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JP7551475B2 - Radar system and radar signal processing method - Google Patents

Radar system and radar signal processing method Download PDF

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JP7551475B2 JP2020199502A JP2020199502A JP7551475B2 JP 7551475 B2 JP7551475 B2 JP 7551475B2 JP 2020199502 A JP2020199502 A JP 2020199502A JP 2020199502 A JP2020199502 A JP 2020199502A JP 7551475 B2 JP7551475 B2 JP 7551475B2
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Description

本実施形態は、レーダシステム及びレーダ信号処理方法に関する。 This embodiment relates to a radar system and a radar signal processing method.

高速飛翔体に搭載されるレーダシステムでは、クラッタを抑圧するためにHPRF(High Pulse Repetition Frequency)が用いられる。例えば、ドップラ抽出用のCW(Continuous Wave)パルス列とレンジング用のFMCW(Frequency modulated Continuous Wave)スイープ(非特許文献1参照)を時分割に配列した時分割パルス列が使われる。 In radar systems mounted on high-speed flying objects, HPRF (High Pulse Repetition Frequency) is used to suppress clutter. For example, a time-division pulse train is used in which a CW (Continuous Wave) pulse train for Doppler extraction and an FMCW (Frequency modulated Continuous Wave) sweep for ranging (see Non-Patent Document 1) are arranged in a time-division fashion.

しかしながら、複数の送信装置、送受信レーダ装置、受信レーダ装置を組み合わせて目標の位置を検出するバイスタティック型またはマルチスタティック型のレーダシステムでは、時分割パルス列を用いると、パルス列の時間が長くなるため、捜索時間が長くなり、また速度及び距離を算出するための処理する範囲が広くなり、処理規模が増大する問題があった。また、クラッタと不要波の複雑環境下では、目標を検出することができなかった。 However, in bistatic or multistatic radar systems that detect target positions by combining multiple transmitting devices, transmitting/receiving radar devices, and receiving radar devices, using a time-division pulse train results in a longer pulse train time, which results in longer search times and a wider processing range for calculating speed and distance, resulting in an increase in the processing scale. Also, targets could not be detected in complex environments with clutter and unwanted waves.

FMレンジング、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275 (1996)FM Ranging, Yoshida, 'Revised Radar Technology', Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.274-275 (1996) SS変調、丸林、‘スペクトル拡散通信とその応用’、電子情報通信学会編、pp.1-18 (1998)SS Modulation, Marubayashi, 'Spread Spectrum Communication and its Applications', edited by the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.1-18 (1998) 符号化レーダ、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280 (1996)Coded Radar, Yoshida, 'Revised Radar Technology', Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.278-280 (1996) 符号コード(M系列)発生方式,M.I.Skolnik,‘Introduction to radar systems’,McGRAW-HILL,pp.429-430 (1980)Code code (M sequence) generation method, M.I.Skolnik, ‘Introduction to radar systems’, McGRAW-HILL, pp.429-430 (1980) CFAR(Constant False Alarm Rate: 定誤警報率)、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89 (1996)CFAR (Constant False Alarm Rate), Yoshida, 'Revised Radar Technology', Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.87-89 (1996) テイラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135 (1996)Taylor distribution, Yoshida, 'Revised radar technology', Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.134-135 (1996) レンジ圧縮、大内、‘リモートセンシングのための合成開口レーダの基礎’、東京電機大学出版局、pp.131-149 (2003)Range Compression, Ouchi, 'Fundamentals of Synthetic Aperture Radar for Remote Sensing', Tokyo Denki University Press, pp.131-149 (2003) 位相モノパルス(位相比較モノパルス)方式、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.262-264 (1996)Phase monopulse (phase comparison monopulse) method, Yoshida, 'Revised radar technology', Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp.262-264 (1996) アダプティブアレイ、SLC(Sidelobe Cancellation: サイドローブ・キャンセラ)、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.17-21 (1998)Adaptive array, SLC (Sidelobe Cancellation), Kikuma, 'Adaptive signal processing using array antennas', Science and Technology Publishing, pp.17-21 (1998) LMS(Least Mean Squares)、SMI(Sample Matrix Inversion)、RLS(Recursive Least Squares)、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.35-46 (1998)LMS (Least Mean Squares), SMI (Sample Matrix Inversion), RLS (Recursive Least Squares), Kikuma, 'Adaptive Signal Processing Using Array Antennas', Science and Technology Publishing, pp.35-46 (1998) STAP(Space Time Adaptive Processing: 時空間適用処理),Richard Klemm,’Applications of Space-Time Adaptive Processing’,IEE Radar, Sonar and Navigation series14,p.359-365 (2004)STAP (Space Time Adaptive Processing), Richard Klemm, 'Applications of Space-Time Adaptive Processing', IEE Radar, Sonar and Navigation series14, p.359-365 (2004)

以上述べたように、バイスタティック型またはマルチスタティック型のレーダシステムでは、時分割パルス列を用いると、パルス列の時間が長くなるため、捜索時間が長くなり、また速度及び距離を算出するための処理する範囲が広くなり、処理規模が増大する問題があった。また、クラッタと不要波の複雑環境下では、目標を検出することができなかった。 As described above, when a bistatic or multistatic radar system uses a time-division pulse train, the time of the pulse train becomes longer, which results in longer search times and a wider range of processing required to calculate speed and distance, resulting in an increase in the scale of processing. Furthermore, targets cannot be detected in a complex environment with clutter and unwanted waves.

本実施形態の課題は、バイスタティック型またはマルチスタティック型の場合でも、クラッタ及び不要波の複雑環境下で、処理規模を抑えて、目標の3次元位置等を出力することのできるレーダシステム及びレーダ信号処理方法を提供することにある。 The objective of this embodiment is to provide a radar system and radar signal processing method that can output the three-dimensional position of a target, etc., while suppressing the processing scale in a complex environment of clutter and unwanted waves, even in the case of a bistatic or multistatic type.

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダシステムは、パルス列を送信するNt(Nt≧1)台の送信装置または送受信装置と、到来波を受信するNr(Nr≧1)台の受信装置とを備え、前記送信装置または送受信装置は、観測時間軸を通信期間とパルス列期間に分割し、前記通信期間では、前記パルス列の送信位置、送信周波数、送信時刻、送信ビーム方向を含む送信情報を送信し、前記パルス列期間では、ドップラ観測用の第1パルス列P1とレンジング用の第2パルス列P2を重畳したパルス列を送信し、前記受信装置は観測時間軸を前記送信装置または送受信装置と同期するように通信期間とパルス列期間に分割し、前記到来波の受信信号を前記送信装置または送受信装置から受ける直接波の検出系統と目標からの反射波の検出系統に分岐し、前記直接波の検出系統では、前記送信装置または送受信装置から受ける直接波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記直接波の観測速度を算出し、前記直接波の観測速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号をレンジ圧縮して前記送信装置または送受信装置との間の距離Rdを出力する第1の処理を行い前記反射波の検出系統では、前記目標からの反射波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記目標の速度を算出し、前記目標の速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号を相関処理によりレンジ圧縮して前記目標までの距離Rtを出力する第2の処理と、前記目標の測角値θt(AZ、EL)を算出し、前記直接波の距離Rd、前記目標までの距離Rtから形成できる楕円体と目標測角値θtとの交点より、前記目標の3次元位置(x、y、z)を算出する第3の処理とを行う。 In order to solve the above problems, a radar system according to this embodiment includes Nt (Nt≧1) transmitting devices or transceivers that transmit pulse trains , and Nr (Nr≧1) receiving devices that receive arriving waves , the transmitting devices or transceivers divide an observation time axis into a communication period and a pulse train period, and in the communication period, transmit transmission information including a transmission position, a transmission frequency, a transmission time, and a transmission beam direction of the pulse train, and in the pulse train period, transmit a pulse train in which a first pulse train P1 for Doppler observation and a second pulse train P2 for ranging are superimposed, the receiving devices divide an observation time axis into a communication period and a pulse train period so as to be synchronized with the transmitting devices or transceivers, and branch a received signal of the arriving wave into a detection system for detecting a direct wave received from the transmitting devices or transceivers and a detection system for detecting a reflected wave from a target, and in the detection system for the direct wave, a first process for extracting a Doppler component from the received signal of the first pulse train P1 among the direct waves reflected from the target to calculate an observed velocity of the direct wave, and using a reference signal corrected by the observed velocity of the direct wave, compressing the range of the received signal of the second pulse train P2 to output a distance Rd between the transmitting device or the transceiver device ; a second process for extracting a Doppler component from the received signal of the first pulse train P1 among the waves reflected from the target to calculate the velocity of the target, and using a reference signal corrected by the velocity of the target, compressing the range of the received signal of the second pulse train P2 by correlation processing to output a distance Rt to the target; and a third process for calculating a measured angle value θt (AZ, EL) of the target, and calculating a three-dimensional position (x, y, z) of the target from the intersection of an ellipsoid formed from the distance Rd of the direct wave and the distance Rt to the target with the target measured angle value θt.

図1は、第1の実施形態に係るバイスタティック型のレーダシステムの送信系統の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmission system of a bistatic radar system according to a first embodiment. 図2は、第1の実施形態に係るバイスタティック型のレーダシステムの受信系統の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a receiving system of the bistatic radar system according to the first embodiment. 図3は、第1の実施形態において、受信系統の処理の流れを示すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing a flow of processing in the reception system in the first embodiment. 図4は、第1の実施形態において、等間隔のレンジングパルス列を用いて送信パルス列を生成する例を示すタイミング図である。FIG. 4 is a timing diagram showing an example of generating a transmission pulse train using equally spaced ranging pulse trains in the first embodiment. 図5は、第1の実施形態において、ランダムに配列したレンジングパルス列を用いて送信パルス列を生成する例を示すタイミング図である。FIG. 5 is a timing chart showing an example of generating a transmission pulse train using a randomly arranged ranging pulse train in the first embodiment. 図6は、第1の実施形態において、送受信パルス列から目標のドップラ周波数を観測する例を示すタイミング図である。FIG. 6 is a timing chart showing an example of observing the Doppler frequency of a target from a transmission/reception pulse train in the first embodiment. 図7は、第1の実施形態において、送受信パルス列から観測される目標の距離を算出する例を示すタイミング図である。FIG. 7 is a timing chart showing an example of calculating the distance to a target observed from a transmitted/received pulse train in the first embodiment. 図8は、第1の実施形態において、処理距離範囲内の直接波と目標波との受信位置関係を例示するタイミング図である。FIG. 8 is a timing diagram illustrating the reception positional relationship between a direct wave and a target wave within the processing distance range in the first embodiment. 図9は、第1の実施形態において、送信ビームと受信ビームの関係を示す概念図である。FIG. 9 is a conceptual diagram showing the relationship between a transmission beam and a reception beam in the first embodiment. 図10は、第1の実施形態において、送信、受信、目標の座標関係を示す概念図である。FIG. 10 is a conceptual diagram showing the coordinate relationship between transmission, reception, and a target in the first embodiment. 図11は、第1の実施形態において、目標が存在する楕円体を算出し、測角値AZ及びELを観測して目標の3次元の位置を同定する様子を示す概念図である。FIG. 11 is a conceptual diagram showing how the ellipsoid on which the target exists is calculated and the three-dimensional position of the target is identified by observing the measured angle values AZ and EL in the first embodiment. 図12は、第1の実施形態において、目標の3次元位置の同定法として、目標が存在する測角値AZ、ELの直線上の点でRttgt+Rrtgtとなる位置をサーチ法で算出する様子を示す概念図である。FIG. 12 is a conceptual diagram showing how the three-dimensional position of a target is identified in the first embodiment by calculating, by a search method, the position of the point on the line of measured angles AZ and EL where the target exists, where Rttgt+Rrtgt is obtained. 図13は、第2の実施形態に係るバイスタティック型のレーダシステムの受信系統の構成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of a receiving system of a bistatic radar system according to the second embodiment. 図14は、第2の実施形態において、クラッタや不要波がある場合に、目標の3次元位置を同定し、不要波を抑圧する様子を示す概念図である。FIG. 14 is a conceptual diagram showing how, in the second embodiment, when clutter or unwanted waves are present, the three-dimensional position of a target is identified and the unwanted waves are suppressed. 図15は、第2の実施形態において、受信系統の処理の流れを示すフローチャートである。FIG. 15 is a flowchart showing a flow of processing in the reception system in the second embodiment. 図16は、第2の実施形態において、主チャンネル信号に含まれる不要波信号を補助チャンネル信号のアダプティブウェイト(複素信号)を制御して抑圧するSLC処理を示す概念図である。FIG. 16 is a conceptual diagram showing an SLC process for suppressing an undesired wave signal included in a main channel signal by controlling an adaptive weight (complex signal) of an auxiliary channel signal in the second embodiment. 図17は、第2の実施形態において、SLC前にクラッタを抑圧する様子を示す概念図である。FIG. 17 is a conceptual diagram showing how clutter is suppressed before SLC in the second embodiment. 図18は、第2の実施形態において、ドップラパルス列P1のSLC処理を示す概念図である。FIG. 18 is a conceptual diagram showing the SLC processing of the Doppler pulse train P1 in the second embodiment. 図19は、第2の実施形態において、レンジングパルス列P2のSLC処理を示す概念図である。FIG. 19 is a conceptual diagram showing the SLC processing of the ranging pulse train P2 in the second embodiment.

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。なお、マルチスタティック型のレーダシステムは、複数の送信装置、送受信レーダ装置、受信レーダ装置により目標の位置を検出する構成であり、そのシステムの中から、送信と受信の関係を抽出し、バイスタティック型のレーダシステムの仕組みを適用すれば、容易に拡張できる。そこで、ここでは送信装置と受信装置の関係で記述するため、バイスタティック型のレーダシステムで説明する。 The following describes an embodiment with reference to the drawings. Note that a multistatic radar system is configured to detect the position of a target using multiple transmitting devices, transmitting/receiving radar devices, and receiving radar devices, and can be easily expanded by extracting the relationship between transmission and reception from the system and applying the mechanism of a bistatic radar system. Therefore, in order to describe the relationship between the transmitting device and the receiving device, a bistatic radar system will be described here.

(第1の実施形態)
図1は第1の実施形態に係るバイスタティック型のレーダシステムの送信系統の構成を示すブロック図、図2はその受信系統の構成を示すブロック図である。図3は、図2に示す受信系統の処理の流れを示すフローチャート、図4及び図5は、それぞれ図1に示す送信系統において、等間隔のレンジングパルス列を用いて送信パルス列を生成する場合、ランダムに配列したレンジングパルス列を用いて送信パルス列を生成する場合の例を示すタイミング図、図6は送受信パルス列から目標のドップラ周波数を観測する例を示すタイミング図である。
First Embodiment
Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmission system of a bistatic radar system according to a first embodiment, and Fig. 2 is a block diagram showing the configuration of the reception system thereof. Fig. 3 is a flowchart showing the flow of processing of the reception system shown in Fig. 2. Figs. 4 and 5 are timing diagrams showing examples of generating a transmission pulse train using equally spaced ranging pulse trains and generating a transmission pulse train using randomly arranged ranging pulse trains, respectively, in the transmission system shown in Fig. 1. Fig. 6 is a timing diagram showing an example of observing the Doppler frequency of a target from the transmission and reception pulse trains.

図1に示す送信系統では、信号生成器11で送信種信号を生成し、変調器12で送信種信号に伝送情報を変調多重し、周波数変換器13で変調信号を高周波信号に変換し、パルス変調器14で高周波信号をパルス変調して送信パルス列を生成し、送信アンテナ15でN(N≧2)ヒットのパルスを送信する。 In the transmission system shown in Figure 1, a signal generator 11 generates a transmission seed signal, a modulator 12 modulates and multiplexes transmission information onto the transmission seed signal, a frequency converter 13 converts the modulated signal into a high-frequency signal, a pulse modulator 14 pulse-modulates the high-frequency signal to generate a transmission pulse train, and a transmission antenna 15 transmits N (N ≥ 2) hit pulses.

送信パルス列は、通信期間と合成パルス列期間で構成される。 The transmission pulse train consists of a communication period and a composite pulse train period.

通信期間は、送信系統の装置と受信系統の装置との通信に用いられる期間で、送信位置、送信時刻、送信周波数、送信ビーム方向等の伝送情報を多重変調する。変調方式は種々あるが、秘匿性が必要な場合は、SS変調(非特許文献2参照)がある。 The communication period is the period used for communication between the transmitting system device and the receiving system device, during which transmission information such as the transmission position, transmission time, transmission frequency, and transmission beam direction is multiplexed and modulated. There are various modulation methods, but when confidentiality is required, SS modulation (see non-patent document 2) is used.

合成パルス列期間は、ドップラ抽出用のドップラパルス列P1とレンジング用のレンジングパルス列P2とを混合した合成パルス列を生成する。ドップラパルス列P1は、ドップラ抽出のために等間隔であり、レンジングパルス列P2は、パルス間で符号変調(非特許文献3参照)を行う。符号変調方式としては、例えばM系列(非特許文献4参照)がある。レンジングパルス列P2のパルス間隔は、図4に示すように等間隔の場合と、図5に示すようにランダムな間隔にする場合がある。ここで、図4、図5において、(a)はドップラパルス列、(b)はレンジングパルス列、(c)はドップラパルス列とレンジングパルス列の合成パルス列、(d)は送信パルス列を示している。ランダムな間隔にすると、合成パルス列の秘匿性が向上する。FMレンジングの場合のように、ドップラパルス列P1とレンジングパルス列P2を時分割にすると、パルス列の時間が長くなり、捜索時間が長くなり、また速度及び距離を算出するための処理する時間範囲が長くなり、処理規模が増える問題があった。これに対して混合パルス列では、ドップラパルス列P1とレンジングパルス列P2を同じ時間に重畳しており、捜索時間及び処理範時間範囲も短くなり、処理規模を低減できるメリットがある。 During the composite pulse train period, a composite pulse train is generated by mixing a Doppler pulse train P1 for Doppler extraction and a ranging pulse train P2 for ranging. The Doppler pulse train P1 is equally spaced for Doppler extraction, and the ranging pulse train P2 performs code modulation (see Non-Patent Document 3) between pulses. An example of a code modulation method is the M sequence (see Non-Patent Document 4). The pulse intervals of the ranging pulse train P2 may be equal as shown in FIG. 4, or may be randomly spaced as shown in FIG. 5. In FIG. 4 and FIG. 5, (a) shows a Doppler pulse train, (b) shows a ranging pulse train, (c) shows a composite pulse train of the Doppler pulse train and the ranging pulse train, and (d) shows a transmission pulse train. Random spacing improves the secrecy of the composite pulse train. If the Doppler pulse train P1 and the ranging pulse train P2 are time-shared, as in the case of FM ranging, the pulse train time becomes longer, the search time becomes longer, and the processing time range for calculating speed and distance becomes longer, resulting in a problem of an increase in the processing scale. In contrast, with a mixed pulse train, the Doppler pulse train P1 and the ranging pulse train P2 are superimposed at the same time, which shortens the search time and processing time range, and has the advantage of reducing the processing scale.

次に図2に示す受信系統について説明する。受信系統では、受信アンテナ21で受信した信号は、周波数変換器22で周波数変換され、AD変換器23でディジタル信号に変換される。このディジタル信号を用いて、通信復調により、送信位置、送信時刻、送信周波数、送信ビーム方向等の情報を復調する。ビーム制御器25にて、受信アンテナ21の受信ビ-ム方向を制御し、周波数変換器22で、送信周波数に合わせた周波数変換を行う。 Next, the receiving system shown in Figure 2 will be explained. In the receiving system, the signal received by the receiving antenna 21 is frequency converted by the frequency converter 22, and converted to a digital signal by the AD converter 23. This digital signal is used for communication demodulation to demodulate information such as the transmission position, transmission time, transmission frequency, and transmission beam direction. The beam controller 25 controls the receiving beam direction of the receiving antenna 21, and the frequency converter 22 performs frequency conversion to match the transmission frequency.

上記ディジタル信号に変換された受信信号は、直接波検出系統と目標波検出系統に分岐される。直接波検出系統では、slow-time FFT処理器31でslow-time軸のFFT処理が施され、ドップラ抽出器32で直接波のドップラが抽出され、レンジング参照信号補正器33でレンジング用の参照信号が直接波のドップラに基づいて補正され、レンジ相関処理器34でレンジング用参照信号に基づいてレンジ軸の相関処理が施され、レンジ検出器35で相関処理結果から直接波のレンジが検出される。 The received signal converted into the digital signal is branched into a direct wave detection system and a target wave detection system. In the direct wave detection system, the slow-time FFT processor 31 performs FFT processing on the slow-time axis, the Doppler extractor 32 extracts the Doppler of the direct wave, the ranging reference signal corrector 33 corrects the ranging reference signal based on the Doppler of the direct wave, the range correlation processor 34 performs correlation processing on the range axis based on the ranging reference signal, and the range detector 35 detects the range of the direct wave from the correlation processing results.

一方、上記目標波検出系統では、slow-time FFT処理器41でslow-time軸のFFT処理が施され、ドップラ抽出器42で目標のドップラが抽出され、レンジング参照信号補正器43でレンジング用の参照信号が目標のドップラに基づいて補正され、レンジ圧縮(非特許文献7参照)のためのレンジ相関処理器44でレンジング用参照信号に基づいてレンジ軸の相関処理が施され、レンジ検出器45で相関処理結果から目標波のレンジが検出され、測角処理器46で目標の測角が行われる。そして、直接波検出結果と目標波検出結果から3Dデータ算出器51で目標の3Dデータを取得する。 Meanwhile, in the target wave detection system, the slow-time FFT processor 41 performs FFT processing on the slow-time axis, the Doppler extractor 42 extracts the Doppler of the target, the ranging reference signal corrector 43 corrects the ranging reference signal based on the target Doppler, the range correlation processor 44 for range compression (see non-patent document 7) performs correlation processing on the range axis based on the ranging reference signal, the range detector 45 detects the range of the target wave from the correlation processing result, and the angle measurement processor 46 measures the angle of the target. Then, the 3D data calculator 51 acquires 3D data of the target from the direct wave detection result and the target wave detection result.

すなわち、上記受信系統では、受信ディジタル信号のドップラパルス列を用いて、直接波と目標波のドップラ抽出を行う。受信パルス列は、ドップラパルス列P1とレンジングパルス列P2の混合パルス列であるが、パルス間隔が異なるため、slow-time FFT処理器31、41において、P1列のパルス間隔のデータに対して、レンジセル毎にslow-time軸のFFTを行う。この様子を図6に示す。図6において、(a)は処理距離範囲内で送信されるドップラパルス列P1とレンジングパルス列P2の混合パルス列、(b)は送信された混合パルス列の受信パルス列を示し、(c)はドップラパルス列P1をFFT処理し、ドップラ抽出器32で目標のドップラを抽出した様子を示している。slow-time軸のFFT処理は次式で表される。 That is, in the above-mentioned receiving system, Doppler extraction of the direct wave and the target wave is performed using the Doppler pulse train of the received digital signal. The received pulse train is a mixed pulse train of the Doppler pulse train P1 and the ranging pulse train P2, but since the pulse intervals are different, the slow-time FFT processors 31, 41 perform FFT on the slow-time axis for each range cell on the data of the pulse interval of the P1 train. This is shown in FIG. 6. In FIG. 6, (a) shows the mixed pulse train of the Doppler pulse train P1 and the ranging pulse train P2 transmitted within the processing distance range, (b) shows the received pulse train of the transmitted mixed pulse train, and (c) shows the Doppler of the target extracted by the Doppler extractor 32 after FFT processing of the Doppler pulse train P1. The FFT processing on the slow-time axis is expressed by the following equation.

Figure 0007551475000001

このレンジセル毎のSIGp1に対して、ドップラ抽出器32、42では、CFAR(非特許文献5参照)処理により直接波、目標波を検出し、ドップラfd(m)(m=1~M、M:目標数)を抽出する。
Figure 0007551475000001

For this SIGp1 for each range cell, the Doppler extractors 32, 42 detect direct waves and target waves by CFAR (see Non-Patent Document 5) processing, and extract Doppler fd(m) (m=1 to M, M: number of targets).

次に、レンジング用参照信号補正器33、43において、レンジング期間の信号を用いて相関処理をするための基準参照信号を生成する。基準参照信号としては、次式に示すように、ドップラパルス列で出力したドップラを用いる。 Next, the ranging reference signal correctors 33 and 43 generate a reference reference signal for correlation processing using the signal during the ranging period. As the reference reference signal, the Doppler output by the Doppler pulse train is used, as shown in the following formula.

Figure 0007551475000002
Figure 0007551475000002

設定した基準参照信号パルス列長はMrngであり、受信距離セル長をRにするために、次式に示すように、ゼロ埋めしたものを参照信号とする。この様子を図7に示す。図7において、(a)は送信パルス列P1+P2、(b)は受信パルス列P1+P2で、目標距離による時間遅延があり、レンジング用信号長(Mセル)が得られる。(c)はP2列の相関処理により、処理距離範囲(Rセル)で距離を抽出する様子を示している。 The set standard reference signal pulse train length is Mrng, and in order to make the receiving distance cell length R, the reference signal is padded with zeros as shown in the following equation. This is shown in Figure 7. In Figure 7, (a) is the transmitted pulse train P1+P2, and (b) is the received pulse train P1+P2, which has a time delay due to the target distance, and the ranging signal length (M cells) is obtained. (c) shows how the distance is extracted within the processing distance range (R cells) by correlation processing of the P2 train.

Figure 0007551475000003

この参照信号と入力信号との相関を算出するために、レンジ相関処理器34、44において、参照信号を次式のようにFFT処理する。
Figure 0007551475000003

In order to calculate the correlation between this reference signal and the input signal, the range correlation processors 34 and 44 perform FFT processing on the reference signal as shown in the following equation.

Figure 0007551475000004

一方、レンジング期間の受信信号は次式で表すことができる。
Figure 0007551475000004

On the other hand, the received signal during the ranging period can be expressed by the following equation.

Figure 0007551475000005

受信信号をFFTして
Figure 0007551475000005

FFT the received signal

Figure 0007551475000006

レンジ圧縮(非特許文献7参照)のための相関処理(34、44)は周波数軸の乗算を逆FFTして、次式となる。
Figure 0007551475000006

The correlation processing (34, 44) for range compression (see Non-Patent Document 7) is performed by inverse FFT of the multiplication on the frequency axis, resulting in the following equation.

Figure 0007551475000007
Figure 0007551475000007

Figure 0007551475000008

この様子を図7に示す。目標距離は、srng(t)をCFAR等によりスレショルド検出して、時間軸を距離軸に変換すれば算出することができる。速度については、CW期間のデータにより算出した結果を出力する。
Figure 0007551475000008

This is shown in Figure 7. The target distance can be calculated by threshold detecting srng(t) using CFAR or other methods and converting the time axis to the distance axis. The speed is calculated using the data from the CW period and the result is output.

以上の処理により、目標のドップラと距離を算出できる。 By performing the above process, the target's Doppler and distance can be calculated.

次に、バイスタティックシステムの場合の3次元位置同定法について、図9~図12を用いて述べる。図9は、送信ビームと受信ビームの関係を示す。通信情報により、送信ビーム方向が既知であるため、その送信ビームを覆うように、受信ビームを同時マルチビ-ムか、時分割マルチビームで形成する。図10は、送信、受信、目標の座標関係を示す。目標の3次元位置を同定するには、送信~受信の距離Rrtと送信~目標~受信の距離Rttgt+Rrtgtを算出する。これにより、図11に示すように、目標が存在する楕円体を算出することができ、受信からの測角値AZ及びELを観測すれば、目標の3次元の位置を同定できる。 Next, the three-dimensional position identification method for a bistatic system will be described using Figures 9 to 12. Figure 9 shows the relationship between the transmit beam and receive beam. Since the transmit beam direction is known from communication information, the receive beam is formed as a simultaneous multi-beam or a time-division multi-beam to cover the transmit beam. Figure 10 shows the coordinate relationship between transmission, reception, and target. To identify the three-dimensional position of a target, the transmission-reception distance Rrt and the transmission-target-reception distance Rttgt+Rrtgt are calculated. This makes it possible to calculate the ellipsoid on which the target exists, as shown in Figure 11, and by observing the angle measurements AZ and EL from reception, the three-dimensional position of the target can be identified.

この距離のうち、送信~受信の距離Rrtは、通信情報の送信位置と受信の位置より算出できる。一方、送信~目標~受信の距離Rttgt+Rrtgtは、送信装置~受信装置の直接波の算出レンジを基準に算出する。これは、バイスタティックレーダシステムでは、送信装置と受信装置で時刻がずれていると、距離0が同じないための対策である。 Of these distances, the transmission-reception distance Rrt can be calculated from the transmission position and reception position of the communication information. Meanwhile, the transmission-target-reception distance Rttgt + Rrtgt is calculated based on the calculation range of the direct wave from the transmitter to the receiver. This is a countermeasure in bistatic radar systems because the distance 0 is not the same if there is a time difference between the transmitter and receiver.

Figure 0007551475000009
Figure 0007551475000009

このため、受信側では、直接波と目標からの反射波の距離の両者の観測が必要である。距離については、図6のドップラ観測後、図7の方法により算出できる。複数の観測値がある場合は、図8に示すように、直接波は、振幅が大きく、近距離であるため抽出できる。それ以外は、目標からの反射波とみなし、目標が複数の場合でも、目標毎に(9)式により、目標反射距離Rttgt+Rrtgtを算出できる。 For this reason, the receiving side needs to observe both the distance of the direct wave and the wave reflected from the target. The distance can be calculated using the method in Figure 7 after Doppler observation in Figure 6. When there are multiple observations, as shown in Figure 8, the direct wave can be extracted because it has a large amplitude and is close by. Anything other than that is considered to be a reflected wave from the target, and even when there are multiple targets, the target reflection distance Rttgt+Rrtgt can be calculated for each target using equation (9).

目標の3次元位置の同定法としては、図12に示すように、受信からの測角値AZ、ELの直線上に目標が存在するので、直線上の点でRttgt+Rrtgtとなる位置をサーチ法で算出すればよい。受信測角手法としては、位相モノパルス(非特許文献8参照)等がある。位相モノパルス測角のためには、検出ビームであるΣビームの他に、アンテナ開口をAZ軸(EL軸)で分割した差ビームであるΔAZ(ΔEL)ビームが必要である。図1の系統の目標波抽出において、Σビ-ムで目標検出したドップラ抽出32か、レンジ抽出35の少なくともいずれかの一方の検出セル(ドップラまたはレンジセル)と同じΔAZ(ΔEL)のセルを抽出して、測角36を行う。この測角値を用いて図12のサーチ範囲である直線上の点(xs,ys,zs)を算出できる。Rttgt+Rrtgtを用いて、次式により、最小化する目標の3次元位置(x,y,z)を算出することができる。 As shown in Figure 12, the method of identifying the three-dimensional position of the target is to use a search method to calculate the position of the point on the line where the angle measurement values AZ and EL from the reception are Rttgt + Rrtgt, since the target exists on the line as shown in Figure 12. Phase monopulse (see Non-Patent Document 8) is one example of a reception angle measurement method. In order to measure the angle of the phase monopulse, in addition to the Σ beam, which is the detection beam, a ΔAZ (ΔEL) beam, which is a difference beam obtained by dividing the antenna aperture by the AZ axis (EL axis), is required. In the target wave extraction of the system in Figure 1, a cell with the same ΔAZ (ΔEL) as the detection cell (Doppler or range cell) of at least one of the Doppler extraction 32 and range extraction 35 that detected the target with the Σ beam is extracted, and angle measurement 36 is performed. Using this angle measurement value, the point (xs, ys, zs) on the line, which is the search range in Figure 12, can be calculated. Using Rttgt + Rrtgt, the three-dimensional position (x, y, z) of the target to be minimized can be calculated using the following equation.

Figure 0007551475000010
Figure 0007551475000010

以上の受信系統における全体処理フローを図3に示す。図3において、まず通信復調を行い(ステップS11)、ビームの指向方向、周波数を制御し(ステップS12)、ビームを受信して(ステップS13)、2系統に分岐する。 The overall processing flow for the above-mentioned receiving system is shown in Figure 3. In Figure 3, communication demodulation is first performed (step S11), the beam direction and frequency are controlled (step S12), the beam is received (step S13), and it is branched into two systems.

一方は、直接波のドップラ抽出を行い(ステップS14)、レンジング用参照信号を補正し(ステップS15)、レンジング相関処理を施す(ステップS16)。他方は、目標波のドップラ抽出を行い(ステップS17)、レンジング用参照信号を補正し(ステップS18)、レンジング相関処理を施し(ステップS19)、測角処理を行う(ステップS20)。ここで、目標数分の処理を完了した判断し(ステップS21)、完了していなければ、次の目標に変更し(ステップS22)、ステップS17の処理に戻る。目標数分の処理を完了した場合には、直接波のレンジング相関処理結果と目標の測角処理結果と合わせて3次元位置を同定し(ステップS23)、一連の処理を終了する。 On one side, Doppler extraction of the direct wave is performed (step S14), the ranging reference signal is corrected (step S15), and ranging correlation processing is performed (step S16). On the other side, Doppler extraction of the target wave is performed (step S17), the ranging reference signal is corrected (step S18), ranging correlation processing is performed (step S19), and angle measurement processing is performed (step S20). At this point, it is determined that processing for the number of targets has been completed (step S21), and if not, the target is changed to the next target (step S22) and processing returns to step S17. When processing for the number of targets has been completed, the three-dimensional position is identified by combining the ranging correlation processing result of the direct wave and the target angle measurement processing result (step S23), and the series of processes ends.

以上は、送信装置と受信装置のバイスタティックレーダシステムの場合について述べた。送信装置側に受信機能を持たせる送受信装置の場合は、送受信装置がモノスタティックレーダとして運用できる。この場合は、ドップラパルス列P1は1種であると、送信ブラインドがあり、目標を観測できない場合がある。この対策として、複数のドップラパルス列P1を用意して、レンジング用パルス列を組み合わせ、その混合パルス列を、順に繰り返す。これにより、いずれかの混合パルス列でドップラを抽出でき、レンジングも可能となり、送受信装置だけで、目標の3次元位置を同定することができる。 The above describes the case of a bistatic radar system with a transmitter and a receiver. In the case of a transmitter and receiver that has a receiving function on the transmitter side, the transmitter and receiver can be operated as a monostatic radar. In this case, if there is only one type of Doppler pulse train P1, there is a possibility of transmission blindness and the target cannot be observed. To address this, multiple Doppler pulse trains P1 are prepared, combined with a ranging pulse train, and the mixed pulse train is repeated in sequence. This makes it possible to extract Doppler with any of the mixed pulse trains, making ranging possible, and allowing the three-dimensional position of the target to be identified using only the transmitter and receiver.

(第2の実施形態)
第1の実施形態では、クラッタや外部環境からの不要波が無い場合について述べた。本実施形態では、クラッタや不要波がある場合に、目標の3次元位置を同定する点に特徴がある。
Second Embodiment
In the first embodiment, a case where there is no clutter or unnecessary waves from the external environment has been described. In the present embodiment, a feature is that the three-dimensional position of a target is identified when there is clutter or unnecessary waves.

ここで、送信系統は図1と同様であるので、説明を省略する。図13は、本実施形態に係る受信系統の構成を示すブロック図、図14はクラッタや不要波がある場合に、目標の3次元位置を同定し、不要波を抑圧する様子を示す概念図、図15は、受信系統の処理の流れを示すフローチャートである。図13及び図15において、図2及び図3と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。 Here, the transmission system is the same as in FIG. 1, so the explanation will be omitted. FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the reception system according to this embodiment, FIG. 14 is a conceptual diagram showing how the three-dimensional position of a target is identified and the unwanted waves are suppressed when clutter or unwanted waves are present, and FIG. 15 is a flowchart showing the flow of processing in the reception system. In FIG. 13 and FIG. 15, the same parts as in FIG. 2 and FIG. 3 are indicated with the same reference numerals, and the different parts will be explained here.

図13において、第1の実施形態と異なる点は、クラッタ抑圧処理とSLC処理がある点である。それぞれ、補助アンテナ26の受信信号を用いて、主アンテナ(Σ、ΔAZ、ΔEL)21の不要波を抑圧する。具体的には、補助アンテナ26の受信信号を周波数変換器27で周波数変換し、AD変換器28でディジタル信号に変換し、通信信号SLC29で通信信号のサイドローブを抑圧して通信復調器24に送る。また、直接波検出系統では、slow-time FFT処理器31の出力に含まれるクラッタ成分をクラッタ抑圧器36で抑圧したうえで、ドップラSLC36aで直接波のサイドローブを抑圧してドップラ抽出器32に送る。また、レンジ相関処理器34の出力をレンジSLC37に送り、レンジ相関処理結果のサイドローブを抑圧してレンジ抽出器35に送る。同様に、目標波検出系統では、slow-time FFT処理器41の出力に含まれるクラッタ成分をクラッタ抑圧器47で抑圧したうえで、ドップラSLC47aで目標波のサイドローブを抑圧してドップラ抽出器42に送る。また、レンジ相関処理器44の出力をレンジSLC48に送り、レンジ相関処理結果のサイドローブを抑圧してレンジ抽出器45に送る。 In FIG. 13, the difference from the first embodiment is that there is clutter suppression processing and SLC processing. The reception signal of the auxiliary antenna 26 is used to suppress the unnecessary waves of the main antenna (Σ, ΔAZ, ΔEL) 21. Specifically, the reception signal of the auxiliary antenna 26 is frequency converted by the frequency converter 27, converted to a digital signal by the AD converter 28, and the side lobe of the communication signal is suppressed by the communication signal SLC 29 and sent to the communication demodulator 24. In addition, in the direct wave detection system, the clutter components contained in the output of the slow-time FFT processor 31 are suppressed by the clutter suppressor 36, and the side lobe of the direct wave is suppressed by the Doppler SLC 36a and sent to the Doppler extractor 32. In addition, the output of the range correlation processor 34 is sent to the range SLC 37, and the side lobe of the range correlation processing result is suppressed and sent to the range extractor 35. Similarly, in the target wave detection system, the clutter components contained in the output of the slow-time FFT processor 41 are suppressed by the clutter suppressor 47, and the side lobes of the target wave are suppressed by the Doppler SLC 47a before being sent to the Doppler extractor 42. In addition, the output of the range correlation processor 44 is sent to the range SLC 48, which suppresses the side lobes of the range correlation processing results before sending them to the range extractor 45.

一方、補助アンテナ26で得られた受信信号をslow-time FFT処理器61に入力してslow-time軸のFFT処理を施し、クラッタ抑圧器62でクラッタ成分を抑圧し、レンジング用参照信号補正器64で参照信号を補正した後、レンジ相関処理器65で相関処理して、上記レンジSLC37に送って、直接波検出結果と合わせてSLC処理される。 Meanwhile, the received signal obtained by the auxiliary antenna 26 is input to a slow-time FFT processor 61 and subjected to FFT processing on the slow-time axis, the clutter components are suppressed by a clutter suppressor 62, the reference signal is corrected by a ranging reference signal corrector 64, and then correlation processing is performed by a range correlation processor 65. The signal is then sent to the range SLC 37 and subjected to SLC processing together with the direct wave detection result.

全体の処理フローを図15に示す。本実施形態は、図15に示すように、図3の処理に、通信信号SLC(ステップS24)、直接波側のドップラSLC(ステップS25)、レンジングSLC(ステップS26)、目標検出側のドップラSLC(クラッタ抑圧含む)(ステップS27)、レンジングSLC(クラッタ抑圧含む)(ステップS28)を追加したものである。通信変調、送信装置~受信装置の直接波、送信装置~目標~受信装置の各々について、SLCにより不要波を抑圧することができる。 The overall processing flow is shown in Figure 15. As shown in Figure 15, this embodiment adds communication signal SLC (step S24), direct wave side Doppler SLC (step S25), ranging SLC (step S26), target detection side Doppler SLC (including clutter suppression) (step S27), and ranging SLC (including clutter suppression) (step S28) to the processing in Figure 3. Unwanted waves can be suppressed by SLC for communication modulation, direct waves from the transmitter to the receiver, and the transmitter to the target to the receiver.

ここで、図16乃至図19を参照して、本実施形態の不要波抑圧処理を説明する。図16は、主チャンネル信号に含まれる不要波信号を補助チャンネル信号のアダプティブウェイト(複素信号)を制御して抑圧するSLC処理を示し、図17は、SLC前にクラッタを抑圧する様子を示し、図18は、ドップラパルス列P1のSLC処理を示し、図19は、レンジングパルス列P2のSLC処理を示している。 Now, the unnecessary wave suppression process of this embodiment will be described with reference to Figs. 16 to 19. Fig. 16 shows SLC processing that suppresses unnecessary wave signals contained in the main channel signal by controlling the adaptive weight (complex signal) of the auxiliary channel signal, Fig. 17 shows how clutter is suppressed before SLC, Fig. 18 shows SLC processing of the Doppler pulse train P1, and Fig. 19 shows SLC processing of the ranging pulse train P2.

不要波抑圧処理としては、一般的にアダプティブアレイ(非特許文献9参照)がある。これは、アンテナ素子またはサブアレイにより、出力電力最小化等により妨害抑圧するものである。アダプティブウェイトを算出する手法には、LMS(Least Mean Square)、SMI(Sample Matrix Inversion)、RLS(Recursive Least-Squares)等の種々の手法(非特許文献10参照)がある。ここでは簡単のため、主ビーム信号の主チャンネルと補助ビームを形成する補助チャンネルによる妨害抑圧処理としてSLC(Sidelobe Canceller、非特許文献9参照)を用いる手法について述べるが、他のアダプティブアレイ手法を適用できるのは言うまでもない。 A typical example of unwanted wave suppression processing is adaptive array (see Non-Patent Document 9). This is a method of suppressing interference by minimizing output power using antenna elements or subarrays. There are various methods for calculating adaptive weights, such as LMS (Least Mean Square), SMI (Sample Matrix Inversion), and RLS (Recursive Least-Squares) (see Non-Patent Document 10). For simplicity, we will describe here a method that uses SLC (Sidelobe Canceller, see Non-Patent Document 9) as interference suppression processing using the main channel of the main beam signal and the auxiliary channel that forms the auxiliary beam, but it goes without saying that other adaptive array methods can also be applied.

SLCは、図16(a)に示すように、主アンテナからの主チャンネル信号に含まれる不要波信号を補助アンテナからの補助チャンネル信号のアダプティブウェイト(複素信号)を制御して不要波を抑圧するものである。図15では、簡単のため、補助チャンネル(補助アンテナ)が1chの場合としているが、複数並列に備えることにより、複数の妨害を抑圧することができる。SLC後のアンテナパターンは、図16(b)に示すように、妨害方向にヌルを形成していることに対応する。複数の不要波の場合は、図16(c)に示すように、複数の補助チャンネルにより、それぞれの不要波方向にヌルを形成することができる。 As shown in Figure 16(a), SLC suppresses unwanted waves by controlling the adaptive weight (complex signal) of the auxiliary channel signal from the auxiliary antenna for the unwanted wave signal contained in the main channel signal from the main antenna. For simplicity, Figure 15 shows a case where there is one auxiliary channel (auxiliary antenna), but by providing multiple in parallel, multiple interferences can be suppressed. The antenna pattern after SLC corresponds to the formation of a null in the interference direction, as shown in Figure 16(b). In the case of multiple unwanted waves, multiple auxiliary channels can form nulls in the respective directions of the unwanted waves, as shown in Figure 16(c).

送信装置から受信装置で受信する通信変調信号や、直接波に対しては、クラッタ成分は小さいので、通常のSLCで不要波を抑圧することができる。一方、送信装置~目標~受信装置の目標波については、クラッタ成分があり、クラッタ成分を抑圧する必要がある。この場合、アダプティブウェイトが強大なメインローブクラッタ信号の影響を受け、正しい不要波抑圧用のウェイトに収束しないため、図17(a)~(c)に示すように、SLC前にクラッタを抑圧する必要がある。このため、ドップラパルス列P1では、図18(a)~(d)に示すように、slow-time軸のFFTをして、レンジ-ドップラ信号として、まずは、クラッタ抑圧26により、ドップラ軸でメインローブクラッタを抑圧する。メインローブクラッタは、搭載レーダの場合、自機速度とビーム指向方向がわかれば、算出できる。クラッタを抑圧した後、SLC処理26aするが、この際のアダプティブウェイトを算出するためのデータとしては、図18(c)の破線に示すようにレンジセル毎のドップラ軸データを用いる。これにより、アダプティブウェイトが算出でき、不要信号を抑圧して、ドップラ抽出22できる。 The clutter components are small for communication modulated signals received by the receiver from the transmitter and direct waves, so the unwanted waves can be suppressed by normal SLC. On the other hand, there are clutter components for the target waves from the transmitter to the target to the receiver, and the clutter components must be suppressed. In this case, the adaptive weights are affected by the strong main lobe clutter signals and do not converge to the correct weights for suppressing unwanted waves, so it is necessary to suppress the clutter before SLC, as shown in Figures 17(a) to (c). For this reason, in the Doppler pulse train P1, as shown in Figures 18(a) to (d), the slow-time axis FFT is performed to obtain the range-Doppler signal, and the main lobe clutter is first suppressed on the Doppler axis by clutter suppression 26. In the case of an onboard radar, the main lobe clutter can be calculated if the aircraft's speed and beam direction are known. After suppressing the clutter, SLC processing 26a is performed, and the data used to calculate the adaptive weights at this time is the Doppler axis data for each range cell, as shown by the dashed line in Figure 18(c). This allows the adaptive weights to be calculated, unwanted signals to be suppressed, and Doppler extraction 22 to be performed.

なお、ドップラパルスP1に対しては、クラッタ抑圧と不要波抑圧用のSLC処理を個別に行う手法として述べたが、クラッタ抑圧と妨害抑圧処理を同時に行うSTAP(Space-Time Adaptive Processing、非特許文献11参照)を適用してもよいのは言うまでもない。 Note that, although the method described above involves performing SLC processing for clutter suppression and unwanted wave suppression separately for the Doppler pulse P1, it goes without saying that STAP (Space-Time Adaptive Processing, see Non-Patent Document 11), which performs clutter suppression and interference suppression processing simultaneously, may also be applied.

次に、図19(a)~(d)を用いて、レンジングパルス列P2のSLC処理について述べる。ドップラパルス列では、slow-time軸FFTにより、ドップラ軸に変換できるため、メインローブクラッタ成分を抑圧できたが、レンジングパルス列では、パルス毎に符号変調されているため、slow-time軸FFTによるクラッタを抑圧できない。一方、目標ドップラ成分により補正したレンジ圧縮用の参照信号を用いて、レンジ圧縮すると、目標ドップラ成分とクラッタのドップラ成分は異なるため、クラッタを抑圧できる。このため、図13において、直接波のΣ、目標波のΣ、ΔAZ、ΔELに対して、抽出したドップラ信号を用いて、レンジング用参照信号補正し、レンジ相関処理して、レンジ圧縮後のクラッタを抑圧したレンジ軸の信号に対してSLCを実施する。これにより、不要波を抑圧して、レンジを抽出することができる。 Next, the SLC processing of the ranging pulse train P2 will be described using Figures 19 (a) to (d). In the case of a Doppler pulse train, the main lobe clutter components can be suppressed because they can be converted to the Doppler axis by the slow-time axis FFT, but in the case of a ranging pulse train, the clutter cannot be suppressed by the slow-time axis FFT because each pulse is code-modulated. On the other hand, if the range is compressed using a reference signal for range compression corrected by the target Doppler component, the target Doppler component and the Doppler component of the clutter are different, so the clutter can be suppressed. For this reason, in Figure 13, the ranging reference signal is corrected using the extracted Doppler signal for the direct wave Σ, the target wave Σ, ΔAZ, and ΔEL, and SLC is performed on the range axis signal with the clutter suppressed after range compression by performing range correlation processing. This allows the range to be extracted while suppressing unnecessary waves.

以上の処理により、クラッタ及び不要波を抑圧できるため、第1の実施形態と同等の手法で、目標の3次元の位置を同定することができる。 By performing the above processing, clutter and unwanted waves can be suppressed, making it possible to identify the three-dimensional position of a target using a method similar to that of the first embodiment.

以上は、ドップラパルス列とレンジングパルス列は、パルス間の符号変調のみで、パルス内変調が無い場合について述べたが、LPI性を向上させ、ドップラパルス列とレンジングパルス列のアイソレーションをとるために、各々の別のパルス内変調を施してもよい。また、ドップラパルス列とレンジングパルス列のRF周波数を別にして、アイソレーションをとる手法でもよいのは言うまでもない。 The above describes the case where the Doppler pulse train and ranging pulse train are only code-modulated between pulses and there is no intra-pulse modulation, but to improve LPI and isolate the Doppler pulse train and ranging pulse train, separate intra-pulse modulation may be applied to each. It goes without saying that a method of isolating the Doppler pulse train and ranging pulse train by using different RF frequencies may also be used.

その他、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 In addition, the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and in the implementation stage, the components can be modified and embodied without departing from the gist of the invention. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining multiple components disclosed in the above-described embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, components from different embodiments may be appropriately combined.

11…信号生成器、12…変調器、13…周波数変換器、14…パルス変調器、15…送信アンテナ、
21…受信アンテナ、22…周波数変換器、23…AD変換器、24…通信復調器、25…ビーム制御器、26…補助アンテナ、27…周波数変換器、28…AD変換器、29…通信信号SLC、
31…slow-time FFT処理器、32…ドップラ抽出器、33…レンジング参照信号補正器、34…レンジ相関処理器、35…レンジ検出器、36…クラッタ抑圧器、36a…ドップラSLC、37…レンジSLC、
41…slow-time FFT処理器、42…ドップラ抽出器、43…レンジング参照信号補正器、44…レンジ相関処理器、45…レンジ検出器、46…測角処理器、47…クラッタ抑圧器、47a…ドップラSLC、48…レンジSLC、51…3Dデータ算出器、
61…slow-time FFT処理器、62…クラッタ抑圧器、64…レンジング用参照信号補正器、65…レンジ相関処理器。
11: signal generator, 12: modulator, 13: frequency converter, 14: pulse modulator, 15: transmitting antenna,
21: Receiving antenna, 22: Frequency converter, 23: AD converter, 24: Communication demodulator, 25: Beam controller, 26: Auxiliary antenna, 27: Frequency converter, 28: AD converter, 29: Communication signal SLC,
31 slow-time FFT processor, 32 Doppler extractor, 33 ranging reference signal corrector, 34 range correlation processor, 35 range detector, 36 clutter suppressor, 36a Doppler SLC, 37 range SLC,
41...slow-time FFT processor, 42...Doppler extractor, 43...ranging reference signal corrector, 44...range correlation processor, 45...range detector, 46...angle measurement processor, 47...clutter suppressor, 47a...Doppler SLC, 48...range SLC, 51...3D data calculator,
61 . . . slow-time FFT processor, 62 . . . clutter suppressor, 64 . . . ranging reference signal corrector, 65 . .

Claims (3)

パルス列を送信するNt(Nt≧1)台の送信装置または送受信装置と、
到来波を受信するNr(Nr≧1)台の受信装置と
を備え、
前記送信装置または送受信装置は、
観測時間軸を通信期間とパルス列期間に分割し、
前記通信期間では、前記パルス列の送信位置、送信周波数、送信時刻、送信ビーム方向を含む送信情報を送信し、
前記パルス列期間では、ドップラ観測用の第1パルス列P1とレンジング用の第2パルス列P2を重畳したパルス列を送信し、
前記受信装置は
観測時間軸を前記送信装置または送受信装置と同期するように通信期間とパルス列期間に分割し、
前記到来波の受信信号を前記送信装置または送受信装置から受ける直接波の検出系統と目標からの反射波の検出系統に分岐し、
前記直接波の検出系統では、前記送信装置または送受信装置から受ける直接波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記直接波の観測速度を算出し、前記直接波の観測速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号をレンジ圧縮して前記送信装置または送受信装置との間の距離Rdを出力する第1の処理を行い
前記反射波の検出系統では、前記目標からの反射波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記目標の速度を算出し、前記目標の速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号を相関処理によりレンジ圧縮して前記目標までの距離Rtを出力する第2の処理と、前記目標の測角値θt(AZ、EL)を算出し、前記直接波の距離Rd、前記目標までの距離Rtから形成できる楕円体と目標測角値θtとの交点より、前記目標の3次元位置(x、y、z)を算出する第3の処理とを行う
レーダシステム。
Nt (Nt≧1) transmitters or transceivers for transmitting pulse trains ;
and Nr (Nr≧1) receiving devices for receiving incoming waves ;
The transmitting device or the transmitting/receiving device is
The observation time axis is divided into a communication period and a pulse train period.
during the communication period, transmitting transmission information including a transmission position, a transmission frequency, a transmission time, and a transmission beam direction of the pulse train ;
During the pulse train period, a pulse train in which a first pulse train P1 for Doppler observation and a second pulse train P2 for ranging are superimposed is transmitted,
The receiving device includes :
Dividing an observation time axis into a communication period and a pulse train period so as to be synchronized with the transmitting device or the transmitting/receiving device;
A received signal of the incoming wave is branched into a detection system for a direct wave received from the transmitting device or the transceiver device and a detection system for a reflected wave from a target;
a first process is performed in which a Doppler component is extracted from a reception signal of the first pulse train P1 among the direct waves received from the transmission device or the transmission/reception device, an observation speed of the direct wave is calculated, and a reference signal corrected by the observation speed of the direct wave is used to compress the range of the reception signal of the second pulse train P2, thereby outputting a distance Rd between the transmission device or the transmission/reception device ;
A radar system in which the detection system for the reflected wave performs a second process of extracting a Doppler component from the received signal of the first pulse train P1 of the waves reflected from the target to calculate the velocity of the target, and using a reference signal corrected based on the velocity of the target, compresses the range of the received signal of the second pulse train P2 by correlation processing to output the distance Rt to the target, and a third process of calculating a measured angle value θt (AZ, EL) of the target, and calculates a three-dimensional position (x, y, z) of the target from the intersection of an ellipsoid formed from the distance Rd of the direct wave and the distance Rt to the target with the target measured angle value θt.
前記受信装置は、
主アンテナと補助アンテナとを備え、
前記通信期間では、前記主アンテナのサイドローブから入力される不要波を前記補助アンテナによりSLC(Sidelobe Canceller)処理して抑圧し、
前記パルス列期間では、前記第1パルス列P1の受信信号をレンジセル毎にFFT処理してドップラ軸でクラッタ成分を抑圧し、前記ドップラ軸でSLC処理して不要波を抑圧し、前記第2パルス列P2の受信信号を、前記目標のドップラ成分により補正した参照信号を用いて、相関処理によるレンジ圧縮を行い、レンジ軸でSLC処理して不要波を抑圧する
請求項1記載のレーダシステム。
The receiving device includes:
A main antenna and an auxiliary antenna are provided,
During the communication period, the auxiliary antenna performs SLC (Sidelobe Canceller) processing to suppress unnecessary waves input from a side lobe of the main antenna;
2. The radar system according to claim 1, wherein, during the pulse train period, a received signal of the first pulse train P1 is subjected to FFT processing for each range cell to suppress clutter components on a Doppler axis, and SLC processing is performed on the Doppler axis to suppress unwanted waves, and a received signal of the second pulse train P2 is subjected to range compression by correlation processing using a reference signal corrected by the Doppler component of the target, and SLC processing is performed on the range axis to suppress unwanted waves.
パルス列を送信するNt(Nt≧1)台の送信装置または送受信装置と、
到来波を受信するNr(Nr≧1)台の受信装置と
を備えるレーダシステムに用いられ、
前記送信装置または送受信装置、及び前記受信装置がそれぞれ相互に同期する観測時間軸を通信期間とパルス列期間に分割し、
前記通信期間では、
前記送信装置または送受信装置が前記パルス列の送信位置、送信周波数、送信時刻、送信ビーム方向を含む送信情報を送信し、
前記受信装置が前記送信情報を受信し
前記パルス列期間では、
前記送信装置または送受信装置がドップラ観測用の第1パルス列P1とレンジング用の第2パルス列P2を重畳したパルス列を送信し、
前記受信装置が、受信信号を前記送信装置または送受信装置から受ける直接波の検出系統と目標からの反射波の検出系統に分岐し、
前記直接波の検出系統では、前記送信装置または送受信装置から受ける直接波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記直接波の観測速度を算出し、前記直接波の観測速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号をレンジ圧縮して前記送信装置または送受信装置との間の距離Rdを出力する第1の処理を行い
前記反射波の検出系統では、前記目標からの反射波のうち前記第1パルス列P1の受信信号からドップラ成分を抽出して前記目標の速度を算出し、前記目標の速度により補正した参照信号を用いて、前記第2パルス列P2の受信信号を相関処理によりレンジ圧縮して前記目標までの距離Rtを出力する第2の処理と、前記目標の測角値θt(AZ、EL)を算出し、前記直接波の距離Rd、前記目標までの距離Rtから形成できる楕円体と目標測角値θtとの交点より、前記目標の3次元位置(x、y、z)を算出する第3の処理とを行う
レーダ信号処理方法。
Nt (Nt≧1) transmitters or transceivers for transmitting pulse trains ;
and Nr (Nr≧1) receiving devices for receiving incoming waves ,
The transmitting device or the transmitting/receiving device and the receiving device divide an observation time axis, which is synchronized with each other, into a communication period and a pulse train period;
In the communication period,
the transmitting device or the transmitting/receiving device transmits transmission information including a transmission position, a transmission frequency, a transmission time, and a transmission beam direction of the pulse train;
The receiving device receives the transmitted information ,
In the pulse train period,
the transmitting device or the transmitting/receiving device transmits a pulse train in which a first pulse train P1 for Doppler observation and a second pulse train P2 for ranging are superimposed;
The receiving device branches the received signal into a detection system for detecting a direct wave received from the transmitting device or the transmitting/receiving device and a detection system for detecting a reflected wave from a target;
a first process is performed in which a Doppler component is extracted from a reception signal of the first pulse train P1 among the direct waves received from the transmission device or the transmission/reception device, an observation speed of the direct wave is calculated, and a reference signal corrected by the observation speed of the direct wave is used to compress the range of the reception signal of the second pulse train P2, thereby outputting a distance Rd between the transmission device or the transmission/reception device ;
The reflected wave detection system performs a second process of extracting a Doppler component from the received signal of the first pulse train P1 of the reflected wave from the target to calculate the velocity of the target, and using a reference signal corrected for the velocity of the target, compresses the range of the received signal of the second pulse train P2 by correlation processing to output the distance Rt to the target, and a third process of calculating the target angle measurement value θt (AZ, EL) and calculating the three-dimensional position (x, y, z) of the target from the intersection of the target angle measurement value θt and an ellipsoid formed from the distance Rd of the direct wave and the distance Rt to the target.
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