第２のトランジスタのコレクタ電流が１ｔａｔ圧の大き
さに応じて定電流制御されるようにした定電流回路と、
この定電流回路をコンデンサへの充電回路に用い、充放
電をスイッチングして発振を行う発振回路とを構成とし
てもつ。
かに変化させるための簡単な回路構成を提供することを
目的とし それぞれのエミッタに定電流源を接続した第１と第２の
２つのトランジスタの各エミッタ間を抵抗で結合し、第
１のトランジスタのベースを定電圧源に接続し、第２の
トランジスタのベースを電源電圧の分圧点に接続して、
第２のトランジスタのコレクタ電流が１ｔａｔ圧の大き
さに応じて定電流制御されるようにした定電流回路と、
この定電流回路をコンデンサへの充電回路に用い、充放
電をスイッチングして発振を行う発振回路とを構成とし
てもつ。
〔産業上の利用分野〕
本発明は、 ｉｔ電源電圧よって電流値を制御できる定
電流回路と、この定電流回路を用いて構成される発振回
路に関する。
電流回路と、この定電流回路を用いて構成される発振回
路に関する。
本発明による発振回路は、バッテリー駆動型の計算機に
おける周波数が可変のクロック装置に有用なものである
。
おける周波数が可変のクロック装置に有用なものである
。
バッテリー駆動型の計算機においては、演算処理モード
に入る前の例えば、モードセレクト時には高速動作は不
要であるので、動作電圧を下げて消費電力を減少させる
工夫を行っている。又、これにともなって、クロックに
ついても低速でよいため２発振器の発振周波数も下げる
様にして、消費電力を艷に下げることを行っている。
に入る前の例えば、モードセレクト時には高速動作は不
要であるので、動作電圧を下げて消費電力を減少させる
工夫を行っている。又、これにともなって、クロックに
ついても低速でよいため２発振器の発振周波数も下げる
様にして、消費電力を艷に下げることを行っている。
従来のコンピュータでは、一般にクロック装置として固
定周波数の発振器を用いている。そのためクロック周波
数を可変にする必要がある場合には１周波数が異なる複
数の発振器を設けておいて。
定周波数の発振器を用いている。そのためクロック周波
数を可変にする必要がある場合には１周波数が異なる複
数の発振器を設けておいて。
そのうちの１つを任意に選択する方法や、比較的高い周
波数の発振器を１つ設け、その出力を複数の周波数に分
周して、必要な周波数を任意に選択する方法がとられて
いた。
波数の発振器を１つ設け、その出力を複数の周波数に分
周して、必要な周波数を任意に選択する方法がとられて
いた。
このようなりロック発生用の発振器としてはコンデンサ
の充放電を用いた形式のものが多く用いられる０代表的
な回路としては１定電流回路を通して電源電圧によりコ
ンデンサを充電し、コンデンサの端子電圧があるレベル
に達したとき放電させ、コンデンサの端子電圧が他のあ
るレベルにまで降下したとき、放電を停止して充電を再
開する動作を繰り返し、鋸歯状波を発生するものである
。
の充放電を用いた形式のものが多く用いられる０代表的
な回路としては１定電流回路を通して電源電圧によりコ
ンデンサを充電し、コンデンサの端子電圧があるレベル
に達したとき放電させ、コンデンサの端子電圧が他のあ
るレベルにまで降下したとき、放電を停止して充電を再
開する動作を繰り返し、鋸歯状波を発生するものである
。
しかしながら、いずれの場合も３発振器や選択回路など
のハードウェア回路が著しく多くなるという問題が生じ
た。
のハードウェア回路が著しく多くなるという問題が生じ
た。
本発明は、ｔａｇ圧に依存して定電流値および発振周波
数をなめらかに変化させるための簡単な回路構成を提供
することを目的としている。
数をなめらかに変化させるための簡単な回路構成を提供
することを目的としている。
本発明は２発振器のコンデンサの充放電サイクルをｉｆ
ｆ電圧に依存して変化させるため、コンデンサに充電電
流を供給する定電流回路に電源電圧依存性をもたせるも
のである。
ｆ電圧に依存して変化させるため、コンデンサに充電電
流を供給する定電流回路に電源電圧依存性をもたせるも
のである。
第１図は本発明に基づく定電流回路の原理構成図、第２
図は第１図の定電流回路を使用した発振回路の原理構成
図である。
図は第１図の定電流回路を使用した発振回路の原理構成
図である。
第１図および第２図において、１は基準電圧部。
２は定電流源部、３は差動増幅部、４は差動増幅人力部
、５ばカレントミラ一部、６ば電流積分部。
、５ばカレントミラ一部、６ば電流積分部。
７は充放電制御部である。
差動増幅部３は、一対のトランジスタＱ３．Ｑ。
の各エミッタをそれぞれ電流源ＩＡ、ＩＢに接続すると
ともに抵抗Ｒ４で結合したものである。
ともに抵抗Ｒ４で結合したものである。
基準電圧部１は９本発明回路の基準となる電圧を発生さ
せるもので、得られた基ｒｓｔ圧ＶＩは差動増幅部３の
トランジスタＱ、のベースに印加される。
せるもので、得られた基ｒｓｔ圧ＶＩは差動増幅部３の
トランジスタＱ、のベースに印加される。
差動増幅入力部４は、を源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１゜Ｒ１
で分圧し９分圧点電圧■２を差動増幅部３のトランジス
タＱ、のベースに印加する。
で分圧し９分圧点電圧■２を差動増幅部３のトランジス
タＱ、のベースに印加する。
これにより、差動増幅部３のトランジスタＱ。
のコレクタには、Ｖ、、ＶｚＯ差電圧に応じた電流■２
が流れる。
が流れる。
Ｑ、のコレクタに設けられているトランジスタＱ４およ
びＱ、は、後述される第２図の発振回路におけるカレン
トミラ一部５の一部である。
びＱ、は、後述される第２図の発振回路におけるカレン
トミラ一部５の一部である。
第２図の発振回路の構成において、カレントミラ一部５
のトランジスタＱ、のベースは、第１図の定電流回路の
トランジスタＱ４のベースおよびコレクタに接続され、
Ｑ、を流れる定電流化された電流Ｉ２にほぼ等しい一定
のコレクタ電流Ｉ４を生じる。このコレクタ電流■４は
電流積分部６のコンデンサＣ０に充電電流として流れ、
端子電圧■。を時間とともに上昇させる。
のトランジスタＱ、のベースは、第１図の定電流回路の
トランジスタＱ４のベースおよびコレクタに接続され、
Ｑ、を流れる定電流化された電流Ｉ２にほぼ等しい一定
のコレクタ電流Ｉ４を生じる。このコレクタ電流■４は
電流積分部６のコンデンサＣ０に充電電流として流れ、
端子電圧■。を時間とともに上昇させる。
充放電制御部７は、コンデンサＣｏに並列に設けられた
スイッチＳＷと、！圧検出回路Ｄ１をそなえている。
スイッチＳＷと、！圧検出回路Ｄ１をそなえている。
電圧検出回路り、は、コンデンサＣ６の端子電圧■。を
監視し、ｖｏが充電により上昇しである一定電圧以上に
なるとＳＷをＯＮにしてコンデンサを放電させ、その結
果、■。が低下して他のある一定電圧以下になると、Ｓ
ＷをＯＦＦにして放電を停止させ、充電を再開させる。
監視し、ｖｏが充電により上昇しである一定電圧以上に
なるとＳＷをＯＮにしてコンデンサを放電させ、その結
果、■。が低下して他のある一定電圧以下になると、Ｓ
ＷをＯＦＦにして放電を停止させ、充電を再開させる。
これにより、コンデンサＣ０に対する充放電が繰り返さ
れて、■。は一定周期で変化する鋸歯状波となり１発振
出力が得られる。
れて、■。は一定周期で変化する鋸歯状波となり１発振
出力が得られる。
まず第１ｒｊ！Ｊの定電流回路の動作における電源電圧
Ｖｃｃの変化に対するコレクタ電流Ｉｔの変化について
説明する。電源電圧Ｖｃｃの値がｖ４であったとき、差
動増幅部３の入力電圧■ｚは、基準電圧部１の出力の定
電圧■１と等しくなるように差動増幅入力部４の分圧抵
抗Ｒ，，Ｒ，が調整される。このとき Ｑ、、Ｑ、では
、Ｉ、＝１□、■＝■２であるので、Ｒ４を流れる電流
Ｉ、は０である。
Ｖｃｃの変化に対するコレクタ電流Ｉｔの変化について
説明する。電源電圧Ｖｃｃの値がｖ４であったとき、差
動増幅部３の入力電圧■ｚは、基準電圧部１の出力の定
電圧■１と等しくなるように差動増幅入力部４の分圧抵
抗Ｒ，，Ｒ，が調整される。このとき Ｑ、、Ｑ、では
、Ｉ、＝１□、■＝■２であるので、Ｒ４を流れる電流
Ｉ、は０である。
次に電源電圧が上昇し、 Ｖｃｃ＝ Ｖ ｓ（＞ Ｖ
ａ）になると、Ｖ、＞Ｖ、となるので、Ｉｔは増加、
■。
ａ）になると、Ｖ、＞Ｖ、となるので、Ｉｔは増加、
■。
は減少し、Ｌは■、側から■１側へ流れる。
また電源電圧が低下して、 Ｖｃｃ＝ Ｖ ｓ（＜
Ｖ ａ）になると、Ｖ、＜Ｖ、となるので、Ｖｃｃ＝Ｖ
４のときにくらべて■２は減少、■、は増加し、■、は
ｖＡ側からＶ、側へ流れる。
Ｖ ａ）になると、Ｖ、＜Ｖ、となるので、Ｖｃｃ＝Ｖ
４のときにくらべて■２は減少、■、は増加し、■、は
ｖＡ側からＶ、側へ流れる。
つまりＶｃｃ−Ｖｎを境にして、Ｖｃｃが増加すると１
８は増加し、Ｖｃｃが減少すると■□も減少して、第３
図に示すような特性が得られる。この曲線の傾きはＲ４
の値によって変わり、Ｒ４が大きいはど■、は小さく、
Ｒ４が小さいほどＩ、は大きくなるので、第４図に示す
ようになる。
８は増加し、Ｖｃｃが減少すると■□も減少して、第３
図に示すような特性が得られる。この曲線の傾きはＲ４
の値によって変わり、Ｒ４が大きいはど■、は小さく、
Ｒ４が小さいほどＩ、は大きくなるので、第４図に示す
ようになる。
次に第２図に示す発振回路の動作を説明する。
電圧検出回路Ｄ１の２つの検出電圧を■Ｓ１＋ ■５ｔ
（Ｖ□＞Ｖｓｚ）とすると、電圧検出回路Ｄ１は。
（Ｖ□＞Ｖｓｚ）とすると、電圧検出回路Ｄ１は。
Ｃ０の充電中に■。＞Ｖ、、になるとスイッチＳＷをＯ
ＮにしてＣ８の電荷の放電を開始させ、ｖｏ＜Ｖ、、に
なるとＳＷをＯＦＦにして放電を停止し。
ＮにしてＣ８の電荷の放電を開始させ、ｖｏ＜Ｖ、、に
なるとＳＷをＯＦＦにして放電を停止し。
充電を再開させる。
したがって、Ｃ０への充電電流Ｉ４が大きいほど充電、
放電の繰り返しサイクルが速くなる。■４（’ｉｌｄは
Ｖｃｃが大きいほど増加するから、Ｖｃｃの上下の変化
に応じて１発振周波数ｆは高低にリニアに変化する。
放電の繰り返しサイクルが速くなる。■４（’ｉｌｄは
Ｖｃｃが大きいほど増加するから、Ｖｃｃの上下の変化
に応じて１発振周波数ｆは高低にリニアに変化する。
第５図にこの発振回路の出力波形を示す、また第６図に
Ｖｃｃとｆの関係を示す、ＶＣＣ−Ｖ４のときｆ＝ｆ、
、Ｖｃｃ＝Ｖｓのときｆ−ｆ、となる。
Ｖｃｃとｆの関係を示す、ＶＣＣ−Ｖ４のときｆ＝ｆ、
、Ｖｃｃ＝Ｖｓのときｆ−ｆ、となる。
またｆの変化範囲の幅を変えたい場合には、第１図の定
電流源部２の定電流値を変化させればよい。
電流源部２の定電流値を変化させればよい。
ｆの傾きを変化させたい場合には、Ｒ１を大き（してい
けば傾きは小さくなり、Ｒａを小さくしていけば傾きは
太き（なり、ＶｃｃｆｌＳＩＩ係の特性は第７図のよう
になる。
けば傾きは小さくなり、Ｒａを小さくしていけば傾きは
太き（なり、ＶｃｃｆｌＳＩＩ係の特性は第７図のよう
になる。
ｆの変化範囲を拡大したい場合には、Ｉｎ、ＩｓをＩ’
Ａ（＞ Ｉａ ） 、 Ｉ’ｓ （＞ Ｉｍ ）の
ように太きくすれば、ＶＣＣ−１！関係の特性は第８図
に示すようになり、電流変化分はΔＩ、からΔＩ２へと
拡大する。この結果のＶｃｃ−ｆ関係の特性は第９図の
ようになり、Ｖｃｃ＝Ｖａ 、Ｖｃｃ”Ｖ５に対応する
ｆはｆ４→ｒ’４．ｆｓ→「、となって９周波数範囲は
、Δｆ、からΔｆ２へ拡大する。
Ａ（＞ Ｉａ ） 、 Ｉ’ｓ （＞ Ｉｍ ）の
ように太きくすれば、ＶＣＣ−１！関係の特性は第８図
に示すようになり、電流変化分はΔＩ、からΔＩ２へと
拡大する。この結果のＶｃｃ−ｆ関係の特性は第９図の
ようになり、Ｖｃｃ＝Ｖａ 、Ｖｃｃ”Ｖ５に対応する
ｆはｆ４→ｒ’４．ｆｓ→「、となって９周波数範囲は
、Δｆ、からΔｆ２へ拡大する。
第１０図ないし第１８図を用いて本発明の詳細な説明す
る。
る。
第１０図に示す第１の実施例は、Ｖｃｃに対する周波数
変化範囲をシフトする機構を有するものでコンデンサＣ
０に対する追加の定電流印加部８をそなえている。
変化範囲をシフトする機構を有するものでコンデンサＣ
０に対する追加の定電流印加部８をそなえている。
この定電流印加部８は、トランジスタＱｓのベース・コ
レクタ接続側に定電流源Ｉｃを有し、トランジスタＱ自
とＱ、で構成されるカレントミラー回路によって、Ｑ、
のコレクタにほぼＩ、に等しい電流を流し、１４ ＝Ｉ
ｚ ＋ｌＣとする。つまりＩ、をＩｃ骨分ゲタ上する。
レクタ接続側に定電流源Ｉｃを有し、トランジスタＱ自
とＱ、で構成されるカレントミラー回路によって、Ｑ、
のコレクタにほぼＩ、に等しい電流を流し、１４ ＝Ｉ
ｚ ＋ｌＣとする。つまりＩ、をＩｃ骨分ゲタ上する。
第１１図は、第１０図から充放電制御部７を取り除いた
状態でのシフトされたＶｃｃ−１４関係の特性である。
状態でのシフトされたＶｃｃ−１４関係の特性である。
ＶＣＣの変化に対してＩ４の変化範囲はΔＩ、からΔＩ
４にシフトされることがわかる。
４にシフトされることがわかる。
また第１２図は、その結果として周波数の変化範囲がΔ
ｆ３からΔｆ４にシフトすることを示す。
ｆ３からΔｆ４にシフトすることを示す。
これにより周波数の下限をある一定値に制限することが
できる。
できる。
第１３図に示す第２の実施例回路は１発振出力波形の立
上り、立下り時間の比を調整するためのもので、充放電
制御部７のスイッチＳＷと直列に定電流源■。（■。＝
ｎ−１ａ、 １／ｎ ・＋４． ｎは自然数）を設け、
ＳＷがＯＮのときＳＷを通る放電電流が００への充電電
流Ｉ４のｎ倍あるいは１／ｎ倍になるようにしている。
上り、立下り時間の比を調整するためのもので、充放電
制御部７のスイッチＳＷと直列に定電流源■。（■。＝
ｎ−１ａ、 １／ｎ ・＋４． ｎは自然数）を設け、
ＳＷがＯＮのときＳＷを通る放電電流が００への充電電
流Ｉ４のｎ倍あるいは１／ｎ倍になるようにしている。
第１４図は三角波の発振出力波形を示す、この三角波は
１．−２・Ｉ４としたときのものであり。
１．−２・Ｉ４としたときのものであり。
ｄｕｔｙ＝ ５ Ｑ％のクロックを生成するために都合
のよいものである。
のよいものである。
第１５図に示す第３の実施例回路は、第１０図と第１３
図の各実施例回路を組合わせたものである１図中のトラ
ンジスタＱＩ、Ｑｚは、それぞれのベース・エミッタ間
の接合電圧を定電圧源として利用しており、抵抗Ｒ１を
介してこれらのトランジスタＱ、、 Ｑ、にバイアス電
流を流し、得られた基準電圧■１をトランジスタＱ３の
ベースに印加する。また、トランジスタＱ、は、スイッ
チＳＷとしての動作機能をもち、またシュミット回路Ｄ
２はそのヒステリシス特性をもった波形整形作用により
、三角波を矩形波に変換する動作を行う。
図の各実施例回路を組合わせたものである１図中のトラ
ンジスタＱＩ、Ｑｚは、それぞれのベース・エミッタ間
の接合電圧を定電圧源として利用しており、抵抗Ｒ１を
介してこれらのトランジスタＱ、、 Ｑ、にバイアス電
流を流し、得られた基準電圧■１をトランジスタＱ３の
ベースに印加する。また、トランジスタＱ、は、スイッ
チＳＷとしての動作機能をもち、またシュミット回路Ｄ
２はそのヒステリシス特性をもった波形整形作用により
、三角波を矩形波に変換する動作を行う。
第１５図の回路からＤｔ 、Ｑ啼を取り除いたときのＶ
ｃｃ−１４の関係の特性が第１６図でありここでＤｘ、
Ｑｑを追加したときの動作は次のようになる。Ｄｚは２
つのしきい値Ｓイ、ＳＬ （Ｓ。
ｃｃ−１４の関係の特性が第１６図でありここでＤｘ、
Ｑｑを追加したときの動作は次のようになる。Ｄｚは２
つのしきい値Ｓイ、ＳＬ （Ｓ。
＞ＳＬ ）をもち、ＶＯ＞ＳＮになると出力Ｆｏｕ ｔ
の電圧を■ににジャンプさせる。この結果、Ｑ、はＯＮ
にされ、Ｃ０の電荷はＩｏ （−２１４）で放電され
、■。は次第に低下するが出力Ｆｏｕｔの電圧は■。の
ままである。
の電圧を■ににジャンプさせる。この結果、Ｑ、はＯＮ
にされ、Ｃ０の電荷はＩｏ （−２１４）で放電され
、■。は次第に低下するが出力Ｆｏｕｔの電圧は■。の
ままである。
続いてＶＯ＜ＳＬになると、Ｄ２は逆方向にジャンプし
て出力Ｆｏｕｔの電圧をＶ、にし、Ｑ、をＯＦＦにする
。これによりＣ０の放電は停止され。
て出力Ｆｏｕｔの電圧をＶ、にし、Ｑ、をＯＦＦにする
。これによりＣ０の放電は停止され。
Ｉ４による充電が再開される。そして次にｖｏ〉Ｓ、に
なるまで出力Ｆｏｕ ｔをＶＬのままに保持する。
なるまで出力Ｆｏｕ ｔをＶＬのままに保持する。
第１７図は、第１５図の回路中のＶＣＣと出力Ｆｏｕｔ
の周波数ｆの関係を示すＶｃｃ−ｆ特性であり、第１８
図は出力Ｆｏｕｔの波形を示す。図示のようにｄｕｔｙ
＝５Ｑ％の矩形波パルスを連続して得ることができる。
の周波数ｆの関係を示すＶｃｃ−ｆ特性であり、第１８
図は出力Ｆｏｕｔの波形を示す。図示のようにｄｕｔｙ
＝５Ｑ％の矩形波パルスを連続して得ることができる。
これらの実施例回路は、モノリンツクＩＣに適しており
、容易に１チツプ化を図ることができる。
、容易に１チツプ化を図ることができる。
本発明は、ノートパソコンのような小型で低積電力の装
置において、電源電圧の変動を追従させて定電流回路の
電流値および発振回路の発振周波数をなめらかに変化さ
せることができ、ハードウェア量と消費電力の大幅な削
減と、その結果としての信頼性の向上およびコストダウ
ンを図ることができる。
置において、電源電圧の変動を追従させて定電流回路の
電流値および発振回路の発振周波数をなめらかに変化さ
せることができ、ハードウェア量と消費電力の大幅な削
減と、その結果としての信頼性の向上およびコストダウ
ンを図ることができる。
第１図は本発明による定電流回路の原理構成図第２図は
本発明による発振回路の原理構成図、第３図は第１図に
おけるＶｃｃ−１ｔ＊性を示す説明図、第４図は第３図
におけるＶｃｃ Ｉｔ特性の傾きの変化を示す説明図
、第５図は第２図の発振回路の出力の波形図、第６図は
第２図の回路のＶｃｃ−ｆ特性の説明図、第７図は２第
４図に対応するＶＣｃ−ｆ特性、第８図は第２図の回路
の拡大されたＶＣＣＩｔ特性の説明図、第９図は第８図
に対応する拡大されたＶｃｃ−ｆ特性の説明図、第１０
図は本発明の第１の実施例回路の構成図、第１１図は第
１０図におけるシフトされたＶｃｃ Ｉａ特性の説明
図、第１２図は第１１図に対応するシフトされたＶｃｃ
−ｆ特性の説明図、第１３図は本発明の第２の実施例回
路の構成図、第１４図は第２の実施例回路の発振出力波
形図、第１５図は本発明の第３の実施例回路の構成図、
第１６図は第３の実施例回路のＶｃｃ １ｇ特性の説
明図、第１７図は第３の実施例回路のＶ ｃｃ −Ｆｏ
ｕ を周波数特性の説明図、第１８図は第３の実施例回
路の出力Ｆｏｕｔの波形図である。 第１図および第２図において。 １：基準電圧部 ２：定電流源部 ３：差動増幅部 ４：差動増幅入力部 ５：カレントミラ一部 ６：を流積分部 ７；充放ｔｉ！１Ｉ７ａｔ部 Ｑ、ゞＱ＆ ：トランジスタ Ｒ，〜Ｒ４：抵抗 Ｃｏ ：コンデンサ ■＾、１富 ：定電流源 り、：電圧検出回路 ＳＷ：スイッチ
本発明による発振回路の原理構成図、第３図は第１図に
おけるＶｃｃ−１ｔ＊性を示す説明図、第４図は第３図
におけるＶｃｃ Ｉｔ特性の傾きの変化を示す説明図
、第５図は第２図の発振回路の出力の波形図、第６図は
第２図の回路のＶｃｃ−ｆ特性の説明図、第７図は２第
４図に対応するＶＣｃ−ｆ特性、第８図は第２図の回路
の拡大されたＶＣＣＩｔ特性の説明図、第９図は第８図
に対応する拡大されたＶｃｃ−ｆ特性の説明図、第１０
図は本発明の第１の実施例回路の構成図、第１１図は第
１０図におけるシフトされたＶｃｃ Ｉａ特性の説明
図、第１２図は第１１図に対応するシフトされたＶｃｃ
−ｆ特性の説明図、第１３図は本発明の第２の実施例回
路の構成図、第１４図は第２の実施例回路の発振出力波
形図、第１５図は本発明の第３の実施例回路の構成図、
第１６図は第３の実施例回路のＶｃｃ １ｇ特性の説
明図、第１７図は第３の実施例回路のＶ ｃｃ −Ｆｏ
ｕ を周波数特性の説明図、第１８図は第３の実施例回
路の出力Ｆｏｕｔの波形図である。 第１図および第２図において。 １：基準電圧部 ２：定電流源部 ３：差動増幅部 ４：差動増幅入力部 ５：カレントミラ一部 ６：を流積分部 ７；充放ｔｉ！１Ｉ７ａｔ部 Ｑ、ゞＱ＆ ：トランジスタ Ｒ，〜Ｒ４：抵抗 Ｃｏ ：コンデンサ ■＾、１富 ：定電流源 り、：電圧検出回路 ＳＷ：スイッチ
Claims (5)
- （１）それぞれのエミッタに定電流源（ＩＡ、ＩＢ）を
接続した第１と第２の２つのトランジスタ（Ｑ＿３、Ｑ
＿５）の各エミッタ間を抵抗（Ｒ＿４）で結合し、第１
のトランジスタ（Ｑ＿３）のベースを定電圧源（１）に
接続し、第２のトランジスタ（Ｑ＿５）のベースを電源
電圧の分圧点に接続して、第２のトランジスタ（Ｑ＿５
）のコレクタ電流が電源電圧の大きさに応じて定電流制
御されるようにした定電流回路。 - （２）充放電用のコンデンサと、それぞれのエミッタに
定電流源を接続した第１と第２の２つのトランジスタの
各エミッタ間を抵抗で結合し、第１のトランジスタのベ
ースを定電圧源に接続し、第２のトランジスタのベース
を電源電圧の分圧点に接続して、第２のトランジスタの
コレクタ電流が電源電圧に応じて定電流制御される定電
流回路を用いた前記コンデンサの充電回路と、前記コン
デンサに並列に設けた放電用のスイッチ回路と、前記コ
ンデンサの端子電圧がある設定値に達したとき前記スイ
ッチ回路を導電状態にして他の設定値に達したとき非導
電状態にする充放電制御部とをそなえた発振回路。 - （３）請求項第２項において、定電流回路内の第１と第
２のトランジスタの各エミッタに接続された電流源の電
流値を変化させることにより発振周波数範囲を可変にし
たことを特徴とする発振回路。 - （４）請求項第２項において、コンデンサに、定電流回
路から独立して電流値を制御できる定電流源を接続し発
振周波数の範囲をシフト可能にしたことを特徴とする発
振回路。 - （５）請求項第２項において、コンデンサに番列に設け
た放電用のスイッチ回路中に前記コンデンサへの充電電
流のｎ倍または１／ｎ倍の大きさの電流値をもつ定電流
源を挿入し、立上りと立下りの時間比を可変できる三角
波を発振することを特徴とする発振回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256294A JP2763393B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 定電流回路および発振回路 |
| DE69118798T DE69118798T2 (de) | 1990-09-26 | 1991-09-25 | Konstantstromschaltung und ein Schwingkreis gesteuert durch dieselbe |
| US07/765,272 US5146188A (en) | 1990-09-26 | 1991-09-25 | Constant current circuit and an oscillating circuit controlled by the same |
| CA002052248A CA2052248C (en) | 1990-09-26 | 1991-09-25 | Constant current circuit and an oscillating circuit controlled by the same |
| EP95102887A EP0664502A3 (en) | 1990-09-26 | 1991-09-25 | Resonant circuit. |
| EP91116347A EP0477907B1 (en) | 1990-09-26 | 1991-09-25 | A constant current circuit and an oscillating circuit controlled by the same |
| KR1019910016770A KR950005155B1 (ko) | 1990-09-26 | 1991-09-26 | 정전류회로 및 이 회로에 의해 제어되는 발진회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2256294A JP2763393B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 定電流回路および発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04133113A true JPH04133113A (ja) | 1992-05-07 |
| JP2763393B2 JP2763393B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=17290663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2256294A Expired - Lifetime JP2763393B2 (ja) | 1990-09-26 | 1990-09-26 | 定電流回路および発振回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5146188A (ja) |
| EP (2) | EP0664502A3 (ja) |
| JP (1) | JP2763393B2 (ja) |
| KR (1) | KR950005155B1 (ja) |
| CA (1) | CA2052248C (ja) |
| DE (1) | DE69118798T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011172213A (ja) * | 2010-01-18 | 2011-09-01 | Rohm Co Ltd | カレントミラー回路ならびにそれを用いた発光素子の駆動回路および発振器、電流駆動回路およびそれを用いた発光装置 |
| US10345833B2 (en) | 2016-06-28 | 2019-07-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Voltage-current converter and load driver |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100326344B1 (ko) * | 1993-03-17 | 2002-10-11 | 내셔널 세미콘덕터 코포레이션 | 스위칭레귤레이터용주파수편이회로 |
| US5349286A (en) * | 1993-06-18 | 1994-09-20 | Texas Instruments Incorporated | Compensation for low gain bipolar transistors in voltage and current reference circuits |
| US5619125A (en) * | 1995-07-31 | 1997-04-08 | Lucent Technologies Inc. | Voltage-to-current converter |
| US6441693B1 (en) * | 2001-03-20 | 2002-08-27 | Honeywell International Inc. | Circuit for voltage to linear duty cycle conversion |
| DE10121821B4 (de) * | 2001-05-04 | 2004-04-08 | Infineon Technologies Ag | Frequenzregelschaltung |
| DE10259384B3 (de) * | 2002-12-18 | 2004-05-13 | Siemens Ag | Vorrichtung zur Ermittlung des Energiezustandes eines Energiespeichers eines mobilen Datenträgers |
| CN109002076B (zh) * | 2017-06-07 | 2021-10-29 | 苏州瀚宸科技有限公司 | 电阻电流镜像电路、rssi电路及芯片 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3870971A (en) * | 1973-03-17 | 1975-03-11 | Victor Company Of Japan | Circuit arrangement of voltage controlled oscillator |
| US3831113A (en) * | 1973-06-01 | 1974-08-20 | Rca Corp | Relaxation oscillator |
| DE2912492A1 (de) * | 1979-03-29 | 1980-10-09 | Siemens Ag | Monolithisch integrierbarer rechteckimpulsgenerator |
| US4471326A (en) * | 1981-04-30 | 1984-09-11 | Rca Corporation | Current supplying circuit as for an oscillator |
| NL8302215A (nl) * | 1983-06-22 | 1985-01-16 | Philips Nv | Stroombronschakeling. |
| JPS60263507A (ja) * | 1984-06-11 | 1985-12-27 | Nec Corp | 発振回路 |
| JPH0659024B2 (ja) * | 1985-12-23 | 1994-08-03 | 日本電気株式会社 | 時定数回路 |
| US4667146A (en) * | 1986-10-10 | 1987-05-19 | Tektronix, Inc. | Voltage-controlled push-pull current source |
-
1990
- 1990-09-26 JP JP2256294A patent/JP2763393B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-09-25 CA CA002052248A patent/CA2052248C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-25 US US07/765,272 patent/US5146188A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-25 EP EP95102887A patent/EP0664502A3/en not_active Ceased
- 1991-09-25 DE DE69118798T patent/DE69118798T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-25 EP EP91116347A patent/EP0477907B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-26 KR KR1019910016770A patent/KR950005155B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011172213A (ja) * | 2010-01-18 | 2011-09-01 | Rohm Co Ltd | カレントミラー回路ならびにそれを用いた発光素子の駆動回路および発振器、電流駆動回路およびそれを用いた発光装置 |
| US10345833B2 (en) | 2016-06-28 | 2019-07-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Voltage-current converter and load driver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2763393B2 (ja) | 1998-06-11 |
| EP0477907B1 (en) | 1996-04-17 |
| DE69118798D1 (de) | 1996-05-23 |
| CA2052248A1 (en) | 1992-03-27 |
| CA2052248C (en) | 1994-07-26 |
| US5146188A (en) | 1992-09-08 |
| EP0477907A2 (en) | 1992-04-01 |
| EP0664502A3 (en) | 1997-08-06 |
| EP0664502A2 (en) | 1995-07-26 |
| DE69118798T2 (de) | 1996-09-05 |
| EP0477907A3 (en) | 1993-06-30 |
| KR920007320A (ko) | 1992-04-28 |
| KR950005155B1 (ko) | 1995-05-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0735677B1 (en) | Oscillator circuit having oscillation frequency independent from the supply voltage value | |
| US4891609A (en) | Ring oscillator | |
| US6362697B1 (en) | Low supply voltage relaxation oscillator having current mirror transistors supply for capacitors | |
| US8203392B2 (en) | Oscillator stabilized for temperature and power supply variations | |
| CN104426479A (zh) | 一种低功耗、低抖动、宽工作范围的晶体振荡器电路 | |
| JP2560983B2 (ja) | 半導体装置 | |
| JPH04133113A (ja) | 定電流回路および発振回路 | |
| JP3586172B2 (ja) | 半導体集積回路およびフェーズ・ロックド・ループ回路 | |
| CN110011644B (zh) | 一种环形振荡器 | |
| JP2003173212A (ja) | Ｃｍｏｓ基準電圧発生回路及び電源監視回路 | |
| CN111464152A (zh) | 一种实现片内时钟低温漂低功耗的电路及方法 | |
| JPH06196976A (ja) | 信号発生器 | |
| JPH07271322A (ja) | 電圧変換回路 | |
| CN203504497U (zh) | 一种低功耗、低抖动、宽工作范围的晶体振荡器电路 | |
| JP2008211757A (ja) | 温度補償圧電発振器 | |
| JP3132212B2 (ja) | 水晶発振回路 | |
| CN114553193B (zh) | 对电源电压和温度不敏感的时钟产生电路及设备 | |
| CN113938100B (zh) | 振荡器 | |
| US20050110583A1 (en) | Reference voltage generator for logic elements providing stable and predefined gate propagation time | |
| KR100310488B1 (ko) | 넓은제어범위를갖는간단한전압전류변환회로 | |
| JP3266883B2 (ja) | 圧電発振器 | |
| JPH0697732A (ja) | 発振回路 | |
| JP2590617B2 (ja) | 電圧制御圧電発振器 | |
| JP3852924B2 (ja) | 発振回路 | |
| JPH06152244A (ja) | 圧電発振回路 |