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JP7502220B2 - Wireless communication device - Google Patents

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JP7502220B2 JP2021033184A JP2021033184A JP7502220B2 JP 7502220 B2 JP7502220 B2 JP 7502220B2 JP 2021033184 A JP2021033184 A JP 2021033184A JP 2021033184 A JP2021033184 A JP 2021033184A JP 7502220 B2 JP7502220 B2 JP 7502220B2
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  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Description

本発明は、プリアンブル信号を含むフレームを用いて無線通信を行う無線通信装置に関する。 The present invention relates to a wireless communication device that performs wireless communication using a frame including a preamble signal.

無線通信システムでは一般に、物理層の送信フレームの先頭に、送信側及び受信側で既知のプリアンブル信号ブロックを幾つか付加する。このプリアンブル信号ブロックを用いて、受信側では受信自動利得制御、同期捕捉等の処理を行う。また、このプリアンブル信号ブロックも含め、ヘッダ信号ブロック、チャネル推定用の既知信号ブロック、本来のデータ伝送部分であるデータシンボルブロック等は、フレームフォーマットで数が定められているのが一般的である。 In wireless communication systems, several preamble signal blocks that are known on both the transmitting and receiving sides are generally added to the beginning of a transmission frame in the physical layer. These preamble signal blocks are used by the receiving side to perform processes such as automatic gain control and synchronization acquisition. In addition, the number of these preamble signal blocks, as well as header signal blocks, known signal blocks for channel estimation, and data symbol blocks, which are the actual data transmission portion, are generally determined by the frame format.

一方、MIL-STD-188-110Dのような通信規格では、プリアンブルブロック数を、所定の範囲において任意の数に設定できる。同規格では更に、インタリーブサイズや変調方式も送信側で決定し、受信側では送信情報ヘッダを解析することで、それに応じた復調処理が可能である。 On the other hand, in communication standards such as MIL-STD-188-110D, the number of preamble blocks can be set to any number within a specified range. In addition, in this standard, the interleave size and modulation method are also determined on the transmitting side, and the receiving side can analyze the transmitted information header and perform demodulation processing accordingly.

ここで、特許文献1には、プリアンブル検出に要する処理量を削減しつつ、受信信号が小さい場合のプリアンブル誤検出を低減できるようにする発明が開示されている。また、特許文献2には、伝搬路のC/N比が劣化した場合でもプリアンブルを正確に検出できるようにする発明が開示されている。 Patent document 1 discloses an invention that reduces the amount of processing required for preamble detection while reducing false preamble detection when the received signal is small. Patent document 2 discloses an invention that enables accurate detection of preambles even when the C/N ratio of the propagation path has deteriorated.

特開2003-244118号公報JP 2003-244118 A 特開2003-304296号公報JP 2003-304296 A

プリアンブル信号を冗長に送信すると、受信利得制御や同期捕捉は安定的に処理できるが、プリアンブル信号の長さに比例してスループットが低下してしまう。また、伝搬路のレベル変動が大きい場合はフェージング環境下であり、インタリーブサイズが小さいと、誤り訂正による性能改善が得られず性能劣化する。逆に、伝搬路のレベル変動が小さい場合には、インタリーブサイズが大きいと、インタリーブ処理による伝送遅延が冗長となる。また、受信側では通常、マルチパス等化器を具備するが、等化できるマルチパス遅延時間範囲は実装するタップ数により決定されるため有限である。実装されている等化器の範囲外のマルチパスは等化不能であり、干渉成分となって受信性能が劣化する。 When the preamble signal is transmitted redundantly, the receiver gain control and synchronization acquisition can be processed stably, but the throughput decreases in proportion to the length of the preamble signal. In addition, when the level fluctuation of the propagation path is large, in a fading environment, if the interleave size is small, performance improvement by error correction cannot be obtained and performance deteriorates. Conversely, when the level fluctuation of the propagation path is small, if the interleave size is large, the transmission delay due to the interleave processing becomes redundant. In addition, the receiving side is usually equipped with a multipath equalizer, but the multipath delay time range that can be equalized is finite because it is determined by the number of taps implemented. Multipath outside the range of the implemented equalizer cannot be equalized and becomes an interference component, degrading the receiving performance.

本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、通信を安定的に維持させることが可能な無線通信装置を提供することを目的とする。 The present invention was made in consideration of the above-mentioned conventional circumstances, and aims to provide a wireless communication device that can maintain stable communication.

上記目的を達成するために、本発明では、無線通信装置を以下のように構成した。
すなわち、プリアンブル信号を含むフレームを用いて無線通信を行う無線通信装置において、送信処理に適用される、インタリーブサイズを含む送信パラメータを設定する送信パラメータ設定部と、受信信号のレベルの変動量を検出する受信レベル変動検出部とを備え、送信パラメータ設定部は、受信レベル変動検出部により検出された変動量に応じて、以後の送信処理に適用するインタリーブサイズを決定することを特徴とする。
In order to achieve the above object, in the present invention, a wireless communication device is configured as follows.
That is, in a wireless communication device that performs wireless communication using a frame including a preamble signal, the device is equipped with a transmission parameter setting unit that sets transmission parameters including an interleave size to be applied to the transmission process, and a reception level fluctuation detection unit that detects the amount of fluctuation in the level of the received signal, and the transmission parameter setting unit determines the interleave size to be applied to subsequent transmission processing in accordance with the amount of fluctuation detected by the reception level fluctuation detection unit.

ここで、受信レベル変動検出部は、受信信号の信号電力のうち基準電力より小さい電力成分である偏差電力に基づいて、受信信号のレベルの変動量を算出してもよい。 Here, the reception level fluctuation detection unit may calculate the amount of fluctuation in the level of the received signal based on the deviation power, which is the power component of the signal power of the received signal that is smaller than the reference power.

また、無線通信装置は、受信信号の信号対干渉雑音電力比を算出するSINR算出部を更に備え、送信パラメータは変調方式を含み、送信パラメータ設定部は、SINR算出部により算出された信号対干渉雑音電力比に応じて、以後の送信処理に適用する変調方式を決定してもよい。 The wireless communication device may further include an SINR calculation unit that calculates a signal-to-interference plus noise power ratio of the received signal, the transmission parameters include a modulation method, and the transmission parameter setting unit may determine a modulation method to be applied to subsequent transmission processing according to the signal-to-interference plus noise power ratio calculated by the SINR calculation unit.

また、SINR算出部は、受信信号からプリアンブル信号を検出し、プリアンブル信号の検出結果に基づいてプリアンブル信号の信号電力、雑音電力、及び干渉電力を算出し、プリアンブル信号の信号電力、雑音電力、及び干渉電力に基づいて信号対干渉雑音電力比を算出してもよい。 The SINR calculation unit may also detect a preamble signal from the received signal, calculate the signal power, noise power, and interference power of the preamble signal based on the detection result of the preamble signal, and calculate a signal-to-interference-plus-noise power ratio based on the signal power, noise power, and interference power of the preamble signal.

また、SINR算出部は、マルチパス遅延時間とマルチパス電力との関係を表す遅延プロファイルを算出し、遅延プロファイルと等化限界マルチパス遅延時間とに基づいて干渉電力を算出してもよい。 The SINR calculation unit may also calculate a delay profile that represents the relationship between the multipath delay time and the multipath power, and calculate the interference power based on the delay profile and the equalization limit multipath delay time.

本発明によれば、通信を安定的に維持させることが可能な無線通信装置を提供することができる。 The present invention provides a wireless communication device that can maintain stable communication.

本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成例を示す図である。1 is a diagram illustrating an example of the configuration of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention. 本発明を適用できるフレームフォーマットの一例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an example of a frame format to which the present invention can be applied. 図1の無線通信装置における受信レベル変動検出部の構成例を示す図である。2 is a diagram illustrating an example of the configuration of a reception level fluctuation detection unit in the wireless communication device of FIG. 1 . 図3の減算器から出力される偏差電力の一例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a deviation power output from a subtractor in FIG. 3 . レベル変動算出のための処理を施した偏差電力の一例を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing an example of deviation power that has been subjected to processing for calculating level fluctuations. 図1の無線通信装置におけるSINR算出部の構成例を示す図である。2 is a diagram illustrating an example of the configuration of an SINR calculation unit in the wireless communication device of FIG. 1 . 遅延プロファイルの一例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a delay profile. インタリーブサイズ設定テーブルの一例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an interleave size setting table. 変調方式設定テーブルの一例を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a modulation method setting table.

本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
図1には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成例を示してある。本例の無線通信装置は、誤り訂正符号化部101と、インタリーブ部102と、変調部103と、フレーム生成部104と、送信レート変換部105と、デジタル-アナログ変換器(DAC)106と、送信周波数変換部107と、電力増幅部108と、送受信アンテナ109と、受信LNA部110と、受信周波数変換部111と、アナログ-デジタル変換器(ADC)112と、受信レート変換部113と、受信電力制御部114と、パラメータ検出部115と、復調部116と、デインタリーブ部117と、誤り訂正復号部118と、受信レベル変動検出部119と、SINR算出部120と、送信パラメータ設定部121とを備える。
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
1 shows an example of the configuration of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention. The wireless communication device of this example includes an error correction coding unit 101, an interleaving unit 102, a modulation unit 103, a frame generation unit 104, a transmission rate conversion unit 105, a digital-to-analog converter (DAC) 106, a transmission frequency conversion unit 107, a power amplification unit 108, a transmission/reception antenna 109, a reception LNA unit 110, a reception frequency conversion unit 111, an analog-to-digital converter (ADC) 112, a reception rate conversion unit 113, a reception power control unit 114, a parameter detection unit 115, a demodulation unit 116, a deinterleaving unit 117, an error correction decoding unit 118, a reception level fluctuation detection unit 119, a SINR calculation unit 120, and a transmission parameter setting unit 121.

誤り訂正符号化部101は、上位層から出力された送信情報ビット系列(伝送データ)に対し、誤り訂正符号化を施す。誤り訂正符号化によって得られた符号化ビット系列は、インタリーブ部102へ出力される。 The error correction coding unit 101 performs error correction coding on the transmission information bit sequence (transmission data) output from the upper layer. The coded bit sequence obtained by the error correction coding is output to the interleaving unit 102.

インタリーブ部102は、誤り訂正符号化部101から入力された符号化ビット系列に対し、上位層或いは送信パラメータ設定部121で設定されたインタリーブサイズで所定の順序に並び替えるインタリーブ処理を行う。インタリーブ処理によって得られた変調ビット系列は、変調部103へ出力される。 The interleaving unit 102 performs interleaving processing on the coded bit sequence input from the error correction coding unit 101, rearranging the coded bit sequence into a predetermined order using an interleave size set in an upper layer or in the transmission parameter setting unit 121. The modulated bit sequence obtained by the interleaving processing is output to the modulation unit 103.

変調部103は、インタリーブ部102から入力された変調ビット系列に対し、上位層或いは送信パラメータ設定部121で設定された変調方式に基づく変調処理を施す。変調処理によって得られた変調信号は、フレーム生成部104へ出力される。 The modulation unit 103 performs modulation processing on the modulated bit sequence input from the interleaving unit 102 based on the modulation method set in the upper layer or the transmission parameter setting unit 121. The modulated signal obtained by the modulation processing is output to the frame generation unit 104.

フレーム生成部104は、変調部103から入力された変調信号を所定フォーマットのフレームに格納する。このフレームには、プリアンブル信号、パラメータ検出用信号、チャネル推定用既知信号なども格納される。プリアンブル信号は、受信自動利得制御、同期捕捉等の処理に使用される。プリアンブル信号の長さは、上位層或いは送信パラメータ設定部121で設定される。パラメータ検出用信号は、変調方式やインタリーブサイズ等のパラメータを伝達するために使用される。チャネル推定用既知信号は、チャネル推定処理に使用される。 The frame generation unit 104 stores the modulated signal input from the modulation unit 103 in a frame of a predetermined format. This frame also stores a preamble signal, a parameter detection signal, a known signal for channel estimation, and the like. The preamble signal is used for processes such as automatic reception gain control and synchronization acquisition. The length of the preamble signal is set by an upper layer or the transmission parameter setting unit 121. The parameter detection signal is used to transmit parameters such as the modulation method and interleave size. The known signal for channel estimation is used for channel estimation processing.

本システムで使用するフレームは、例えば、図2に示すようなフォーマットである。図2のフレームは、プリアンブル信号が格納されるプリアンブル信号ブロックAn(ただし、n=0~N)と、パラメータ検出用信号が格納されるヘッダ信号ブロックBp(ただし、p=0~P)と、チャネル推定用既知信号が格納される既知信号ブロックCq(ただし、q=0~Q)と、伝送データの変調信号が格納されるデータシンボルブロックDm(ただし、m=0~M)とを有している。フレーム生成部104によって生成されたフレームは、送信レート変換部105へ出力される。 The frame used in this system has a format as shown in FIG. 2, for example. The frame in FIG. 2 has a preamble signal block An (where n = 0 to N) in which a preamble signal is stored, a header signal block Bp (where p = 0 to P) in which a parameter detection signal is stored, a known signal block Cq (where q = 0 to Q) in which a known signal for channel estimation is stored, and a data symbol block Dm (where m = 0 to M) in which a modulated signal for transmission data is stored. The frame generated by the frame generation unit 104 is output to the transmission rate conversion unit 105.

送信レート変換部105は、変調信号を含むフレーム全体に対し、変調のサンプリングレートからDACのサンプリングレートへの変換処理を施す。サンプリングレート変換されたフレーム信号(すなわち、送信信号)は、DAC106へ出力される。 The transmission rate conversion unit 105 performs a conversion process from the modulation sampling rate to the DAC sampling rate for the entire frame including the modulated signal. The frame signal with the converted sampling rate (i.e., the transmission signal) is output to the DAC 106.

DAC106は、送信レート変換部105から入力されたデジタル信号形式の送信信号を、所定の電圧範囲のアナログ信号に変換する。アナログ信号形式に変換された送信信号は、送信電力制御部106へ出力される。 The DAC 106 converts the digital transmission signal input from the transmission rate conversion unit 105 into an analog signal in a predetermined voltage range. The analog transmission signal is output to the transmission power control unit 106.

送信周波数変換部107は、DAC106から入力されたベースバンド周波数の送信信号を、送信周波数へ周波数変換する。周波数変換された送信高周波信号は、電力増幅部108へ出力される。 The transmission frequency conversion unit 107 converts the baseband frequency transmission signal input from the DAC 106 to a transmission frequency. The frequency-converted transmission high-frequency signal is output to the power amplification unit 108.

電力増幅部108は、送信周波数変換部107から入力された送信高周波信号を、無線システムが必要とする電力まで増幅する。電力増幅された送信高周波信号は、送受信アンテナ109へ供給される。 The power amplifier 108 amplifies the transmission high-frequency signal input from the transmission frequency converter 107 to the power required by the wireless system. The power-amplified transmission high-frequency signal is supplied to the transmission/reception antenna 109.

送受信アンテナ109は、送信時は電力増幅部108へ接続され、電力増幅部108から入力された送信高周波信号を放射する。送受信アンテナ109は、送信時以外は受信LNA部110へ接続され、別の無線通信装置から無線送信された信号を受信し、受信高周波信号を受信LNA部110へ出力する。 The transmitting/receiving antenna 109 is connected to the power amplifier 108 during transmission and radiates the transmission high-frequency signal input from the power amplifier 108. The transmitting/receiving antenna 109 is connected to the receiving LNA unit 110 during non-transmission, receives a signal wirelessly transmitted from another wireless communication device, and outputs the received high-frequency signal to the receiving LNA unit 110.

受信LNA部110は、送受信アンテナ109で受信された受信高周波信号を、低雑音増幅器(Low Noise Amplifier)で増幅する。電力増幅された受信高周波信号は、受信周波数変換部111へ出力される。 The receiving LNA unit 110 amplifies the received high frequency signal received by the transmitting/receiving antenna 109 using a low noise amplifier. The power-amplified received high frequency signal is output to the receiving frequency conversion unit 111.

受信周波数変換部111は、受信LNA部110から入力された受信高周波信号を、ベースバンド周波数へ周波数変換する。周波数変換された受信信号は、ADC112へ出力される。 The receiving frequency conversion unit 111 converts the received high-frequency signal input from the receiving LNA unit 110 to a baseband frequency. The frequency-converted received signal is output to the ADC 112.

ADC112は、受信周波数変換部111から入力されたアナログ信号形式の受信信号を所定のサンプルレートでサンプリングし、所定のビット数のデジタル信号形式に変換する。デジタル信号形式に変換された受信信号は、受信レート変換部113へ出力される。 The ADC 112 samples the analog signal format received from the reception frequency conversion unit 111 at a predetermined sample rate and converts it into a digital signal format with a predetermined number of bits. The digital signal format received signal is output to the reception rate conversion unit 113.

受信レート変換部113は、ADC112から入力された受信信号に対し、ADC112のサンプリングレートから変調信号のサンプリングレートへの変換処理を施す。サンプリングレート変換された受信信号は、受信電力制御部114及び受信レベル変動検出部119へ出力される。 The reception rate conversion unit 113 converts the received signal input from the ADC 112 from the sampling rate of the ADC 112 to the sampling rate of the modulated signal. The sampling rate converted received signal is output to the reception power control unit 114 and the reception level fluctuation detection unit 119.

受信電力制御部114は、後段の処理を一定の信号レベルで処理するために、受信レート変換部113から入力された受信信号の電力を算出し、規定の信号電力にする利得を計算し、受信信号に利得を乗じる電力制御処理を行う。電力制御された受信信号は、パラメータ検出部115、復調部116及びSINR算出部120へ出力される。 The reception power control unit 114 performs power control processing to calculate the power of the reception signal input from the reception rate conversion unit 113, calculate the gain to make the signal power a specified value, and multiply the reception signal by the gain, in order to process the subsequent stages at a constant signal level. The power-controlled reception signal is output to the parameter detection unit 115, demodulation unit 116, and SINR calculation unit 120.

パラメータ検出部115は、受信信号のフレームのヘッダ信号ブロックから、データブロックの変調方式やインタリーブサイズ等のパラメータを抽出する。抽出されたパラメータは、復調部116、及びデインタリーブ部117へ通知される。 The parameter detection unit 115 extracts parameters such as the modulation method and interleave size of the data block from the header signal block of the frame of the received signal. The extracted parameters are notified to the demodulation unit 116 and the deinterleaving unit 117.

復調部116は、パラメータ検出部115で検出されたパラメータに基づいて、チャネル等化等の復調処理を施す。復調処理によって得られた復調対数尤度比もしくは復調ビット(以下、復調信号)は、デインタリーブ部117へ出力される。 The demodulation unit 116 performs demodulation processing such as channel equalization based on the parameters detected by the parameter detection unit 115. The demodulated log-likelihood ratio or demodulated bits (hereinafter, demodulated signal) obtained by the demodulation processing are output to the deinterleaving unit 117.

デインタリーブ部117は、パラメータ検出部115で検出されたインタリーブサイズに基づいて、インタリーブ部102で並び替えられている復調信号系列の順序を元の符号化ビット系列と同じ順序に戻すデインタリーブ処理を行う。デインタリーブ処理によって得られた復調信号系列は、誤り訂正復号部118へ出力される。 The deinterleaving unit 117 performs a deinterleaving process to return the order of the demodulated signal sequence rearranged by the interleaving unit 102 to the same order as the original coded bit sequence, based on the interleave size detected by the parameter detection unit 115. The demodulated signal sequence obtained by the deinterleaving process is output to the error correction decoding unit 118.

誤り訂正復号部118は、デインタリーブ部117から入力された復調信号系列に対して、誤り訂正復号処理を施す。誤り訂正復号処理によって得られた復号ビットは、上位層へ出力される。 The error correction decoding unit 118 performs error correction decoding processing on the demodulated signal sequence input from the deinterleaving unit 117. The decoded bits obtained by the error correction decoding processing are output to the upper layer.

受信レベル変動検出部119は、受信レート変換部113から入力された受信信号のレベルの変動量を検出する。検出された変動量は、送信パラメータ設定部121へ出力される。受信レベル変動検出部119の詳細について、図面を用いて説明する。 The reception level fluctuation detection unit 119 detects the amount of fluctuation in the level of the received signal input from the reception rate conversion unit 113. The detected amount of fluctuation is output to the transmission parameter setting unit 121. Details of the reception level fluctuation detection unit 119 will be described with reference to the drawings.

図3には、受信レベル変動検出部119の構成例を示してある。受信レベル変動検出部119は、信号電力算出部201と、基準電力算出部202と、減算器203と、変動算出部204とを備える。 Figure 3 shows an example of the configuration of the reception level fluctuation detection unit 119. The reception level fluctuation detection unit 119 includes a signal power calculation unit 201, a reference power calculation unit 202, a subtractor 203, and a fluctuation calculation unit 204.

信号電力算出部201は、受信レート変換部113から入力された受信信号の信号電力を算出する。算出された信号電力は、基準電力算出部202及び減算器203へ出力される。 The signal power calculation unit 201 calculates the signal power of the received signal input from the reception rate conversion unit 113. The calculated signal power is output to the reference power calculation unit 202 and the subtractor 203.

基準電力算出部202は、信号電力算出部201で算出された信号電力の平均値或いは中央値を基準電力として算出する。算出された基準電力は、減算器203へ出力される。 The reference power calculation unit 202 calculates the average or median of the signal power calculated by the signal power calculation unit 201 as the reference power. The calculated reference power is output to the subtractor 203.

減算器203は、信号電力算出部201から入力された信号電力と基準電力算出部202から入力された基準電力の差分である偏差電力を算出する。算出された偏差電力は、変動算出部204へ出力される。 The subtractor 203 calculates the deviation power, which is the difference between the signal power input from the signal power calculation unit 201 and the reference power input from the reference power calculation unit 202. The calculated deviation power is output to the fluctuation calculation unit 204.

変動算出部204は、減算器203で算出された偏差電力に基づいて、受信信号のレベルの変動量を算出する。算出された変動量は、送信パラメータ設定部121へ出力される。変動量の算出方式の一例について、図4、図5を用いて説明する。 The fluctuation calculation unit 204 calculates the amount of fluctuation in the level of the received signal based on the deviation power calculated by the subtractor 203. The calculated amount of fluctuation is output to the transmission parameter setting unit 121. An example of a method for calculating the amount of fluctuation is described below with reference to Figs. 4 and 5.

図4には、減算器203の出力の一例をグラフ形式で示してある。図4のグラフは、横軸が離散時間(n=1,2,3,…,N)であり、縦軸が信号電力から基準電力を減じた偏差電力[dB]である。変動量の算出方式の一例について説明する。偏差電力をPDEV とするとき、まず、下記の式(1)のように、基準電力より高い電力を0に置き換える。言い換えれば、受信信号の信号電力のうち基準電力より低い電力成分である偏差電力のみ用いる。 An example of the output of subtractor 203 is shown in graph form in Fig. 4. In the graph of Fig. 4, the horizontal axis represents discrete time (n = 1, 2, 3, ..., N), and the vertical axis represents deviation power [dB] obtained by subtracting reference power from signal power. An example of a method for calculating the amount of fluctuation will be described. When the deviation power is P DEV , first, power higher than the reference power is replaced with 0 as shown in the following formula (1). In other words, only the deviation power, which is the power component of the signal power of the received signal that is lower than the reference power, is used.

Figure 0007502220000001
Figure 0007502220000001

図5には、式(1)による演算結果の一例をグラフ形式で示してある。その後、式(1)で得られたP'DEVの総和に基づいて、例えば、変動量PFLUCを下記の式(2)により算出する。 5 shows an example of the calculation result according to formula (1) in the form of a graph. Then, based on the sum of P' DEV obtained by formula (1), for example, the fluctuation amount P FLUC is calculated by the following formula (2).

Figure 0007502220000002
Figure 0007502220000002

また、下記の式(3)に示すように、P'DEV(n)の分散を変動量PFLUCとして算出してもよい。 Alternatively, the variance of P' DEV (n) may be calculated as the fluctuation amount P FLUC as shown in the following formula (3).

Figure 0007502220000003
ここで、E[・]は期待値操作である。
Figure 0007502220000003
Here, E[·] is the expectation operation.

また、高速フーリエ変換を用いてP'DEV(n)の周波数解析を行い、所定の閾値を超える最も低い周波数を変動量PFLUCとして算出してもよい。更に、上記で示したPFLUCの全てを統合的に判断した結果を、新たな変動量PFLUCとしてもよい。上記の変動量PFLUCの算出方式は一例に過ぎず、他の方式で変動量PFLUCを算出してもよい。 Also, a frequency analysis of P' DEV (n) may be performed using a fast Fourier transform, and the lowest frequency exceeding a predetermined threshold may be calculated as the fluctuation amount P FLUC . Furthermore, the result of integrating all of the P FLUCs shown above may be used as a new fluctuation amount P FLUC . The above method of calculating the fluctuation amount P FLUC is merely one example, and the fluctuation amount P FLUC may be calculated using other methods.

SINR算出部120は、受信信号の遅延プロファイルを算出し、復調部116の等化範囲外の干渉波となる遅延波を検出し、信号対干渉雑音電力比(SINR:Signal to Interference-Noise Ratio)を計算する。計算された信号対干渉雑音電力比は、送信パラメータ設定部121へ出力される。SINR算出部120の詳細について、図面を用いて説明する。 The SINR calculation unit 120 calculates the delay profile of the received signal, detects delayed waves that become interference waves outside the equalization range of the demodulation unit 116, and calculates the signal to interference-noise ratio (SINR). The calculated signal to interference-noise ratio is output to the transmission parameter setting unit 121. Details of the SINR calculation unit 120 will be described using the drawings.

図6には、SINR算出部120の構成例を示してある。SINR算出部120は、プリアンブル検出部301と、信号電力算出部302と、雑音電力算出303と、遅延プロファイル算出部304と、干渉電力算出部305と、SINR演算部306とを備える。 Figure 6 shows an example of the configuration of the SINR calculation unit 120. The SINR calculation unit 120 includes a preamble detection unit 301, a signal power calculation unit 302, a noise power calculation unit 303, a delay profile calculation unit 304, an interference power calculation unit 305, and an SINR calculation unit 306.

プリアンブル検出301は、受信信号がプリアンブル区間であるか否かを判定する。例えば、図2のプリアンブル信号ブロックAとの相互相関演算結果の閾値判定によりプリアンブル信号を検出する。プリアンブル検出301による検出結果は、信号電力算出部302、雑音電力算出部303、及び遅延プロファイル算出部304へ出力される。 Preamble detection 301 determines whether the received signal is a preamble section. For example, a preamble signal is detected by threshold determination of the cross-correlation calculation result with preamble signal block A in FIG. 2. The detection result by preamble detection 301 is output to signal power calculation unit 302, noise power calculation unit 303, and delay profile calculation unit 304.

信号電力算出302は、プリアンブル検出301の検出結果に基づいて、プリアンブル区間の信号電力PS を算出する。算出された信号電力PS は、SINR演算部306へ出力される。 The signal power calculation section 302 calculates the signal power P S of the preamble section based on the detection result of the preamble detection section 301. The calculated signal power P S is output to the SINR calculation section 306.

雑音電力算出部303は、例えば、プリアンブル検出部301でプリアンブル区間が検出される前、すなわち、プリアンブル信号の未受信時の信号電力を雑音電力PN として算出し、或いはプリアンブル信号の差分電力を雑音電力PN として算出する。算出された雑音電力PN は、SINR演算部306へ出力される。 The noise power calculation unit 303 calculates, for example, the signal power before the preamble section is detected by the preamble detection unit 301, that is, when the preamble signal is not yet received, as the noise power P N , or calculates the differential power of the preamble signal as the noise power P N . The calculated noise power P N is output to the SINR calculation unit 306.

遅延プロファイル算出部304は、プリアンブル検出部301の検出結果に基づいて、プリアンブル区間の受信信号から遅延プロファイルを算出する。算出された遅延プロファイルは、干渉電力算出部305へ出力される。一例として、遅延プロファイルは、受信信号を高速フーリエ変換して電力スペクトラムを計算し、電力スペクトラムを逆高速フーリエ変換するスペクトルアナライザ法で算出することができる。別の例として、遅延プロファイルは、長い連続したプリアンブル信号を参照信号とした相互相関による方法で算出することができる。 The delay profile calculation unit 304 calculates a delay profile from the received signal in the preamble section based on the detection result of the preamble detection unit 301. The calculated delay profile is output to the interference power calculation unit 305. As one example, the delay profile can be calculated by a spectrum analyzer method that performs a fast Fourier transform on the received signal to calculate a power spectrum, and then performs an inverse fast Fourier transform on the power spectrum. As another example, the delay profile can be calculated by a cross-correlation method using a long continuous preamble signal as a reference signal.

干渉電力算出部305は、遅延プロファイル算出304で算出された遅延プロファイルから干渉電力PI を算出する。算出された干渉電力PI は、SINR演算部306へ出力される。干渉電力の算出について、図面を用いて説明する。 The interference power calculation section 305 calculates the interference power P I from the delay profile calculated by the delay profile calculation section 304. The calculated interference power P I is output to the SINR calculation section 306. The calculation of the interference power will be described with reference to the drawings.

図7には、遅延プロファイルの一例を示してある。図7に示すように、遅延プロファイルは、マルチパス遅延時間とマルチパス電力との関係を表す。図7には2種類の遅延プロファイルを示してあり、横軸がサンプル時間、縦軸が電力である。図7の(a)は等化可能領域内に遅延波が存在している場合の例であり、(b)は等化不能領域に遅延波が存在している場合の例である。等化不能領域とは、等化限界マルチパス遅延時間を超える時間領域である。復調部116の等化器のタップ数は有限であり、タップ数の範囲を超える遅延波は等化できずに干渉成分として残る。よって、干渉電力PI は、図中の等化不能領域の信号電力となる。 FIG. 7 shows an example of a delay profile. As shown in FIG. 7, the delay profile shows the relationship between the multipath delay time and the multipath power. FIG. 7 shows two types of delay profiles, with the horizontal axis being the sample time and the vertical axis being the power. FIG. 7(a) shows an example of a case where a delayed wave exists within an equalization possible region, and FIG. 7(b) shows an example of a case where a delayed wave exists within an equalization impossible region. The equalization impossible region is a time region that exceeds the equalization limit multipath delay time. The equalizer of the demodulation unit 116 has a finite number of taps, and a delayed wave that exceeds the range of the taps cannot be equalized and remains as an interference component. Therefore, the interference power P I becomes the signal power of the equalization impossible region in the figure.

SINR演算部306は、信号電力PS 、雑音電力PN 、干渉電力PI に基づいて、例えば、下記の式(4)を用いて信号対干渉雑音電力比Γを算出する。算出された信号対干渉雑音電力比Γは、送信パラメータ設定部121へ出力される。 The SINR calculation unit 306 calculates the signal-to-interference plus noise power ratio Γ using, for example, the following equation (4) based on the signal power P S , the noise power P N , and the interference power P I. The calculated signal-to-interference plus noise power ratio Γ is output to the transmission parameter setting unit 121.

Figure 0007502220000004
Figure 0007502220000004

送信パラメータ設定部121は、入力された変動量と信号対干渉雑音電力比に基づいて、インタリーブサイズ、変調方式を決定し、インタリーブサイズ、変調方式、通常の送信フレーム時あるいは所定の時間間隔又はフレーム間隔で送信する冗長送信フレーム時のプリアンブル信号の長さの各送信パラメータをインタリーブ部102、変調部103、フレーム生成部104に設定する。また、これらの送信パラメータは、上位層へも通知される。インタリーブサイズ、変調方式の設定について、図面を用いて説明する。 The transmission parameter setting unit 121 determines the interleave size and modulation method based on the inputted amount of fluctuation and the signal-to-interference-plus-noise power ratio, and sets the transmission parameters of the interleave size, modulation method, and length of the preamble signal for normal transmission frames or for redundant transmission frames transmitted at a predetermined time interval or frame interval in the interleave unit 102, modulation unit 103, and frame generation unit 104. These transmission parameters are also notified to the upper layer. The setting of the interleave size and modulation method will be explained using the drawings.

図8には、インタリーブサイズ設定テーブルの一例を示してある。予め、誤り訂正方式と変動量に応じて通信維持に必要なインタリーブサイズを決めておき、インタリーブサイズを小さい方から順に「Ultra short」「Short」「Medium」「Long」とし、「Short」「Medium」「Long」を要する変動量をそれぞれRs 、RM 、RL とした場合、図8に示す条件によってインタリーブサイズを決定することができる。なお、これはほんの一例に過ぎず、例えば、変調方式毎にRs 、RM 、RL を設けても構わない。 An example of an interleave size setting table is shown in Fig. 8. The interleave size required to maintain communication is determined in advance according to the error correction method and the amount of fluctuation, and the interleave sizes are set in order from smallest to largest as "Ultra-short", "Short", "Medium", and "Long", and the amounts of fluctuation requiring "Short", "Medium", and "Long" are respectively Rs , Rm , and Rl . In this case, the interleave size can be determined according to the conditions shown in Fig. 8. Note that this is merely an example, and for example, Rs , Rm , and Rl may be set for each modulation method.

図9には、変調方式設定テーブルの一例を示してある。予め、変調方式に応じて通信維持に必要な信号対干渉雑音電力比を決めておき、変調方式を多値ビット数が小さい順に「BPSK」「QPSK」「8PSK」「16QAM」「32QAM」「64QAM」とし、「QPSK」「8PSK」「16QAM」「32QAM」「64QAM」に要する信号対干渉雑音電力比をそれぞれΓQ 、Γ8 、Γ16、Γ32、Γ64、Γ256 とした場合、図9に示す条件によって変調方式を決定することができる。なお、これはほんの一例に過ぎず、例えば、インタリーブサイズ毎にΓQ 、Γ8 、Γ16、Γ32、Γ64、Γ256 を設けても構わない。 An example of a modulation scheme setting table is shown in Fig. 9. The signal-to-interference plus noise power ratio required to maintain communication is determined in advance according to the modulation scheme, and the modulation schemes are "BPSK", "QPSK", "8PSK", "16QAM", "32QAM", and "64QAM" in ascending order of multi-value bit number, and the signal-to-interference plus noise power ratios required for "QPSK", "8PSK", "16QAM", "32QAM", and "64QAM" are Γ Q , Γ 8 , Γ 16 , Γ 32 , Γ 64 , and Γ 256, respectively. In this case, the modulation scheme can be determined according to the conditions shown in Fig. 9. Note that this is only an example, and for example, Γ Q , Γ 8 , Γ 16 , Γ 32 , Γ 64 , and Γ 256 may be set for each interleave size.

冗長なプリアンブル信号の送信間隔は、例えば、10フレームに1フレームのように任意に設定し、通常フレームのプリアンブル長は2、冗長フレームのプリアンブル長は10といったように任意に設定する。 The transmission interval of the redundant preamble signal is set arbitrarily, for example, to one frame every 10 frames, and the preamble length of the normal frame is set to 2, while the preamble length of the redundant frame is set to 10.

以上のように、本例の無線通信装置は、プリアンブル信号を含むフレームを用いて無線通信を行う無線通信装置であって、送信処理に適用される、インタリーブサイズを含む送信パラメータを設定する送信パラメータ設定部121と、受信信号のレベルの変動量を検出する受信レベル変動検出部119とを備え、送信パラメータ設定部121は、受信レベル変動検出部119により検出された変動量に応じて、以後の送信処理に適用するインタリーブサイズを決定するように構成されている。また、本例の無線通信装置は、受信信号の信号対干渉雑音電力比を算出するSINR算出部120を更に備え、送信パラメータは変調方式を含み、送信パラメータ設定部121は、SINR算出部120により算出された信号対干渉雑音電力比に応じて、以後の送信処理に適用する変調方式を決定するように構成されている。
このような構成によれば、定期的な伝搬路解析を行って、最適なインタリーブサイズや変調方式を決定することができ、安定的な通信の維持を実現することが可能となる。
As described above, the wireless communication device of this example is a wireless communication device that performs wireless communication using a frame including a preamble signal, and includes a transmission parameter setting unit 121 that sets transmission parameters including an interleave size to be applied to a transmission process, and a reception level fluctuation detection unit 119 that detects a fluctuation amount of a level of a received signal, and the transmission parameter setting unit 121 is configured to determine an interleave size to be applied to a subsequent transmission process according to the fluctuation amount detected by the reception level fluctuation detection unit 119. The wireless communication device of this example further includes an SINR calculation unit 120 that calculates a signal-to-interference plus noise power ratio of the received signal, the transmission parameters include a modulation method, and the transmission parameter setting unit 121 is configured to determine a modulation method to be applied to a subsequent transmission process according to the signal-to-interference plus noise power ratio calculated by the SINR calculation unit 120.
According to such a configuration, it is possible to perform periodic propagation path analysis to determine the optimal interleave size and modulation method, thereby making it possible to maintain stable communications.

なお、本実施形態では、インタリーブ部102と変調部103とフレーム生成部104で使用する各送信パラメータの設定を送信パラメータ設定部121が行っているが、上位層が送信パラメータの設定を行っても構わない。また、本実施形態では、無線通信装置が自身の送信パラメータを設定しているが、対向する無線通信装置の送信パラメータの設定を行うようにしてもよい。 In this embodiment, the transmission parameter setting unit 121 sets the transmission parameters used in the interleaving unit 102, the modulation unit 103, and the frame generation unit 104, but the upper layer may set the transmission parameters. Also, in this embodiment, the wireless communication device sets its own transmission parameters, but the wireless communication device may set the transmission parameters of the opposing wireless communication device.

以上、本発明について一実施形態に基づいて説明したが、本発明はここに記載された構成に限定されるものではなく、他の構成のシステムに広く適用することができることは言うまでもない。
また、本発明は、例えば、上記の処理に関する技術的手順を含む方法や、上記の処理をプロセッサにより実行させるためのプログラム、そのようなプログラムをコンピュータ読み取り可能に記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。
The present invention has been described above based on one embodiment, but it goes without saying that the present invention is not limited to the configuration described here and can be widely applied to systems with other configurations.
Furthermore, the present invention can also be provided as, for example, a method including technical procedures related to the above-mentioned processing, a program for causing a processor to execute the above-mentioned processing, or a storage medium for storing such a program in a computer-readable manner.

なお、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。更に、本発明の範囲は、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画され得る。 The scope of the present invention is not limited to the exemplary embodiments shown and described, but includes all embodiments that achieve equivalent effects to those intended by the present invention. Furthermore, the scope of the present invention can be defined by any desired combination of specific features among all the respective features disclosed.

本発明は、プリアンブル信号を含むフレームを用いて無線通信を行う無線通信装置に利用することが可能である。 The present invention can be used in wireless communication devices that perform wireless communication using frames that include a preamble signal.

101:誤り訂正符号化部、 102:インタリーブ部、 103:変調部、 104:フレーム生成部、 105:送信レート変換部、 106:デジタル-アナログ変換器、 107:送信周波数変換部、 108:電力増幅部、 109:送受信アンテナ、 110:受信LNA部、 111:受信周波数変換部、 112:アナログ-デジタル変換器、 113:受信レート変換部、 114:受信電力制御部、 115:パラメータ検出部、 116:復調部、 117:デインタリーブ部、 118:誤り訂正復号部、 119:受信レベル変動検出部、 120:SINR算出部、 121:送信パラメータ設定部、 201:信号電力算出部、 202:基準電力算出部、 203:減算器、 204:変動算出部、 301:プリアンブル検出部、 302:信号電力算出部、 303:雑音電力算出部、 304:遅延プロファイル算出部、 305:干渉電力算出部、 306:SINR演算部

101: Error correction coding unit, 102: Interleaving unit, 103: Modulation unit, 104: Frame generation unit, 105: Transmission rate conversion unit, 106: Digital-to-analog converter, 107: Transmission frequency conversion unit, 108: Power amplification unit, 109: Transmitting and receiving antenna, 110: Receiving LNA unit, 111: Receiving frequency conversion unit, 112: Analog-to-digital converter, 113: Receiving rate conversion unit, 114: Receiving power control unit, 115: Parameter detection unit, 116: Demodulation unit, 117: Deinterleaving unit, 118: Error correction decoding unit, 119: Receiving level fluctuation detection unit, 120: SINR calculation unit, 121: Transmission parameter setting unit, 201: Signal power calculation unit, 202: Reference power calculation unit, 203: Subtractor, 204: Fluctuation calculation unit, 301: Preamble detection unit, 302: Signal power calculation unit, 303: Noise power calculation unit, 304: Delay profile calculation unit, 305: Interference power calculation unit, 306: SINR calculation unit

Claims (4)

プリアンブル信号を含むフレームを用いて無線通信を行う無線通信装置において、
送信処理に適用される、インタリーブサイズを含む送信パラメータを設定する送信パラメータ設定部と、
受信信号の信号電力と基準電力との差分である偏差電力のうち、基準電力より小さい偏差電力のみに基づいて、受信信号のレベルの変動量を検出する受信レベル変動検出部とを備え、
前記送信パラメータ設定部は、前記受信レベル変動検出部により検出された変動量に応じて、以後の送信処理に適用するインタリーブサイズを決定することを特徴とする無線通信装置。
In a wireless communication device that performs wireless communication using a frame including a preamble signal,
a transmission parameter setting unit that sets transmission parameters including an interleave size to be applied to a transmission process;
a reception level fluctuation detection unit that detects a fluctuation amount of the level of the reception signal based on only a deviation power smaller than the reference power among deviation powers that are a difference between the signal power of the reception signal and a reference power ,
The wireless communication device, wherein the transmission parameter setting unit determines an interleave size to be applied to subsequent transmission processing in accordance with an amount of fluctuation detected by the reception level fluctuation detection unit.
請求項に記載の無線通信装置において、
受信信号の信号対干渉雑音電力比を算出するSINR算出部を更に備え、
前記送信パラメータは変調方式を含み、
前記送信パラメータ設定部は、前記SINR算出部により算出された信号対干渉雑音電力比に応じて、以後の送信処理に適用する変調方式を決定することを特徴とする無線通信装置。
2. The wireless communication device according to claim 1 ,
A SINR calculation unit is further provided for calculating a signal-to-interference-plus-noise power ratio of the received signal,
The transmission parameters include a modulation scheme;
The wireless communication device, wherein the transmission parameter setting unit determines a modulation scheme to be applied to subsequent transmission processing in accordance with the signal-to-interference-plus-noise power ratio calculated by the SINR calculation unit.
請求項に記載の無線通信装置において、
前記SINR算出部は、受信信号からプリアンブル信号を検出し、プリアンブル信号の検出結果に基づいてプリアンブル信号の信号電力、雑音電力、及び干渉電力を算出し、プリアンブル信号の信号電力、雑音電力、及び干渉電力に基づいて信号対干渉雑音電力比を算出することを特徴とする無線通信装置。
3. The wireless communication device according to claim 2 ,
The SINR calculation unit detects a preamble signal from a received signal, calculates signal power, noise power, and interference power of the preamble signal based on a detection result of the preamble signal, and calculates a signal-to-interference-plus-noise power ratio based on the signal power, noise power, and interference power of the preamble signal.
請求項に記載の無線通信装置において、
前記SINR算出部は、マルチパス遅延時間とマルチパス電力との関係を表す遅延プロファイルを算出し、遅延プロファイルと等化限界マルチパス遅延時間とに基づいて干渉電力を算出することを特徴とする無線通信装置。
4. The wireless communication device according to claim 3 ,
The wireless communication device, wherein the SINR calculation unit calculates a delay profile that indicates a relationship between a multipath delay time and a multipath power, and calculates an interference power based on the delay profile and an equalization limit multipath delay time.
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