JP7326550B2 - 低複雑度実装に好適な構造、方法、送信機、トランシーバおよびアクセスポイント - Google Patents

Description

本開示は、一般に、低い相互相関をもつ複数のシーケンスを提供するための手法に関する。特に、本開示は、複数のシーケンスの生成のために単一のシフトレジスタを使用することに関する。本開示はまた、複数のシーケンスが望まれる実装形態に関する。

擬似ランダムシーケンスを生成するためのよく知られている手法は、適切な多項式を使用する線形フィードバックシフトレジスタの使用であり、ここで、フィードバック構造がその多項式を表す。図１は、そのような機構を示す。

適用例によっては、２つ以上のシーケンスが必要とされ、ここで、それらのシーケンスは低い相互相関を有するべきである。そのような適用例の一例は、信号がスクランブリングによって整形されるべきであり、異なるタイプの信号整形を達成するために、組み合わせられたスクランブリング手法が使用される場合である。本開示では、そのような組み合わせられた信号整形のためのいくつかの新規の手法も解明され、したがって、複数のシーケンスの適用に関する例と、信号整形のための実用的な（ｗｏｒｋｉｎｇ）実施形態の両方を形成する。

信号整形のための本明細書で説明される手法を考慮すると、２つまたはそれ以上のシーケンスを作り出すための効率的な低リソース消費ソリューションに対する要望がある。ここで、２つまたはそれ以上のシーケンスは、好ましくは、信号において新たな望ましくないスパー（ｓｐｕｒ）を導入する危険を冒さないために、限られた相関を有している。簡単なソリューションは、各シーケンスについて、たとえば図１を参照しながら説明されるように、１つの生成機構を有することであるが、たとえば、シーケンスを生成するために異なる多項式を用いる。その場合、それぞれの生成機構の構造および多項式は、限られた相関を提供するように選択される。しかしながら、本開示では、単一のシフトレジスタ構造から２つまたはそれ以上のシーケンスを生成するための手法が提示され、ここで、レジスタエレメントおよびそれらの状態が、異なるシーケンスについて再使用される。その構造によって生成される基本シーケンスは、図１を参照しながら説明されるような線形フィードバックシフトレジスタと同じプロパティを有する。追加の生成されたシーケンスは、同じ特性を有しないが、所望の、たとえば本開示の信号整形手法の目的のために、基本シーケンスとの低い十分な相互相関を有し、低い相関をもつ複数のシーケンスが望まれる他の適用例のための十分な性能をも有する。

この背景技術セクションにおいて開示された上記の情報は、本開示の背景の理解の向上のためのものにすぎず、したがって、その情報は、当業者にすでに知られている従来技術を形成しない情報を含んでいることがある。

本開示は、シフトレジスタ機構の追加のタッピング（ｔａｐｐｉｎｇ）が使用可能シーケンスを提供するという発明者の認識に基づく。

第１の態様によれば、バイナリシフトレジスタと、多項式に従って線形フィードバックシフトレジスタを規定するように構成されたシフトレジスタに接続されたフィードバック構造と、シフトレジスタのエレメントの第１のグループから１つまたは複数の状態値を収集するように構成された第１の出力であって、第１のグループからの前記１つまたは複数の状態値が第１のシーケンスの値を形成する、第１の出力と、シフトレジスタのエレメントの第２のグループから１つまたは複数の状態値を収集するように構成された第２の出力であって、第２のグループからの前記１つまたは複数の状態値が第２のシーケンスの値を形成し、第２のグループのどのエレメントも第１のグループに属さない、第２の出力とを備える、シーケンスを生成するための構造が提供される。

第２の出力は、エレメントの第２のグループから状態値を収集するように構成され得、第２のグループは、第２のシーケンスが３つ以上の可能な値を有するシンボルを備えるように、シフトレジスタの複数のエレメントを備える。代替的に、第１のシーケンスはバイナリシーケンスである。第２の出力は、次いで、エレメントの第２のグループから状態値を収集するように構成され得、第２のグループは、シフトレジスタの単一のエレメントを備える。

第１の出力は、エレメントの第１のグループから状態値を収集するように構成され得、第１のグループは、第１のシーケンスが３つ以上の可能な値を有するシンボルを備えるように、シフトレジスタの複数のエレメントを備える。代替的に、第１のシーケンスはバイナリシーケンスである。第１の出力は、次いで、エレメントの第１のグループから状態値を収集するように構成され得、第１のグループは、シフトレジスタの単一のエレメントを備える。

第２の態様によれば、送信される情報を表すパターンを形成するオン波形とオフ波形とを備えるオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号を送信する方法が提供される。本方法は、基本ベースバンド波形を取得することと、バイナリ値のうちの１つが複素共役への変換を引き起こす第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することによって、基本ベースバンド波形をスクランブルすることと、オン波形についてスクランブルされた基本ベースバンド波形を適用し、オフ波形について波形を適用しないことによって、送信されるべき情報を変調することと、変調された情報を送信することとを含む。

基本ベースバンド波形を取得することは、所望のベースバンド波形を模倣する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を生成することを含み得る。所望のベースバンド波形は、マルチキャリアオンオフキーイング（ＭＣ－ＯＯＫ）シンボルに対応し得る。

基本ベースバンド波形をスクランブルすることは、バイナリ値が相互にπだけ分離された位相回転を適用する第２のバイナリランダム化シーケンスを適用することをさらに含み得る。第１のランダム化シーケンスは、第１の多項式を表すシフトレジスタ機構において生成され得、第２のランダム化シーケンスは、第１の多項式とは異なる第２の多項式を表すシフトレジスタ機構において生成される。シフトレジスタ機構は、第１のバイナリランダム化シーケンスと第２のバイナリランダム化シーケンスの両方の生成のために単一のシフトレジスタを使用し得、第１のバイナリランダム化シーケンスは単一のシフトレジスタの第１の位置においてタップされ、第２のバイナリランダム化シーケンスは単一のシフトレジスタの第２の位置においてタップされ、単一のシフトレジスタの第１の位置と第２の位置とは異なる。

第３の態様によれば、送信される情報を表すパターンを形成するオン波形とオフ波形とを備えるオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号を送信するための送信機が提供される。本送信機は、基本ベースバンド波形を取得するように構成された基本波形入力と、バイナリ値のうちの１つが複素共役への変換を引き起こす第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することによって、基本ベースバンド波形をスクランブルするように構成されたスクランブラと、オン波形についてスクランブルされた基本ベースバンド波形を適用し、オフ波形について波形を適用しないことによって、送信されるべき情報を変調するように構成された変調器と、変調された情報を送信するように構成された送信回路とを備える。

本送信機は、基本ベースバンド波形生成器を備え得、基本ベースバンド波形生成器は、所望のベースバンド波形を模倣する直交周波数分割多重信号として基本ベースバンド波形を生成するように構成され、基本ベースバンド波形を基本波形入力に提供するように構成される。所望のベースバンド波形は、マルチキャリアオンオフキーイング（ＭＣ－ＯＯＫ）シンボルに対応し得る。

スクランブラは、バイナリ値が相互にπだけ分離された位相回転を適用する第２のバイナリランダム化シーケンスを適用するように構成され得る。第１のランダム化シーケンスは、第１の多項式を表すシフトレジスタ機構において生成され得、第２のランダム化シーケンスは、第１の多項式とは異なる第２の多項式を表すシフトレジスタ機構において生成される。本送信機は、シフトレジスタを備え得、シフトレジスタ機構は、第１のバイナリランダム化シーケンスと第２のバイナリランダム化シーケンスの両方の生成のためにシフトレジスタを使用し、第１のバイナリランダム化シーケンスはシフトレジスタの第１の位置においてタップされ、第２のバイナリランダム化シーケンスはシフトレジスタの第２の位置においてタップされ、シフトレジスタの第１の位置と第２の位置とは異なる。

第４の態様によれば、通信装置のプロセッサ上で実行されたとき、通信装置に、第２の態様による方法を実施させる命令を備えるコンピュータプログラムが提供される。

第５の態様によれば、第３の態様による送信機と、第１の態様による構造とを備えるトランシーバが提供され、構造は、送信機のための第１のシーケンスおよび第２のシーケンスを提供するように構成される。

第６の態様によれば、無線ネットワークのアクセスポイントであって、本アクセスポイントが、マルチキャリアオンオフキーイングを使用して起動パケットを送信するように構成され、本アクセスポイントが、第３の態様による送信機または第５の態様によるトランシーバを備える、アクセスポイントが提供される。

いくつかの実施形態の利点は、低い相互相関をもつ複数のシーケンスを提供する構造の実装の低複雑度である。

いくつかの実施形態による手法は、ＷＵＰのために使用される信号のＰＳＤを平坦化し、いくつかの実施形態では、スペクトル線をなくす。利点は、ＰＳＤに限度を課する規制領域における出力電力増加の可能性である。

いくつかの実施形態の利点は、極めて低い実装複雑度の可能性である。

いくつかの実施形態の利点は、手法がオン波形のプロパティを維持することである。たとえば、オン波形が低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有するように設計された場合、本開示の方法は、そのＰＡＰＲを維持する。同様に、オン波形が何らかの伝搬チャネルにおける性能について最適化された場合、開示される手法は、その性能を維持する。

本開示の上記の、ならびに追加の目的、特徴および利点は、添付の図面を参照しながら、本開示の好ましい実施形態の以下の例示的で非限定的な詳細な説明を通して、より良く理解される。

第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタを概略的に示す図である。 一実施形態による、第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタと、さらなるシーケンスを抽出するためのアドオンタップ（ａｄｄｏｎ ｔａｐ）とを概略的に示す図である。 一実施形態による、第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタと、より高い次数をもつ第２のシーケンスを抽出するためのアドオンタップ機構とを概略的に示す図である。 一実施形態による、第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタと、より高い次数をもつ第２のシーケンスを抽出するためのアドオンタップ機構とを概略的に示す図である。 一実施形態による、第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタと、より高い次数をもつ第２のシーケンスを抽出するためのアドオンタップ機構とを概略的に示す図である。 旧来のＷＵＲおよびＰＣＲ構造を有する受信機を概略的に示す図である。 旧来のＯＯＫ構造を概略的に示す図である。 ＩＦＦＴを使用して基本ベースバンド波形を生成するための構造を概略的に示す図である。 図８に記載の構造によって生成された基本ベースバンド波形の電力スペクトル密度を示す信号図である。 図９における信号の電力スペクトル密度スパイクを平滑化するための位相ランダム化技法のための構造を概略的に示す図である。 図１０の構造によって平滑化された波形の電力スペクトル密度を示す信号図である。 一実施形態による、波形の電力スペクトル密度を平坦化するための構造を概略的に示す図である。 信号の電力スペクトル密度（図１１参照）および信号の複素共役の信号図である。 一実施形態による、波形の電力スペクトル密度を平坦化するための代替構造を示す図である。 一実施形態を使用する、平坦化された電力スペクトル密度を示す信号図である。 一実施形態による、送信機を概略的に示す図である。 一実施形態による、送信機を概略的に示す図である。 一実施形態による、送信機を概略的に示す図である。 一実施形態による、送信機を概略的に示す図である。 図１９における構造を適用したときに生成された基本ベースバンド波形の電力スペクトル密度を示す信号図である。 一実施形態による、方法を示すフローチャートである。 一実施形態による、ネットワークノードを概略的に示すブロック図である。 コンピュータ可読媒体および処理デバイスを概略的に示す図である。

擬似ランダムシーケンスを生成するためのよく知られている手法は、適切な多項式を使用する上述の線形フィードバックシフトレジスタである。２つまたはそれ以上のシーケンスを作り出すための効率的な低リソース消費ソリューションに対する要望を考慮し、ここで、２つまたはそれ以上のシーケンスは、以下で説明されるように、たとえば信号を整形するときに信号において新たな望ましくないスパーを導入する危険を冒さないために、限られた相関を有する。簡単なソリューションは、生成すべき各シーケンスについて１つの生成機構を有することと、たとえばそれぞれの生成機構の構造および多項式を、限られた相関を提供するように慎重に選択することとである。しかしながら、本開示では、単一のシフトレジスタ構造から２つまたはそれ以上のシーケンスを生成するための手法が提示され、ここで、レジスタエレメントおよびそれらの状態が、異なるシーケンスについて再使用される。その構造によって生成される基本シーケンスは、線形フィードバックシフトレジスタと同じプロパティを有する。追加の生成されたシーケンスは、同じ特性を有しないが、本開示の信号整形手法の目的のために低い十分な相関を有し、低い相関をもつ複数のシーケンスが望まれる他の適用例のための十分な性能をも有する。

図２は、一実施形態による、第１のシーケンスを生成するための線形フィードバックシフトレジスタと、第２のシーケンスを抽出するためのアドオンタップとを概略的に示す。この図中のＬＦＳＲは、生成多項式ｘ^－７＋ｘ^－４＋１を有するが、他の生成多項式が使用され得る。シフトレジスタは、シーケンスの適用例の所望のシーケンスレートに従ってクロック制御される。たとえば、以下のオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号の生成を示す図を参照すると、ＬＦＳＲは、シンボル時間Ｔ_ｓｙｍごとに更新され、ビットｂ０、ｂ１およびｂ２は、ＬＦＳＲの異なる状態から読み取られる。図示された構造では、ｂ２は、図２中でＸ^１と標示された、レジスタ中の第１の位置から抽出され、ｂ１は、Ｘ^５と標示された、レジスタ中の第５の位置から抽出され、ｂ０は、図２中でＸ^７と標示された、レジスタ中の第７の位置から抽出され得る。ここで、ｂ０において提供されるシーケンスは、図１における旧来の構造によって提供されるものと同じであり、ｂ１において提供されるシーケンスは、ｂ０において提供されるシーケンスの時間シフトされた変形態であり、ｂ２において提供されるシーケンスは、他のシーケンスとは異なるフィードバック機能を経験することがわかり得る。このことから、ｂ０において提供されるシーケンスとｂ１において提供されるシーケンスとの間の相互相関は、ｂ０においてシフトレジスタによって提供される基本シーケンスが低い自己相関を有する場合、低い相関を有する。ｂ２において提供されるシーケンスとｂ０およびｂ１において提供されるシーケンスとの間の相互相関は、フィードバック機能が異なるので、低い相関を有する。したがって、所望の低い相互相関は、構造およびタッピングポイントが賢明に選択されると達成される。

図３は、図２と同様の構造であるが、より高い次数のシーケンスが、Ｘ^１～Ｘ^４と標示されたエレメントのうちの２つまたはそれ以上からタップされる、すなわちバイナリシーケンスのみではない、構造を示す。図示された構造から、Ｘ^１～Ｘ^４と標示されたすべてのエレメントがタッピングのために使用されるとき、０から１５の間の整数をもつシーケンスが達成され得る。

図４は、擬似ランダムビットシーケンスを生成するために使用される、生成多項式ｘ^－７＋ｘ^－４＋１をもつ線形フィードバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）を備える構造を概略的に示すが、他の多項式が使用され得る。レジスタは、Ｘ^１～Ｘ^７と標示された７つのエレメントを含んでいる。ビットｂ５～ｂ７は、レジスタのエレメント５～７から抽出される。この組み合わせられたソリューションに関する問題は、位相ランダマイザのために使用されるランダム性のソース（ｓｏｕｒｃｅ ｏｆ ｒａｎｄｏｍｎｅｓｓ）（すなわちｂ７）と、たとえば巡回シフトランダマイザのためのランダム性のソース（すなわちｂ５、ｂ６、ｂ７）との間の強い相関があり得ることであり、その例は、図１９を参照しながら以下でさらに説明される。これは、たとえば複素共役構造および位相シフタ、または巡回シフタおよび位相シフタを含む組み合わせられた平坦化およびスペクトル線抑制構造をもつ、以下でさらに説明される、信号整形適用例において見られ得、これは、図２０の図に示されているような残存スペクトル線を引き起こし得る。その理由は、この例では、巡回シフトランダム化が、サブキャリアのうちの２つに０度または１８０度だけランダム位相シフトを加えるが、完全相関により、位相ランダマイザが１８０度位相シフトを反転させ、したがって、その結果、これらの２つのサブキャリアはそれらの位相をランダム化されず、これが図２０に示されている２つのスペクトル線を生じるからである。スペクトル線をなくすために、オン波形において各サブキャリアに適用される位相は、好ましくは、ゼロ平均を有する。しかし、強い相関のために、それらの位相は、ゼロ平均を有することができないことがある。一例として、０ｎｓ、４００ｎｓ、８００ｎｓ、１２００ｎｓ、１６００ｎｓ、２０００ｎｓ、２４００ｎｓおよび２８００ｎｓによる、８つの可能な巡回シフトがあると仮定する。

したがって、位相ランダム化と巡回シフトランダム化との組合せに基づくシンボルランダム化技法が望ましいので、および、実装の容易さにより、両方のランダム化技法のためのランダム性のソースとして１つのＬＦＳＲのみを使用することも望ましいので、位相ランダム化と巡回シフトランダム化と１つのＬＦＳＲのみを使用することとの組合せによってシンボルランダム化を達成するための方法が求められる。本開示における基本概念は、２つのランダム化技法が十分に無相関化されるように、同じＬＦＳＲからエントロピーまたはランダム性の２つのソースを作成することである。

図１９は、擬似ランダムビットシーケンスを生成するために使用される、生成多項式ｘ^－７＋ｘ^－４＋１をもつ線形フィードバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）を備える構造を概略的に示すが、他の多項式が使用され得る。レジスタは、Ｘ^１～Ｘ^７と標示された７つのエレメントを含んでいる。図１９では、点線によって囲まれた、位相ランダマイザのためのランダム性のソースは、ｂ７と標示され、レジスタ中の第７のエレメントＸ^７から引き出されるビットストリームである。破線によって囲まれた、巡回シフトランダマイザのためのランダム性のソースは、ｂ１、ｂ２、ｂ３と標示され、レジスタの第１、第２および第３のエレメントから引き出される３ビットストリームである。これは、位相ランダマイザのためのランダム性ソースと巡回シフトランダマイザのためのランダム性ソースとの間の強い相関を断つ。ＬＦＳＲは、シンボル時間Ｔ_ｓｙｍごとに更新される。

タップされたシーケンス間の相関の減少は、ＬＦＳＲレジスタ中のエレメントの第１のセットに依存するように第１のシーケンスのためのランダム性のソースを選定し、レジスタのエレメントの第２のセットに依存するように第２のシーケンスのためのランダム性のソースを選定し、それにより第１のセットと第２のセットとが重複しないことによって、達成される。それぞれのセットは、任意の組合せで、バイナリシーケンスを作り出す１つのエレメント、またはより高次のシーケンスを作り出す複数のセットを備え得る。

バイナリ位相ランダム化は最も単純な位相ランダム化技法であるが、４相（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ）またはより高次の位相ランダム化技法を使用することが可能である。一例として、４相位相ランダム化の場合、オン波形の各発生について、０度、９０度、１８０度または２７０度のいずれかのランダムに選定された位相が、前記オン波形に適用される。したがって、４つの位相の間でランダムに選定する必要がある。これは、レジスタのエレメント１および２から引き出されるビットストリームｂ１およびｂ２を位相ランダマイザに供給し、レジスタのエレメント５、６および７から引き出されるビットストリームｂ５、ｂ６、ｂ７を巡回シフトランダマイザに供給することによって、達成され得る。またしても、鍵は、レジスタのエレメントの２つのセット、すなわち、（位相ランダム化のために使用される）｛１、２｝と（巡回シフトランダム化のために使用される）｛５、６、７｝とが重複しないことである。

図４および図５を参照しながら与えられる例のより良い理解のために、シーケンスが例に従って適用される技法が以下で説明される。

オンオフキーイング（ＯＯＫ）はバイナリ変調であり、ここで、論理１が、信号を送ること（オン）に関して表され、論理０が、信号を送らないこと（オフ）によって表される。ここで、状態のうちの一方が一方のバイナリシンボル値を表し得、その場合、他方の状態が他方のバイナリシンボルを表す。状態のパターンは、たとえばマンチェスターコーディングを通して提供されるような、バイナリシンボルを表し得る。

起動無線機と呼ばれることもある、起動受信機（ＷＵＲ）は、無線通信において使用される受信機における電力消費を著しく低減するための手段を提供する。ＷＵＲに関する概念は、ＷＵＲが、起動信号の存在を検出することが可能である必要があるにすぎないが、データ受信のために使用されないので、ＷＵＲが極めて緩和された（ｒｅｌａｘｅｄ）アーキテクチャに基づき得ることである。

起動パケット（ＷＵＰ）、すなわち、ＷＵＲに送られる信号のための実現可能な変調が、ＯＯＫである。ＩＥＥＥ８０２．１１ドラフト仕様、「Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｄｒａｆｔ ＷＵＲ ＰＨＴ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ」というタイトルのＩＥＥＥ８０２．１１－１８／０１５２ｒ５参照、では、ＷＵＰは、ＷＵＲ物理プロトコルデータユニット（ＰＰＤＵ）と呼ばれる。

現在、ＩＥＥＥ８０２．１１プライマリ通信無線機（ＰＣＲ：ｐｒｉｍａｒｙ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｒａｄｉｏ）に対するコンパニオン無線機として使用されるべき起動無線機について、ＷＵＲとＰＣＲの両方を装備した局の電力消費を著しく低減するというだけの目的をもって、物理（ＰＨＹ）レイヤおよび媒体アクセス（ＭＡＣ）レイヤを規格化するための、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂａと称するＩＥＥＥ８０２．１１タスクグループ（ＴＧ）において進行中のアクティビティがある。

図６は、同じアンテナを共有する、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１通信のための、ＷＵＲおよびＰＣＲを示す。ＷＵＲがオンにされ、起動メッセージを待っているとき、ＩＥＥＥ８０２．１１チップセットは、エネルギーを保存するためにオフに切り替えられ得る。起動メッセージがＷＵＲによって受信されると、ＷＵＲは、ＰＣＲを起動し、たとえばアクセスポイント（ＡＰ）とのＷｉ－Ｆｉ通信を開始する。

上述の「Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｄｒａｆｔ ＷＵＲ ＰＨＴ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ」というタイトルのＩＥＥＥ８０２．１１－１８／０１５２ｒ５では、ＷＵＰの情報ビットにマンチェスターコーディングを適用することが提案される。すなわち、たとえば、論理「０」は「１０」として符号化され、論理「１」は「０１」として符号化される。したがって、あらゆるデータシンボルは、（エネルギーがある）「オン」部分と、エネルギーがない「オフ」部分とを備える。さらに、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によってＷＵＰを生成することが提案され、なぜなら、このブロックが、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃをサポートするＷｉ－Ｆｉ送信機においてすでに利用可能であるからである。詳細には、ＯＯＫを生成するための説明される手法は、中心において１３個のサブキャリアを使用すること、次いで、オンを表すためにこれらを何らかの信号でポピュレートすること、およびオフを表すためにまったく何も送信しないことである。この手法は、オン部分を生成するために複数のキャリアが使用されるという点で、旧来のＯＯＫとはわずかに異なる。したがって、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂａにおいて規格化されているＯＯＫ方式は、マルチキャリアＯＯＫ（ＭＣ－ＯＯＫ）と呼ばれる。ＩＦＦＴは、６４ポイントを有し、２０ＭＨｚのサンプリングレートにおいて動作しており、ただ通常の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に関しては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃにおいて使用されるもののようなＯＦＤＭシンボル持続時間を有するために、ＩＦＦＴ動作の後にサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が追加される。ＭＣ－ＯＯＫの重要な特徴は、ＭＣ－ＯＯＫを生成するために同じＯＦＤＭシンボルが使用されることである。言い換えれば、すべてのデータシンボルのための非０サブキャリアをポピュレートするために、同じ周波数領域シンボルが使用される。あらゆるマンチェスターコーディングされたデータシンボルの「オン」部分を生成するために同じＯＦＤＭシンボルを使用することは、いくつかの利点を有する。たとえば、同じＯＦＤＭシンボルを使用することは、ＭＣ－ＯＯＫのコヒーレント受信を可能にする。その上、オン波形の生成は、低いピーク対平均電力比を有する傾向があり得、および／または、性能についての傾向があり得る。

図７は、ＯＯＫ生成のための旧来の構造を概略的に示す。送信されるべき信号、たとえばＷＵＰのためのビットは、たとえば、マンチェスターベースエンコーダ２００においてマンチェスターコーディングされる。符号化された信号は、たとえばスイッチ構成２０２によって、次のシンボル時間Ｔ_ｓｙｍ中にどの出力信号を提供すべきかを制御する。Ｔ_ｓｙｍは、たとえば高データレートについて２μｓであり得るか、または、Ｔ_ｓｙｍは、低データレートについて４μｓであり得る。切替えは、本手法では所望のオン信号を模倣するマルチキャリア信号を提供するオン信号波形生成器（ＷＧ）２０４によって提供される信号と、本手法ではゼロ信号を提供するオフ信号波形生成器（ＷＧ）２０６によって提供される信号との間で行われる。スイッチ構成２０２は、送信されるべき信号シーケンスを出力し、その信号シーケンスは、旧来は処理され、無線で送信される。

上記で言及されたマルチキャリア信号は、通常、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成され、なぜなら、このブロックが、たとえば、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃをサポートするＷｉ－Ｆｉ送信機など、いくつかの送信機においてすでに利用可能であり得るからである。図８は、ＩＦＦＴを使用して基本ベースバンド波形を生成するための構造を概略的に示す。ＷＵＰを表すためにマルチキャリア信号を生成するための例示的な手法は、ＯＦＤＭマルチキャリア信号の中心において１３個のサブキャリアを使用すること、オンを表すためにこれらの１３個のサブキャリアを信号でポピュレートすること、およびオフを表すためにまったく何も送信しないことである。これは、マルチキャリアＯＯＫ（ＭＣ－ＯＯＫ）と呼ばれることがある。一例では、ＩＦＦＴは、６４ポイントを有し、２０ＭＨｚのサンプリングレートにおいて動作しており、ただ通常の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に関しては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃにおいて使用されるもののようなＯＦＤＭシンボル持続時間を有するために、ＩＦＦＴ動作の後にサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が追加される。ＷＵＰのためのＭＣ－ＯＯＫのいくつかの例では、同じＯＦＤＭシンボルが使用される。言い換えれば、すべてのデータシンボルのための非０サブキャリアをポピュレートするために、同じ周波数領域シンボルが使用される。あらゆるマンチェスターコーディングされたデータシンボルの「オン」部分を生成するために同じＯＦＤＭシンボルを使用することは、ＷＵＰのデータ部分における強い周期的時間相関を生じ得る。これらの相関は、図９に示されているように、スペクトル線を生じ、スペクトル線は、ＷＵＰの電力スペクトル密度（ＰＳＤ）におけるスパイクである。これらのスペクトル線は、いくつかの例では、スペクトルの狭い部分において送信され得る電力を制限するローカルな地理的規制があり得るので、望ましくないことがある。

本開示は、オン部分の生成に対する改善を提供することを目的とする。

ＭＣ－ＯＯＫは、ＷＵＰを生成するために使用される。その上、あらゆるマンチェスターコーディングされた情報シンボルの「オン」部分を生成するために、同じＯＦＤＭシンボルが使用される。ＯＦＤＭシンボルはあらゆる情報シンボルにおいて繰り返されるので、ＷＵＰのペイロードにおける強い周期的時間相関がある。これらの相関は、スペクトル線を生じ、スペクトル線は、ＷＵＰの電力スペクトル密度（ＰＳＤ）におけるスパイクである。生成されたマルチキャリア信号のＰＳＤが図９に示されている。

たとえば、米国では、連邦通信委員会は、２．４ＭＨｚ帯域におけるデジタル変調された信号が３ｋＨｚ帯域において８ｄＢｍよりも小さい電力を送信することを要求する。したがって、スペクトル線の存在は、ＷＵＰのための最大送信電力を、スペクトル線が存在しなかった場合に可能にされるものよりも小さい値に制限し得る。

図１０は、図９における信号の電力スペクトル密度スパイクを平滑化するための位相ランダム化技法のための構造を概略的に示す。手法は、各シンボルが０度または１８０度のいずれかでバイナリ回転（ｂｉｎａｒｙ ｒｏｔａｔｅ）される（すなわち、πの相互位相差が達成されるように、＋１または－１のいずれかを乗算される）ことである。回転は、擬似ランダムに選定される。このシンボルランダム化方法が図１０に示されている。値＋１および－１をとる、バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）されたシンボルを生成するために、擬似ランダムビットストリームが使用され、次いで、オン波形がこのバイナリシンボルを乗算される。

図１１は、上記で提案されたシンボルランダム化技法がスペクトル線をどのようになくすかの説明を与える。図９および図１１の図は、波形生成器によって生成された同じ基本ベースバンド波形を使用して作り出された。その差は、図９の図を作り出すために、基本ベースバンド波形が使用され、図１１の図を作り出すために、スクランブルされた波形が使用されたことである。

スペクトル線は除去されるが、ＰＳＤは、上記で説明された位相ランダム化が周波数にわたるエネルギー分布を変更しないので、オン波形の周波数応答に依存する。図１１に示されているＰＳＤは、対称性および平坦性の欠如を呈する。スペクトル平坦性の欠如は、いくつかの規制領域における欠点である。たとえば、欧州では、２．４ＧＨｚ帯域において動作し、広帯域変調技法を使用する機器について、最大電力スペクトル密度は、１ＭＨｚ当たり１０ｍＷに制限される。したがって、このＰＳＤ制約を条件として、出力電力は、ＰＳＤが平坦であるときに最大化される。たとえば、欧州におけるＰＳＤ制限により、図１１の場合のようなＰＳＤを有するＷＵＰは、２８ｍＷの総出力電力を有し、同じ帯域幅（４ＭＨｚ）を有するが平坦なＰＳＤをもつ信号は、４０ｍＷ（１０ｍＷ／ＭＨｚ×４ＭＨｚ）の総出力電力を有し得る。したがって、改善されたスペクトル平坦性をもたらす手法が求められる。

図１２は、一実施形態による、波形の電力スペクトル密度を平坦化するための構造を概略的に示す。適切なランダム化をもつバイナリビットシーケンスが提供され、各ビット値ｂ１について、ベースバンド波形は、ビット値の状態のうちの一方についてその複素共役によって置換され、ビット値の他方の状態について不変に保たれる。ランダム化複素共役は、構造の出力のＰＳＤを平坦化する。

図１３は、信号の電力スペクトル密度（図１１参照）および信号の複素共役の信号図を示す。基本ベースバンド波形の複素共役バージョンによるランダム化置換によって、図８の右側に示されているようなスペクトル成分をもつ、代替ＯＦＤＭ信号がランダムに提供される。代替ＯＦＤＭ信号は、基本ベースバンド波形と同じエンベロープを提供するが、異なるスペクトル成分をもつ。これは、時間領域ＯＦＤＭ波形を複素共役することによって取得される波形が、元の信号の周波数領域シンボルの複素共役である周波数領域シンボルを備える周波数領域信号を時間領域に変換することと、サブキャリアの次数を反転させることとによっても生成され得ることによる。たとえば、ＯＦＤＭ信号が、ＩＦＦＴによって、複素数値周波数領域シンボルＸ_ｋ、ｋ＝－Ｍ、．．．、Ｍから生成される場合、前記ＯＦＤＭ信号の複素共役は、周波数領域シンボルＸ^＊ _－ｋに逆離散フーリエ変換を適用することによって生成され得、ここで、星印＊は複素共役を表し、指数ｋにおけるマイナス符号はサブキャリアの次数の反転を示す。変形態のランダム化された提供、すなわち、図１３の左側に示されているようなスペクトル成分をもつことがあり、図１３の右側に示されているようなスペクトル成分をもつことがある、は、平均ではより平坦な波形を提供し、これは、手法の一実施形態のシミュレートされた結果を示す図１５を参照しながら以下で説明される。

図１４は、一実施形態による、波形の電力スペクトル密度を平坦化するための代替構造を示す。ここで、図１０に関して説明されたスペクトル線抑制特徴は、図１２を参照しながら説明されたものと同様の手法とともに適用される。したがって、この構造は、スペクトル線抑制とＰＳＤ平坦化とを行う。

図１５は、一実施形態を使用する、平坦化された電力スペクトル密度を示す信号図である。これは、たとえば、図１４を参照しながら説明された構造を、図８を参照しながら説明された生成器構造によって生成される基本ベースバンド信号に対して適用するときに達成される結果である。ＰＳＤは、かなり平坦で、スペクトル線がなく、したがって、ＯＯＫ提供構造において使用するための良好な性能を提供する。

出力電力の制限に関する背景技術セクションにおける説明を再び参照すると、次に、図１５の図によって示されている平坦化されたＰＳＤの利益に関する説明が与えられる。たとえば欧州におけるＰＳＤ制限を条件として、図１０の図の場合のようなＰＳＤを有するＷＵＰは、背景技術セクションにおける例と同じ他の特徴を仮定すれば、３５ｍＷの総出力電力を有する。１１および図１５を生成するために同じ基本ベースバンドオン波形が使用されるが、ＰＳＤ制限された規制領域における出力電力は、送信機が図１１におけるＰＳＤを提供する旧来の技法に従うよりも図１５におけるＰＳＤを提供する手法に従って実装される場合、１ｄＢ大きいことに留意されたい。

図１６は、一実施形態による、送信機を概略的に示す。手短に言えば、送信機は、図７を参照しながら説明された構造と同様のＯＯＫのために構成されるが、図１２を参照しながら説明された構造と同様のＰＳＤ平坦化構造をもつ。ＰＳＤ平坦化構造に波形を提供するオン波形生成器（ＷＧ）は、図８を参照しながら説明された生成器と同様であり得る。

図１７は、一実施形態による、送信機を概略的に示す。手短に言えば、送信機は、図７を参照しながら説明された構造と同様のＯＯＫのために構成されるが、図１２を参照しながら説明された構造と同様のＰＳＤ平坦化構造と、図１０を参照しながら説明されたものと同様のスペクトル線抑制構造とをもつ。ＰＳＤ平坦化構造に波形を提供するオン波形生成器（ＷＧ）は、図８を参照しながら説明された生成器と同様であり得る。

図１８は、一実施形態による、送信機を概略的に示す。手短に言えば、送信機は、図１７を参照しながら説明されたものと同様の構造を有するが、波形生成器（ＷＧ）に接続される、図８を参照しながら説明されたものと同様のスペクトル線抑制構造と、次いで、スペクトル線抑制構造とＯＯＫ構造との間に提供される、図１２を参照しながら説明された構造と同様のＰＳＤ平坦化構造とをもつ。

複素共役のランダム化適用例を提供するためにＰＳＤ平坦化構造に提供されるビットシーケンスは、様々なやり方で提供され得る。１つのやり方は、線形フィードバックシフトレジスタに基づく擬似ランダムシーケンス生成器を使用することである。別のやり方は、ルックアップテーブルからシーケンスを収集することである。上記で、図７～図１０に関して、単一のシフトレジスタ構造から複数のシーケンスを達成するための説明された手法がある。複数のシーケンスは、たとえば図１７および図１８を参照しながら説明された構造のために望まれ得、ここで、ＰＳＤ平坦化構造が１つのシーケンスを要求し、スペクトル線抑制構造が１つのシーケンスを要求する。ＯＯＫ構造について信号において新たな種類のスパーを引き起こす危険を冒さないために、それらの場合において別個のシーケンスを有することが望まれ、それらのシーケンスは限られた相互相関を有する。図１９～図２１を参照しながら説明される手法は、実装複雑度を低く保つという利点を有する。

本開示による手法は、アクセスポイント（ＡＰ）など、送信ネットワークノードにおいて実装される。一実施形態が図１７に示されている。

上記で説明されたように信号を平坦化する代替のやり方は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる、国際出願ＰＣＴ／ＥＰ２０１８／０６６９８４において教示される。その手法は、データシンボルに対応する第１のオンオフキーイングされた信号を送信することを含み、第１の信号は複数のオン期間と複数のオフ期間とを備える。各オン期間は、それぞれのランダムまたは擬似ランダムファクタだけオン期間内に巡回シフトされる第１の信号部分を備える。第１の信号部分の巡回シフトは、オン期間内に実施され得る。たとえば、第１の信号部分は、遅延または割合などのファクタだけオン期間においてシフトされ得、オン期間外にシフトされる第１の信号のどの部分も、オン期間の反対端においてオン期間に再導入され得る。このようにして、たとえば、オン期間は、いくつかの例では、第１の信号部分から形成された信号で埋められたままであり得る。いくつかの例では、したがって、第１の信号は、他の信号よりも平坦な周波数応答を有し得る。一例では、マンチェスターコーディングが起動パケット（ＷＵＰ）のデータ部分に適用され得る。たとえば、論理「０」は「１０」として符号化され、論理「１」は「０１」として符号化される。したがって、あらゆるデータシンボルは、（エネルギーがある）「オン」部分と、エネルギーがない「オフ」部分とを備え、これらの部分の次数はデータシンボルに依存する。さらに、ＷＵＰは、いくつかの例では逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって生成され得、なぜなら、このブロックが、たとえば、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃをサポートするＷｉ－Ｆｉ送信機など、いくつかの送信機においてすでに利用可能であり得るからである。ＷＵＰを表すＯＯＫ信号を生成するための例示的な手法は、図８を参照しながら説明されたものと同様に、ＯＦＤＭマルチキャリア信号の中心において１３個のサブキャリアを使用すること、オンを表すためにこれらの１３個のサブキャリアを信号でポピュレートすること、およびオフを表すためにまったく何も送信しないことである。これは、マルチキャリアＯＯＫ（ＭＣ－ＯＯＫ）と呼ばれることがある。一例では、ＩＦＦＴは、６４ポイントを有し、２０ＭＨｚのサンプリングレートにおいて動作しており、ただ通常の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に関しては、８０２．１１ａ／ｇ／ｎ／ａｃにおいて使用されるもののようなＯＦＤＭシンボル持続時間を有するために、ＩＦＦＴ動作の後にサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が追加される。ＷＵＰのためのＭＣ－ＯＯＫのいくつかの例では、同じＯＦＤＭシンボルが使用される。言い換えれば、すべてのデータシンボルのための非０サブキャリアをポピュレートするために、同じ周波数領域シンボルが使用される。あらゆるマンチェスターコーディングされたデータシンボルの「オン」部分を生成するために同じＯＦＤＭシンボルを使用することは、ＷＵＰのデータ部分における強い周期的時間相関を生じ得る。これらの相関は、スペクトル線を生じ、スペクトル線は、ＷＵＰの電力スペクトル密度（ＰＳＤ）におけるスパイクである。これらのスペクトル線は、いくつかの例では、スペクトルの狭い部分において送信され得る電力を制限するローカルな地理的規制があり得るので、望ましくないことがある。

第１の例示的な実施形態では、信号が単一のアンテナから送信される。ＷＵＰのデータ部分はＮ個のＯＦＤＭシンボルからなると仮定する。この例示的な実施形態は、以下のステップからなる。
１． Ｋ個の遅延のセットを決定する、Ｋ≧２。これらは、

である。
２． １からＫの間の値をとるＮ個の整数からなるランダムまたは擬似ランダムシーケンスを生成する。これらは、｛ｍ_１、．．．、ｍ_Ｎ｝である。
３． ランダムまたは擬似ランダム巡回シフトをデータシンボルの「オン」部分に対応するＯＦＤＭシンボルの各々に適用し、巡回シフトはシーケンスにおけるＮ個の整数のうちの１つに対応する。たとえば、遅延

をｎ番目のデータシンボルの「オン」部分に対応するＯＦＤＭシンボルに適用する。すなわち、ｓ（ｔ）、０≦ｔ＜Ｔ_ｓが、持続時間Ｔ_ｓを有する、「オン」部分に対応する時間領域信号である場合、遅延

だけのｓ（ｔ）の巡回シフト

が、

をセットすることによって生成される。
４． ｎ番目のデータシンボルの「オン」部分において巡回シフトされたＯＦＤＭシンボル

を備える、ＭＣ－ＯＯＫ信号を送信する。

１つの特定の例では、Ｔ_ｓ＝４μｓである。Ｋ＝８個の巡回シフト

のセットが、以下の表に示されているように規定される。

別の特定の例では、Ｔ_ｓ＝２μｓである。Ｋ＝８個の巡回シフト

のセットが、以下の表に示されているように規定される。

１から８の間の値を有するランダムまたは擬似ランダム整数のシーケンスが、各データシンボルのために生成され、対応する遅延だけの巡回シフトが、各データシンボルについての信号の「オン」部分に適用される。たとえば、Ｔ_ｓ＝２μｓであり、ｎ番目のデータシンボルについて生成された整数ｍが６である場合、

の巡回シフトが、ｎ番目の送信されたデータシンボルの「オン」部分に適用される。

擬似ランダムシーケンスを生成するための好適な手法は、図１～図１３を参照しながら説明された手法についてと同様に、このソリューションについて望まれる。一例として、Ｋが２のべき乗、すなわちＫ＝２^ｐである場合を考慮する。８０２．１１規格は、擬似ランダムビットシーケンスを生成するために、生成多項式ｚ^－７＋ｚ^－４＋１をもつ線形フィードバックシフトレジスタを利用する。これらのシーケンスのいずれも、ｐ個のビットのグループにおいて出力をグループ化することによって、使用され得る。いかなるそのようなグループも、１からＫの間の整数にマッピングされ得る。

別の例示的な実施形態は、複数のアンテナからの送信を伴う（たとえば送信ダイバーシティまたは空間ダイバーシティ）。アンテナの各々について、ＭＣ－ＯＯＫ信号が、所与のマルチアンテナ送信（ＴＸ）ダイバーシティ技法に従ってデータシンボルから生成される。その場合、単一の送信アンテナについて与えられる実施形態は、各アンテナから送信されるべき信号に適用され得る。アンテナからの信号に適用されるＴＸダイバーシティ技法は、（たとえばＧＳＭセルラシステムにおいて使用される）遅延ダイバーシティまたは（たとえばＬＴＥセルラシステムにおいて使用される）巡回遅延ダイバーシティを備え得る。

一例では、Ｌ個の送信アンテナがあり、ＭＣ－ＯＯＫが使用され、ＣＳＤが、送信機によって採用されるＴＸダイバーシティ技法であると仮定する。この場合、巡回遅延Δ_ｌ、ｌ＝１、．．．、Ｌが、ＯＦＤＭシンボルｓ（ｔ）に適用される。したがって、１番目のアンテナを通して送信される信号は、ｓ^ｌ（ｔ）＝ｓ_ＣＳ（ｔ；Δ_ｌ）であり、ここで、ｓ_ＣＳ（ｔ；Δ_ｌ）は、Δ_ｌだけのｓ（ｔ）の巡回シフトを示し、単一アンテナ例について上記で与えられたように規定される。この例示的な実施形態は、以下のステップからなる。
１． Ｋ個の遅延のセットを決定する、Ｋ≧２。これらは、

である。
２． １からＫの間の値をとるＮ個の整数からなるランダムまたは擬似ランダムシーケンスを生成する。これらは、｛ｍ_１、．．．、ｍ_Ｎ｝である。
３． Ｌ個のアンテナの各々について、遅延

をｎ番目のデータシンボルの「オン」部分に対応するＯＦＤＭシンボルに適用する。すなわち、ｓ^ｌ（ｔ）、０≦ｔ＜Ｔ_ｓが「オン」部分に対応する時間領域信号である場合、１番目のアンテナについて、ｓ^ｌ（ｔ）の巡回シフト

が、

だけ巡回遅延を適用することによって生成される。遅延

が、データシンボルごとに変化し得ることに留意されたい。
４． １番目のアンテナを通して送信された信号におけるｎ番目のデータシンボルの「オン」部分において巡回シフトされたＯＦＤＭシンボル

を備える、ＭＣ－ＯＯＫ信号を送信する。

一例として、ＣＳＤが使用される場合、

である。

巡回シフトシンボルランダム化は、スペクトル線を抑制し、スペクトルを平坦化する。Ｔ_ｓｙｍ＝４μｓである例では、０ｎｓ、４００ｎｓ、８００ｎｓ、１２００ｎｓ、１６００ｎｓ、２０００ｎｓ、２４００ｎｓおよび２８００ｎｓによる、８つの可能な巡回シフトがある。

巡回シフトシンボルランダム化技法のわずかな欠点は、巡回シフトシンボルランダム化技法が、オン波形におけるＤＣ成分に起因するスペクトル線をなくすことができないことである。ＯＦＤＭ信号に適用される巡回シフトは、周波数領域シンボルの回転によって実装され得る。したがって、ＯＦＤＭ波形に適用されたとき、巡回シフトランダム化は、サブキャリアの位相のランダム化と考えられ得る。しかしながら、巡回シフトによってＤＣサブキャリアに適用される回転は０であり、したがって、ＤＣサブキャリアの位相は巡回シフトランダム化によってランダム化され得ない。この欠点の実際的なソリューションは、ＤＣ成分をもたない波形をオン波形として使用することであり得る。これは、ＯＦＤＭ波形のＤＣサブキャリアをヌリングまたはブランキングすることによって達成され得る。しかしながら、たとえば、性能についてまたは他のメトリックについてオン波形を最適化するためにさらなる自由度を有するために、非ヌルＤＣサブキャリアを有することが望ましい状況があり得る。

上記で説明されたような巡回シフトランダム化と組み合わせられた、図１０を参照しながら説明されたようにスペクトル線を抑制するシンボルランダム化技法が、スペクトル線を抑制し、スペクトルを平坦化するための低複雑度技法を提供する。これを達成するための構造が図１９に示され、ここで、以下で説明される低複雑度シーケンス生成の一例が適用される。

図２１は、本開示の方法を概略的に示すフローチャートである。本方法は、送信される情報を表すパターンを形成するオン波形とオフ波形とを備えるオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号を送信するためのものである。基本ベースバンド波形が取得される１９００。基本ベースバンド波形を取得すること１９００は、所望のベースバンド波形を模倣する直交周波数分割多重信号を生成することを含み得る。基本ベースバンド波形は、バイナリ値のうちの１つが複素共役への変換を引き起こす第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することによって、スクランブルされる１９０２。基本ベースバンド波形をスクランブルすること１９０２は、バイナリ値が相互にπだけ分離された位相回転を適用する第２のバイナリランダム化シーケンスを適用することをさらに含み得る。第１のランダム化シーケンスは、第１の多項式を表すシフトレジスタ機構において生成され得、第２のランダム化シーケンスは、第１の多項式とは異なる第２の多項式を表すシフト機構において生成され得る。シフトレジスタ機構は、第１のバイナリランダム化シーケンスと第２のバイナリランダム化シーケンスの両方の生成のために単一のシフトレジスタを使用し得、第１のバイナリランダム化シーケンスは単一のシフトレジスタの第１の位置においてタップされ、第２のバイナリランダム化シーケンスは単一のシフトレジスタの第２の位置においてタップされ、単一のシフトレジスタの第１の位置と第２の位置とは異なる。

送信されるべき情報は、オン波形についてスクランブルされた基本ベースバンド波形を適用し、オフ波形について波形を適用しないことによって、変調される１９０４。次いで、変調された情報が送信される１９０６。

図２２は、一実施形態による、ネットワークノード２０００、たとえばアクセスポイントを概略的に示すブロック図である。ネットワークノードは、アンテナ構成２００２と、アンテナ構成２００２に接続された受信機２００４と、アンテナ構成２００２に接続された送信機２００６と、１つまたは複数の回路を備え得る処理エレメント２００８と、１つまたは複数の入力インターフェース２０１０と、１つまたは複数の出力インターフェース２０１２とを備える。インターフェース２０１０、２０１２は、オペレータインターフェースおよび／または信号インターフェース、たとえば電気的または光学的であり得る。ネットワークノード２０００は、セルラ通信ネットワークにおいて動作するように構成される。特に、処理エレメント２００８が、図２１を参照しながら説明された特徴を実施するように構成されることによって、ネットワークノード２０００は、ＷＵＰを効率的に提供することが可能であり、低複雑度で実装される。処理エレメント２００８はまた、処理エレメント２００８が受信機２００４および送信機２００６に接続されるので受信および送信を可能にするための信号処理から、アプリケーションを実行すること、インターフェース２０１０、２０１２を制御することなどに及ぶ、多数のタスクを遂行することができる。

本開示による方法は、特に、上記で説明された処理エレメント２００８が、ＷＵＰ提供をハンドリングするプロセッサを備える場合、コンピュータおよび／またはプロセッサなど、処理手段の援助を伴う実装に好適である。したがって、処理手段、プロセッサ、またはコンピュータに、図２１を参照しながら説明された特徴のうちのいずれかによる方法のうちのいずれかのステップを実施させるように構成された命令を備える、コンピュータプログラムが提供される。コンピュータプログラムは、好ましくは、図２３に示されているように、コンピュータ可読媒体２１００に記憶されたプログラムコードを備え、そのプログラムコードは、処理手段、プロセッサ、またはコンピュータ２１０２によってロードされ、実行され得、処理手段、プロセッサ、またはコンピュータ２１０２に、それぞれ、本開示の実施形態による方法を、好ましくは、図２１を参照しながら説明された特徴のうちのいずれかとして実施させる。コンピュータ２１０２およびコンピュータプログラム製品２１００は、方法のうちのいずれかのアクションが段階的に実施されるか、またはリアルタイムで方法を実施する場合、プログラムコードを連続的に実行するように構成され得る。処理手段、プロセッサ、またはコンピュータ２１０２は、好ましくは、通常、組込みシステムと呼ばれるものである。したがって、図２３中の図示されたコンピュータ可読媒体２１００およびコンピュータ２１０２は、原理の理解を提供するための説明の目的のためのものにすぎないと解釈されるべきであり、エレメントの直接的な説明として解釈されるべきではない。

Claims (14)

1. 送信される情報を表すパターンを形成するオン波形とオフ波形とを備えるオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号を送信する方法であって、前記方法は、
   基本ベースバンド波形を取得することと、
   バイナリ値のうちの１つが複素共役への変換を引き起こす第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することであって、前記第１のバイナリランダム化シーケンスがシフトレジスタのエレメントの第１のグループに基づく、第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することと、
   位相回転を引き起こすための値を含む第２のランダム化シーケンスを適用することであって、前記第２のランダム化シーケンスが前記シフトレジスタのエレメントの第２のグループに基づき、前記シフトレジスタのエレメントの前記第２のグループが、フィードバック構造からフィードバックを受信する第１のエレメントと、前記第１のエレメントの次の２つのエレメントとを含む、第２のランダム化シーケンスを適用することと
   によって、前記基本ベースバンド波形をスクランブルすることと、
   前記オン波形について前記スクランブルされた基本ベースバンド波形を適用し、前記オフ波形について波形を適用しないことによって、送信されるべき前記情報を変調することと、
   前記変調された情報を送信することと
   を含む、方法。
2. 前記基本ベースバンド波形を取得することが、所望のベースバンド波形を模倣する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を生成することを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記所望のベースバンド波形が、マルチキャリアオンオフキーイング（ＭＣ－ＯＯＫ）シンボルに対応する、請求項２に記載の方法。
4. 前記第２のランダム化シーケンスがバイナリ値に基づき、前記位相回転が相互にπだけ分離される、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記第１のバイナリランダム化シーケンスが、第１の多項式を表し、前記第２のランダム化シーケンスが、前記第１の多項式とは異なる第２の多項式を表す、請求項４に記載の方法。
6. 前記第１のバイナリランダム化シーケンスが前記シフトレジスタの第１の位置においてタップされる、請求項５に記載の方法。
7. 送信される情報を表すパターンを形成するオン波形とオフ波形とを備えるオンオフキーイング（ＯＯＫ）信号を送信するための送信機であって、前記送信機は、
   基本ベースバンド波形を取得するように構成された基本波形入力と、
   バイナリ値のうちの１つが複素共役への変換を引き起こす第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することであって、前記第１のバイナリランダム化シーケンスがシフトレジスタのエレメントの第１のグループに基づく、第１のバイナリランダム化シーケンスを適用することと、
   位相回転を引き起こすための値を含む第２のランダム化シーケンスを適用することであって、前記第２のランダム化シーケンスが前記シフトレジスタのエレメントの第２のグループに基づき、前記シフトレジスタのエレメントの前記第２のグループが、フィードバック構造からフィードバックを受信する第１のエレメントと、前記第１のエレメントの次の２つのエレメントとを含む、第２のランダム化シーケンスを適用することと
   によって、前記基本ベースバンド波形をスクランブルするように構成されたスクランブラと、
   前記オン波形について前記スクランブルされた基本ベースバンド波形を適用し、前記オフ波形について波形を適用しないことによって、送信されるべき前記情報を変調するように構成された変調器と、
   前記変調された情報を送信するように構成された送信回路と
   を備える、送信機。
8. 基本ベースバンド波形生成器を備え、前記基本ベースバンド波形生成器が、所望のベースバンド波形を模倣する直交周波数分割多重信号として前記基本ベースバンド波形を生成するように構成され、前記基本ベースバンド波形を前記基本波形入力に提供するように構成された、請求項７に記載の送信機。
9. 前記所望のベースバンド波形が、マルチキャリアオンオフキーイング（ＭＣ－ＯＯＫ）シンボルに対応する、請求項８に記載の送信機。
10. 第２のランダム化シーケンスがバイナリ値に基づき、前記位相回転が相互にπだけ分離される、請求項７から９のいずれか一項に記載の送信機。
11. 前記第１のバイナリランダム化シーケンスが、第１の多項式を表し、前記第２のランダム化シーケンスが、前記第１の多項式とは異なる第２の多項式を表す、請求項１０に記載の送信機。
12. 前記第１のバイナリランダム化シーケンスが前記シフトレジスタの第１の位置においてタップされる、請求項１１に記載の送信機。
13. 通信装置のプロセッサ上で実行されたとき、前記通信装置に、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法を実施させる命令を備える、コンピュータプログラム。
14. 無線ネットワークのアクセスポイントであって、前記アクセスポイントが、マルチキャリアオンオフキーイングを使用して起動パケットを送信するように構成され、前記アクセスポイントが、請求項７から１２のいずれか一項に記載の送信機を備える、アクセスポイント。

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